專利名稱：干涉信號(hào)碼功率及噪聲變異評(píng)估的方法與裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明是關(guān)于一般的無線分時(shí)雙工(TDD)或分頻雙工(FDD)通信系統(tǒng)。更明確地說，本發(fā)明是關(guān)于一種TDD通信系統(tǒng)，其可利用部份取樣平均法，實(shí)現(xiàn)一種干涉信號(hào)碼功率(ISCP)及噪聲變異的評(píng)估方法。
背景技術(shù)：
在UMTS地面無線接入TDD系統(tǒng)中，ISCP及噪聲變異的評(píng)估已經(jīng)便得越來越重要。接收器的設(shè)計(jì)需要對(duì)信道評(píng)估的后處理進(jìn)行噪聲變異評(píng)估，以及可供多用戶偵測(cè)(MUD)使用的最小均方誤差-區(qū)塊線性均衡(MMSE-BLE)算法。此外，動(dòng)態(tài)信道分配、動(dòng)態(tài)信道配置(DCA)以及時(shí)隙配置也都取決于精確的干涉信號(hào)碼功率(ISCP)評(píng)估。如3GPP TS25.225中所定義的，量測(cè)「時(shí)隙ISCP」僅是其中一種量測(cè)小區(qū)間干涉的方式。因?yàn)樾^(qū)間的干涉可視為白高斯噪聲，因此可將ISCP及噪聲變異評(píng)估結(jié)合成一道步驟。先前的評(píng)估方法是在保護(hù)期間使用片段序列。不過，因?yàn)闀r(shí)序前進(jìn)及延遲長(zhǎng)度展開的關(guān)系，保護(hù)期間內(nèi)并沒有足夠的片段可供執(zhí)行該項(xiàng)評(píng)估。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明提供一種背景噪聲功率評(píng)估器，其利用的是已經(jīng)評(píng)估的信道脈沖響應(yīng)系數(shù)。


圖1所示的是截尾雷利分布隨機(jī)變量的理論總體平均功率，以及相對(duì)于每次信道評(píng)估的W＝57個(gè)片段中的少量取樣數(shù)量的取樣功率數(shù)值平均，圖中顯示出仿真曲線及理論曲線。
圖2所示的是利用算法1所得到的已評(píng)估噪聲變異的平均值及均方誤差曲線圖，其結(jié)果已經(jīng)過實(shí)際的噪聲變異正規(guī)化。該圖中總共對(duì)10,000次獨(dú)立的仿真結(jié)果進(jìn)行平均。
圖3所示的是經(jīng)過實(shí)際的噪聲變異標(biāo)準(zhǔn)化之后的已評(píng)估噪聲變異序列。3dBEb/No時(shí)的工作組4(WG4)狀況2(慢衰落)。圖3a所示的是從保護(hù)期間(GP)的評(píng)估結(jié)果，圖3b及3c所示的分別是運(yùn)用算法1及2的已評(píng)估噪聲變異結(jié)果。
圖4(a)所示的是原始位誤碼率曲線，圖4(b)所示的是已評(píng)估的噪聲變異的正規(guī)平均值，而圖4(c)所示的是經(jīng)過實(shí)際變異正規(guī)化的評(píng)估值的均方誤差。在工作組4(WG4)信道狀況2(慢衰落)中，算法1使用30個(gè)取樣，算法2使用6次遞歸。
圖5(a)所示的是原始位誤碼率曲線，圖5(b)所示的是已評(píng)估的噪聲變異的正規(guī)平均值，而圖5(c)所示的是經(jīng)過實(shí)際變異正規(guī)化的評(píng)估值的均方誤差。在國際電訊聯(lián)盟(ITU)行人(pedestrian)B信道狀況中，算法1具有30個(gè)取樣，算法2具有6次遞歸。
圖6所示的是UE接收器的信道評(píng)估及后處理的方塊圖，圖中采用的是根據(jù)本發(fā)明的方法及裝置制作而成的噪聲變異評(píng)估器。
具體實(shí)施例方式
本發(fā)明使用的是一種利用該信道評(píng)估器的輸出信息進(jìn)行ISCP及噪聲變異的評(píng)估方法。該方法可解決先前技藝方法的問題，并且可提供更精確的評(píng)估供動(dòng)態(tài)信道配置(DCA)及多用戶偵測(cè)(MUD)使用。明確地說，本發(fā)明使用的是部份取樣平均算法來進(jìn)行計(jì)算。
雖然本發(fā)明的ISCP及噪聲變異評(píng)估方法是針對(duì)WCDMA TDD系統(tǒng)，不過，該算法亦能應(yīng)用在使用已評(píng)估信道響應(yīng)信息的所有類型的通信系統(tǒng)中，包括WCDMA FDD系統(tǒng)在內(nèi)。圖3b及3c所示的是運(yùn)用本發(fā)明的算法1及2的噪聲變異評(píng)估結(jié)果，其可與從保護(hù)期間(GP)所取得的噪聲變異進(jìn)行比較。
下面說明的是史泰納(Steiner)信道評(píng)估的信號(hào)模型。假設(shè)Kmax是一基本中間編碼所允許的最大的不同中間碼(midamble)數(shù)量。因此，叢集(burst)第1型的Kmax＝16、8或4，而叢集(burst)第2型的Kmax＝6或3。已接收的序列的信號(hào)模型可表示如下r=Gh+n=[G1|G2|···|GK]h(1)h(2)···h(K)+n]]>
方程式(1)而最大近似評(píng)估值(MLE)則可假設(shè)如下 方程式(2)其中w＝(GHG)-1GHn 方程式(3)當(dāng)能夠確實(shí)知道主動(dòng)中間碼(midamble)移動(dòng)的情形時(shí)(具有共享中間碼(midamble)的上行鏈路或下行鏈路移動(dòng))，便能夠降低矩陣G的區(qū)塊欄數(shù)以及干涉情形。不過，比較最大中間碼(midamble)移動(dòng)(Kmax)以及主動(dòng)中間碼(midamble)移動(dòng)(Kactive)之后，可看出并無效能增益。實(shí)際上，因?yàn)楸仨氠槍?duì)每個(gè)時(shí)隙計(jì)算出虛擬反矩陣的系數(shù)，反而增加該系統(tǒng)的復(fù)雜度。假定為最大的中間碼(midamble)數(shù)量，其僅會(huì)在規(guī)定該小區(qū)之后進(jìn)行計(jì)算。再者，即使是已知的中間碼(midamble)，都可使用不具有信號(hào)成份的輸出序列進(jìn)行ISCP及噪聲變異評(píng)估。所以，不論有多少個(gè)中間碼(midamble)是主動(dòng)的，該信道評(píng)估器都希望提供信道評(píng)估的Kmax數(shù)量。
下面說明的是根據(jù)本發(fā)明所建議的ISCP及噪聲變異評(píng)估方法。信道評(píng)估器的輸出序列的片段長(zhǎng)度永遠(yuǎn)都是KmaxW，其中W是信道脈沖響應(yīng)的長(zhǎng)度。大部份的輸出序列都僅包括ISCP及噪聲成份，少部份則包括信號(hào)及噪聲成份。當(dāng)主動(dòng)的中間碼(midamble)是已知時(shí)，從該些信道評(píng)估中便可輕易地產(chǎn)生非主動(dòng)中間碼(midamble)的評(píng)估值。不過，對(duì)具有共享中間碼(midamble)的上行鏈路及下行鏈路(中間碼(midamble)是未知的)來說，便難以進(jìn)行評(píng)估。前面的說明是針對(duì)具有多重中間碼(midamble)的下行鏈路信道，其中主動(dòng)中間碼(midamble)是未知的。
為簡(jiǎn)化起見，該ISCP及噪聲變異將稱為(如算法1的噪聲變異般)部份取樣平均，該復(fù)數(shù)噪聲的振幅機(jī)率密度函數(shù)為雷利函數(shù)，可表示如下f(x)=2xσw2exp(-x2σw2)U(x)]]>方程式(4)其中，σw2為其變異數(shù)。
本發(fā)明的目標(biāo)是以最少的取樣數(shù)量評(píng)估該變異數(shù)。如圖3所示，該評(píng)估的平均值及均方誤差都會(huì)隨著取樣數(shù)的增加而減少。顯而易見的，取樣功率的平均值并不會(huì)收斂成總體平均功率。相反地，當(dāng)使用W個(gè)取樣中最小的N值的話，取樣變異便會(huì)收斂成如下所示的第二矩量σa2=∫x=0ax2f(x)dx]]>方程式(5)其中，a滿足Pr{x<a}=NW.]]>經(jīng)過短導(dǎo)算之后，a=-σw2ln(1-NW)]]>方程式(6)W個(gè)取樣中最小的N值的總體平均功率會(huì)收斂成σw2=cσw2]]>方程式(7)其中c=NW+(1-NW)·(1-NW)]]>方程式(8)所以，比例因子c是N/W比率的函數(shù)。圖1所示的是叢集(burst)第1型及W＝57時(shí)，理論及數(shù)值比例因子相對(duì)于N的關(guān)系圖。
利用此比例因子，W中N個(gè)最小取樣的噪聲變異評(píng)估會(huì)變成σ^w2=1cKNΣj=1KΣj=1N|hi(j)|2]]>方程式(9)其中，hi(j)，i＝1、2、...、W是成振幅遞增的次序。
前面所述的是噪聲變異評(píng)估方法的參數(shù)，以及信道評(píng)估所使用的參數(shù)。該項(xiàng)評(píng)估方法將會(huì)通過某些系統(tǒng)參數(shù)于系統(tǒng)階加以說明。該等系統(tǒng)參數(shù)如下·W信道長(zhǎng)度。
·Kmax最大的中間碼(midamble)移動(dòng)值。
·P基本中間碼(midamble)長(zhǎng)度，其為信道評(píng)估區(qū)塊的輸入長(zhǎng)度。
·Lm中間碼(midamble)長(zhǎng)度。
·Lchest信道評(píng)估器的輸出長(zhǎng)度。其未必等于W。
Kmax，尤其是在叢集(burst)第1型的延伸中間碼(midamble)情形時(shí)。
·hi，i＝1、2...、Lches已評(píng)估的接合信道系數(shù)。
·Kactive主動(dòng)的中間碼(midamble)移動(dòng)值。
·Np1每個(gè)信道的最大路徑值。
·Np2每個(gè)信道的實(shí)際路徑值。
表1歸納出上面各項(xiàng)參數(shù)的規(guī)格及關(guān)系

*偶數(shù)中間碼(midamble)值中W＝28；奇數(shù)值中W＝29。
表1圖6所示的是ISCP及噪聲變異評(píng)估區(qū)塊14在用戶設(shè)備(UE)10中的位置。在上行鏈路中，因?yàn)锽S接收器已經(jīng)知道，所以并不需要中間碼(midamble)偵測(cè)18及盲碼偵測(cè)20區(qū)塊。因?yàn)椴⒉恢乐鲃?dòng)的中間碼(midamble)值，所以下行鏈路噪聲評(píng)估會(huì)使用Kmax取代Kactive，并且利用中間碼(midamble)偵測(cè)進(jìn)行評(píng)估。主動(dòng)中間碼(midamble)值信息可視情況由中間碼(midamble)18經(jīng)由路徑18a饋送至噪聲(ISCP)評(píng)估區(qū)塊14，不過，在整個(gè)偵測(cè)效能中會(huì)造成具有些許增益的處理延遲。
本文所建議的評(píng)估算法(采用部份取樣平均法)可歸納如下σ^n2=G·γ(r)·1Nsample·Σi=1Nsample|hn(i)|2]]>方程式(10)其中Nsample＝Lchest-Npl·Kactive方程式(11)γ(r)=[1+(1r-1)·ln(1-r)]-1]]>方程式(12)r=NsampleLchest;]]>取樣率， 方程式(13)叢集(burst)第1型和3時(shí)，G＝400，以及，叢集(burst)第2型時(shí)，G＝169。
n(i)，i＝1、2、...、Lchest是第I個(gè)最小系數(shù)的指針(即hn(i)，i＝1、2、...、Lchest)，其成振幅遞增的次序。為簡(jiǎn)化實(shí)現(xiàn)方式，會(huì)如表2般將每種狀況的常數(shù)固定，該表中顯示的是相對(duì)于時(shí)隙結(jié)構(gòu)的比例常數(shù)T，其中P是可用的取樣數(shù)，并且以雙星號(hào)標(biāo)記的數(shù)值于實(shí)際狀況中可能不會(huì)出現(xiàn)。此處的常數(shù)T定義如下T=G·γ(r)Nsample]]>方程式(14)已評(píng)估的噪聲變異數(shù)則變成σ^n2=T·Σi=1Nsample|hn(i)|2]]>方程式(15)

表2在替代方式中可從已評(píng)估的信道輸出的無用系數(shù)中評(píng)估噪聲變異，并且利用下面的方程式以遞歸方式進(jìn)行更新σ^n2=1KWΣj=1KΣi=1W|hi(j)-h^i(j)|2,]]>其中，

是經(jīng)過噪聲變異評(píng)估

后處理之后的信道評(píng)估，而

的初始值全部都為零。
在此仿真中，遞歸數(shù)為六(6)，其可視傳播信道狀況而降低。
現(xiàn)在將解釋其中一種示范仿真情形。下面所列的是本范例的假設(shè)條件及參數(shù)·叢集(burst)第1型。
·W＝57。
·8個(gè)數(shù)據(jù)叢，展開因子(SF)＝16。
·8個(gè)不同的中間碼(midamble)。
·WG4狀況2及ITU行人B信道狀況。
·算法1有30個(gè)取樣。
·算法2有6次遞歸。
如圖4(a)及圖5(a)所示，不同結(jié)構(gòu)所產(chǎn)生的MMSE-BLE效能非常相似。因此，如圖4(c)及圖5(c)所示，數(shù)據(jù)偵測(cè)效能并不會(huì)受到以實(shí)際噪聲變異標(biāo)準(zhǔn)化之后的評(píng)估誤差的影響。
所得到的結(jié)論是·從圖5(b)及6(b)中可看出，算法1的變異評(píng)估在高SNR且具多重路徑的情況下，數(shù)值會(huì)稍微地偏高。
·算法2具有最佳的效能，不過必須針對(duì)后處理實(shí)施多重的臨界測(cè)試。其復(fù)雜度的增加情況則取決于迭代的次數(shù)及比較的復(fù)雜度。
·如果僅有MMSE-BLE及后處理的噪聲變異的話，那么算法1便足以供大部份的無線情形來使用。不過，如果整體的通信系統(tǒng)效能非常容易受到噪聲變異評(píng)估誤差的影響，而需要更精確的噪聲變異評(píng)估時(shí)，那么算法2將是最佳的選擇。
權(quán)利要求
1.一種使用于分時(shí)雙工(TDD)或分頻雙工(FDD)型的無線通信系統(tǒng)中的方法，其包括(a)對(duì)所接收的叢集的中間碼部份實(shí)施一信道評(píng)估，以產(chǎn)生多個(gè)信道脈沖響應(yīng)；(b)根據(jù)下面的方程式評(píng)估噪聲變異σ^n2=T·Σi=1Nsample|hn(i)|2]]>其中T=G·γ(r)Nsample]]>r=NsampleLchest,]]>Nsample＝Lchest-Npl·Kmax，其中h表示所使用的取樣振幅，Lchest是信道評(píng)估器的輸出長(zhǎng)度，Npl是每個(gè)信道的最大路徑值而Kmax是最大的中間碼移動(dòng)值。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，當(dāng)所收到的叢集為叢集第1型時(shí)，G等于400。
3.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，當(dāng)所收到的叢集為叢集第2型時(shí)，G等于169。
4.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，當(dāng)所收到的叢集為叢集第3型時(shí)，G等于400。
5.如權(quán)利要求1所述的方法，其包括從查值表中取得的比例常數(shù)T，其中T會(huì)隨著中間碼移動(dòng)值的增加而增加。
6.如權(quán)利要求5所述的方法，其特征在于，當(dāng)所收到的叢集為叢集第1型時(shí)，可根據(jù)所允許的中間碼移動(dòng)值中選出該比例常數(shù)為4、8及16。
7.如權(quán)利要求5所述的方法，其特征在于，當(dāng)所收到的叢集為叢集第2型時(shí)，可根據(jù)所允許的中間碼移動(dòng)值中選出該比例常數(shù)為3及6。
8.如權(quán)利要求1所述的方法，進(jìn)一步包括使用步驟(a)及(b)所得到的數(shù)值，產(chǎn)生數(shù)個(gè)非零hi的其中一個(gè)，以及非零片段指針，其中一個(gè)片段等于KmaxW，而W是該信道脈沖響應(yīng)的長(zhǎng)度。
9.如權(quán)利要求8所述的方法，進(jìn)一步包括根據(jù)步驟(b)所決定的數(shù)值決定主動(dòng)中間碼移動(dòng)的數(shù)量。
10.如權(quán)利要求9所述的方法，進(jìn)一步包括使用在步驟(b)所得到的主動(dòng)中間碼移動(dòng)值及所接收到的數(shù)據(jù)域以產(chǎn)生編碼數(shù)。
11.如權(quán)利要求10所述的方法，進(jìn)一步使用前述所接收到的數(shù)據(jù)域、編碼數(shù)、已評(píng)估的噪聲變異、主動(dòng)中間碼移動(dòng)值以及步驟(b)所得到的數(shù)值，以決定一已評(píng)估的符號(hào)序列。
12.如權(quán)利要求1所述的方法，進(jìn)一步包括使用在步驟(b)所得到的主動(dòng)中間碼移動(dòng)值以修正該噪聲變異評(píng)估。
13.一種使用于分時(shí)雙工(TDD)或分頻雙工(FDD)型的無線通信系統(tǒng)中的裝置，其包括用以對(duì)所接收的叢集的中間碼部份實(shí)施信道評(píng)估的裝置，以產(chǎn)生多個(gè)信道脈沖響應(yīng)；根據(jù)下面的方程式評(píng)估噪聲變異的裝置，σ^n2=T·Σi=1Nsample|hn(i)|2,]]>其中T=G·γ(r)Nsample]]>r=NsampleLchest,]]>Nsample＝Lchest-Npl·Kmax，其中h表示所使用的取樣振幅，Lchest是信道評(píng)估器的輸出長(zhǎng)度，Npl是每個(gè)信道的最大路徑值而Kmax是最大的中間碼移動(dòng)值。
14.如權(quán)利要求13所述的裝置，其特征在于，當(dāng)所收到的叢集為叢集第1型時(shí)，所提供的裝置設(shè)定G等于400。
15.如權(quán)利要求13所述的裝置，其特征在于，當(dāng)所收到的叢集為叢集第2型時(shí)，所提供的裝置設(shè)定G等于169。
16.如權(quán)利要求13所述的裝置，其特征在于，當(dāng)所收到的叢集為叢集第3型時(shí)，所提供的裝置設(shè)定G等于400。
17.如權(quán)利要求13所述的裝置，進(jìn)一步包括用以從查值表中取得比例常數(shù)T的裝置，其中T會(huì)隨著中間碼移動(dòng)值的增加而增加。
18.如權(quán)利要求17所述的裝置，進(jìn)一步包括用以選擇比例常數(shù)的裝置，當(dāng)所收到的叢集為叢集第1型時(shí)，可根據(jù)所允許的中間碼移動(dòng)值中選出該比例常數(shù)為4、8及16。
19.如權(quán)利要求17所述的裝置，進(jìn)一步包括用以選擇比例常數(shù)的裝置，當(dāng)所收到的叢集為叢集第2型時(shí)，可根據(jù)所允許的中間碼移動(dòng)值中選出該比例常數(shù)為3及6。
20.如權(quán)利要求13所述的裝置，進(jìn)一步包括可使用前述所接收到的數(shù)據(jù)域、編碼數(shù)、已評(píng)估的噪聲變異及主動(dòng)中間碼移動(dòng)值以決定一已評(píng)估的符號(hào)序列的裝置。
21.如權(quán)利要求13所述的裝置，進(jìn)一步包括可使用主動(dòng)中間碼移動(dòng)值以修正該噪聲變異評(píng)估的裝置。
22.一種用于在分時(shí)雙工(TDD)或分頻雙工(FDD)型的無線通信系統(tǒng)中評(píng)估噪聲變異的方法，其包括(a)對(duì)所接收的叢集的中間碼部份實(shí)施信道評(píng)估，以產(chǎn)生多個(gè)信道脈沖響應(yīng)；(b)根據(jù)下面的方程式，以遞歸的方式評(píng)估噪聲變異σ^n2=1KWΣj=1KΣi=1W|hi(j)-h^i(j)|2,]]>其中， 是經(jīng)過噪聲變異評(píng)估 后處理之后的信道評(píng)估，且 的初始值全部都為零。
23.如權(quán)利要求22所述的方法，其特征在于在步驟(b)會(huì)執(zhí)行六次(6次)遞歸。
24.如權(quán)利要求23所述的方法，其特征在于可從該已評(píng)估的信道的無用系數(shù)中評(píng)估該噪聲變異。
25.一種用于在分時(shí)雙工(TDD)或分頻雙工(FDD)型的無線通信系統(tǒng)中評(píng)估噪聲變異的裝置，其包括用以對(duì)所接收的叢集的中間碼部份實(shí)施信道評(píng)估的裝置，以產(chǎn)生多個(gè)信道脈沖響應(yīng)；根據(jù)下面的方程式，以遞歸的方式評(píng)估噪聲變異的裝置σ^n2=1KWΣj=1KΣi=1W|hi(j)-h^i(j)|2,]]>其中， 是經(jīng)過噪聲變異評(píng)估 后處理之后的信道評(píng)估，而 的初始值全部都為零，可從該已評(píng)估的信道輸出的無用系數(shù)中評(píng)估該噪聲變異，并且以遞歸的方式進(jìn)行更新。
26.如權(quán)利要求25所述的裝置，其特征在于，該遞歸裝置包括用以實(shí)施六次(6次)遞歸的裝置。
全文摘要
本發(fā)明揭示干涉信號(hào)碼功率噪聲變異評(píng)估的方法與裝置，其采用的是利用下面方程式的少量取樣，
文檔編號(hào)H04B1/707GK1555621SQ02818139
公開日2004年12月15日 申請(qǐng)日期2002年9月17日 優(yōu)先權(quán)日2001年9月18日
發(fā)明者金榮洛, 潘鐘霖, 艾瑞拉·塞拉, 塞拉 申請(qǐng)人:美商內(nèi)數(shù)位科技公司