專利名稱：約束判決反饋均衡器的反饋濾波器抽頭系數值的設備和方法
技術領域：
本發(fā)明通常被指向數字通信裝置中的判決反饋均衡器，更具體而言，被指向一種用于約束判決反饋均衡器中的反饋濾波器抽頭系數的值以減小誤差傳播的設備和方法。
背景技術：
數字高清晰度電視(HDTV)大聯盟(Grand Alliance)是電視產業(yè)中的一組電視制造和研究組織。在多年的合作努力之后，Grand Alliance開發(fā)并提出了用于數字HDTV系統(tǒng)的標準。Grand Alliance標準已被聯邦通信委員會(FCC)用作(有少許變化)用于HDTV的官方廣播標準。該標準已知為高級電視系統(tǒng)委員會數字電視標準(“ATSC標準”)。
用于在地面廣播通道上進行HDTV傳輸的ATSC標準使用這樣的信號，其由十二(12)個獨立的時間復用的格編碼的數據流的序列組成，被調制為具有10.76MHz的速率的八(8)電平殘留邊帶(VSB)符號流。該信號被轉換成六(6)MHz頻帶，其對應于標準的VHF或UHF地面電視通道，然后信號在其上被廣播。
ATSC標準需要依照八(8)電平(即三(3)位)一維布局對HDTV信號的二(2)位數據符號進行格編碼。每個數據符號的一位被預編碼，而另一位經歷1/2的編碼速率，其依照四(4)狀態(tài)格碼而產生兩個經編碼的位。為了交錯，十二(12)個相同的編碼器和預編碼器相繼對每十二個相繼的數據符號進行運算。符號0，12，24，36，...被編碼為一個系列。符號1，13，25，37，...被編碼為第二系列。符號2，14，26，38，...被編碼為第三系列。對總共十二(12)個系列依此類推。因此，ATSC標準需要HDTV接收器中的十二(12)個格解碼器以用于信號中的時分交錯的數據符號的十二(12)個系列。HDTV接收器中的每個格解碼器解碼經編碼的數據符號流中的每第十二(12th)個數據符號。
在ATSC標準接收器中，格解碼器被用于檢索剛剛在被轉換成8-VSB符號、被調制和廣播之前經格編碼的原始數字數據。格編碼的使用提供了對所接收信號的信噪比的改進，并且十二(12)個獨立流的時間復用減小了來自駐留在相同頻率上的模擬NTSC廣播信號的同通道(co-channel)干擾的可能性。縮寫NTSC表示國家電視標準委員會。
用于四(4)狀態(tài)格碼的每個格解碼器是依照眾所周知的Viterbi解碼算法來運算的。每個解碼器都包括分支度量發(fā)生器單元、添加-比較-選擇單元和通路-存儲器單元。例如見G.Ungerboeck的“Trellis-codedModulation With Redundant Signal Set，Part I，Introduction；PartII，Stateof the Art”，IEEE Communication Magazine，Vol.25，第5-21頁，1987年2月。
除了被噪聲損害以外，所發(fā)送的信號亦經歷確定性的通道失真和由多通路干擾導致的失真。因此，自適應通道均衡器通常被用在格解碼器的前面以補償這些效應。目的是生成這樣的符號流，其盡可能多地類似于在發(fā)射器處由所述十二(12)個格編碼器生成的符號流。
一種常用的均衡器體系結構利用了已知為判決反饋均衡器(DFE)的第二均衡器。在該體系結構中，常規(guī)的或前向均衡器(FE)由DFE來補充。對DFE的輸入是對完整均衡器(FE和DFE)的當前輸出符號的原始發(fā)送值的估算。判決反饋均衡器(DFE)的輸出隨后被添加給前向均衡器(FE)的輸出以產生輸出符號。在典型的實施中，對輸出符號的這種估算是通過對均衡器輸出簡單地“切分(slicing)”而獲得的。術語“切分”指的是取最接近于實際輸出的(由8-VSB ATSC標準指定的八(8)個電平的)允許符號值的過程。在判決反饋均衡器(DFE)使用“經切分的”符號給出了具有低復雜度的接近最優(yōu)的誤差率性能。然而，該途徑可經歷由切分誤差導致的誤差傳播。由于在用于HDTV信號的均衡器之后的典型符號誤差可高達百分之二十(20％)，如果DFE濾波器抽頭的數量大，則這可能是嚴重的問題。
在均衡器之后，HDTV信號被解碼于格解碼器內，該解碼器使用Viterbi算法基于在發(fā)射器中進行的1/2速率的格編碼來解碼符號流。如先前所提及的，ATSC標準規(guī)定了十二(12)個格編碼器和解碼器以時間復用的方式被并行使用。然后格解碼之后是字節(jié)解交錯和ReedSolomon解碼以進一步校正信號中的傳輸誤差。
判決反饋均衡器(DFE)通常包括前向線性濾波器和反饋回路內的反饋濾波器。反饋回路包括判決裝置(例如切分器)和誤差計算單元。當判決裝置產生誤差時，反饋回路中的誤差循環(huán)導致性能損失。反饋回路中誤差的循環(huán)被稱為誤差傳播。
當反饋濾波器抽頭的量級大時，誤差傳播的效應常常增加。這是因為誤差被乘以了大常數，由此導致較大的誤差傳播。所得到的誤差在DFE的反饋回路中連續(xù)循環(huán)，有時是無窮的。
DFE的濾波器抽頭系數可通過使用用于計算自適應均衡器的濾波器抽頭系數的所存在的各種現有技術算法來更新。一種常用的方法使用眾所周知的最小均方(LMS)算法。LMS算法是一種逐次近似技術，其使用當前系數和數據抽頭值以及所計算的誤差來計算新的系數值。LMS算法重復所述過程，直到每個濾波器抽頭系數收斂于所需的最優(yōu)值。
在典型的LMS算法中，用于DFE的前向線性濾波器的系數矢量fnk+1是使用以下公式來確定的fnk+1=fnk+μekrk-n]]>其中fnk是時間k處的前向濾波器抽頭系數，μ是適配速度常數，ek是誤差項，而rk-n是時間k處前向濾波器中的前向濾波器抽頭數據的值。誤差項ek是從DFE的輸出而計算的誤差?？墒褂帽磺度霐祿鞯囊阎柧毿蛄幸耘袥Q指導的方式來計算誤差項ek?？商鎿Q的是，可使用恒定模數算法(CMA)或判決指導(DD)算法以盲方式來計算誤差項ek。類似地，用于DFE的反饋濾波器的系數矢量gnk+1是使用以下公式來確定的gnk+1=gnk+μekak-n]]>其中gnk是時間k處的反饋濾波器抽頭系數，μ是適配速度常數，ek是誤差項，而ak-n是時間k處反饋濾波器中的反饋濾波器抽頭數據的值。
在典型的LMS算法中，系數fnk和gnk是不受約束的。就是說，系數fnk和gnk可采取任何值來減小DFE中的多通路干擾效應。對于嚴重的后回波和前回波，反饋濾波器抽頭系數gnk的值可增長至它們通過誤差傳播來降低DFE的性能的程度。
因此在本領域中需要一種設備和方法，其能約束判決反饋均衡器中的反饋濾波器抽頭系數gnk的值以減小誤差傳播。

發(fā)明內容
針對以上提及的現有技術的缺陷，本發(fā)明的設備和方法通過約束判決反饋均衡器的反饋濾波器抽頭系數中的反饋濾波器抽頭系數的值來減小判決反饋均衡器中的誤差傳播。
通過使用約束成本函數和相關的約束函數來計算更新的系數值，本發(fā)明可約束反饋濾波器抽頭系數的值。反饋濾波器抽頭系數的每個濾波器抽頭元內的系數適配單元計算更新的系數值。
本發(fā)明的目的是防止判決反饋均衡器中的誤差傳播。
本發(fā)明的另一個目的是防止誤差在判決反饋均衡器的反饋回路內循環(huán)。
本發(fā)明又一個目的是提供一種設備和方法，用于通過將約束條件施加于反饋濾波器抽頭系數的值來計算判決反饋均衡器的反饋濾波器抽頭系數中的反饋濾波器抽頭系數的值。
本發(fā)明還有的目的是提供一種設備和方法，用于在約束條件限制反饋濾波器抽頭系數的總能量的情況下，通過將該約束條件施加于反饋濾波器抽頭系數的值來計算判決反饋均衡器的反饋濾波器抽頭系數中的反饋濾波器抽頭系數的值。
本發(fā)明的另一個目的是提供一種設備和方法，用于在約束條件將每個反饋濾波器抽頭系數的量級限制于閾常數的情況下，通過將該約束條件施加于反饋濾波器抽頭系數的值來計算判決反饋均衡器的反饋濾波器抽頭系數中的反饋濾波器抽頭系數的值。
以上已相當廣泛地概括了本發(fā)明的特點和技術優(yōu)點，從而使本領域的技術人員可較好地理解以下的本發(fā)明的詳述。本發(fā)明的附加特點和優(yōu)點將在以下被描述，其形成本發(fā)明權利要求的主題。本領域的技術人員將理解，他們可容易地將所公開的概念和特定實施例用作修改或設計用于實施本發(fā)明的相同目的的其它結構的基礎。本領域的技術人員亦將認識到，這樣的等效構造并不背離處于其最廣形式的本發(fā)明的精神和范圍。
在進行以下的本發(fā)明的詳述之前，有利的是提出貫穿本專利文檔而使用的某些詞或短語的定義術語“包括”和“包含”以及其派生詞指的是沒有限制的包括；術語“或”是包括的，意味著和/或；短語“與...關聯”和“與之關聯”以及其派生詞可指的是包括、被包括在...內、與...互連、包含、被包含在...內、連接于或與...連接、耦合于或與...耦合、可與...通信、與...合作、交錯、并列、最接近于、被結合于或與...結合、具有、具有...的特性等；而術語“控制器”、“處理器”或“設備”指的是控制至少一個工作的任何裝置、系統(tǒng)或其部分，這樣的裝置被實施于硬件、固件、軟件或至少兩個相同事物的某種組合中。應指出，與任何特定控制器關聯的功能性可被集中或分布，不管是在本地或遠程。具體而言，控制器可包括一個或多個數據處理器以及關聯的輸入/輸出裝置和存儲器，其執(zhí)行一個或多個應用程序和/或操作系統(tǒng)程序。用于某些詞或短語的定義被貫穿本專利文檔而提供。本領域的普通技術人員將理解，如果不是在大多數實例中，則這樣的定義在許多實例中適用于這樣定義的詞或短語的先前或將來的使用。


為了較完整地理解本發(fā)明及其優(yōu)點，現在參照結合附圖而進行的以下描述，其中相同的數字表示相同的對象，并且在其中圖1說明了示例的現有技術高清晰度電視(HDTV)發(fā)射器的方塊圖；圖2說明了示例的現有技術高清晰度電視(HDTV)接收器的方塊圖；圖3說明了示例的現有技術自適應通道均衡器的方塊圖，該均衡器包括前向均衡器(FE)濾波器和判決反饋均衡器(DFE)濾波器；圖4說明了示出現有技術判決反饋均衡器(DFE)的方塊圖，該均衡器包括前向濾波器、反饋濾波器、判決裝置和誤差計算單元；圖5說明了利用本發(fā)明原理的用于在判決反饋均衡器的反饋濾波器中使用的自適應有限脈沖響應(FIR)濾波器的方塊圖；圖6說明了示出本發(fā)明一個有利實施例的方法步驟的流程圖；并且圖7說明了一個曲線圖，其示出了用于常規(guī)動態(tài)通道的符號誤差率曲線并示出了用于在其中已依照本發(fā)明的原理約束了判決反饋均衡器的反饋濾波器抽頭系數的值的動態(tài)通道的符號誤差率曲線。
具體實施例方式
以下討論的圖1到7以及在本專利文檔中被用于描述本發(fā)明原理的各種實施例僅僅是為了說明，而不應以任何方式被理解成限制本發(fā)明的范圍。用于約束判決反饋均衡器中的反饋濾波器抽頭系數的值以減小誤差傳播的本發(fā)明可被用在采用判決反饋均衡器的任何系統(tǒng)中。
在以下的示例實施例的描述中，本發(fā)明可被集成到數字電視接收器內的判決反饋均衡器中或被結合它而使用。本發(fā)明并不局限于在數字電視系統(tǒng)中使用。本領域的技術人員將認識到，本發(fā)明的示例實施例可被容易地修改以便于在使用判決反饋均衡器的任何類型的數字接收器系統(tǒng)中使用，所述系統(tǒng)沒有局限性地包括數字電視系統(tǒng)、置頂盒、數字存儲裝置、數字收音機系統(tǒng)、以及利用判決反饋均衡器的任何類型的數字系統(tǒng)。術語“數字接收器系統(tǒng)”被用來指這些類型的設備。
圖1說明了示例的現有技術高清晰度電視(HDTV)發(fā)射器100的方塊圖。MPEG兼容的數據包由Reed Solomon(RS)編碼器110來編碼以便于前向誤差校正(FEC)。每個數據字段的相繼段中的數據包然后由數據交錯器(interleaver)120來交錯，并且經交錯的數據包然后由格編碼器單元130進一步交錯和編碼。格編碼器單元130產生為每個符號表示三(3)個位的數據符號流。三個位之一被預編碼而其它兩個通過四(4)狀態(tài)格編碼而產生。
格編碼器單元130包括十二(12)個并行的格編碼器和預編碼器單元以提供十二個交錯的經編碼的數據序列。每個格編碼器和預編碼器單元的經編碼的三(3)個位在復用器140中被與字段和段同步位序列組合。導頻信號由導頻插入單元150插入。所述數據流然后經歷借助VSB調制器160的殘留邊帶(VSB)抑制的載波八(8)電平調制。然后該數據流最終由轉換器170上轉換成射頻(RF)。
圖2說明了示例的現有技術高清晰度電視(HDTV)接收器200的方塊圖。所接收的RF信號由調諧器210下轉換成中間頻率(IF)。該信號然后由IF濾波器和檢測器220濾波并轉換成數字形式。所檢測的信號然后處于每個都表示八(8)電平布局的數據符號流的形式。該信號然后由NTSC拒波濾波器230濾波并經歷借助均衡器和相位跟蹤器單元240的均衡和相位跟蹤。所恢復的經編碼的數據符號然后經歷借助格解碼器單元250的格解碼。經解碼的數據符號然后由數據解交錯器260進一步解交錯。所述數據符號然后經歷借助Reed Solomon解碼器270的Reed-Solomon解碼。由此恢復由發(fā)射器100發(fā)送的MPEG兼容的數據包。
計算機磁盤280的示意性表示亦被示出于圖2中。在本發(fā)明另外的有利實施例中，計算機盤280可被插入到電視接收器200中的計算機盤驅動器(未示出)中。計算機盤驅動器能接收涉及電視接收器200內的判決反饋均衡器中的反饋濾波器抽頭系數值的信息，并且能將該信息寫給計算機盤280。在本發(fā)明另一個另外的有利實施例中，計算機盤280包含用于實施本發(fā)明方法的計算機可執(zhí)行的方法步驟。計算機盤280可被認為是能存儲和發(fā)送計算機化的數據和指令的任何類型介質的表示。
圖3說明了用于在均衡器和相位跟蹤器單元240中使用的現有技術自適應通道均衡器300的方塊圖?，F有技術自適應通道均衡器300包括前向均衡器(FE)濾波器310和判決反饋均衡器(DFE)濾波器320。來自前向均衡器(FE)濾波器310的輸出在加法器單元330中被加給來自判決反饋均衡器(DFE)濾波器320的輸出以形成自適應通道均衡器單元300的輸出。
前向均衡器(FE)濾波器310將未經補償的通道符號數據接受為其輸入。相比而言，判決反饋均衡器(DFE)濾波器320為其輸入而需要在符號被噪聲損害之前在通道上發(fā)送的符號的“估算”。
如眾所周知的，DFE濾波器320可接收通過簡單地對均衡器輸出“切分”而得到的輸出符號的估算。術語“切分”指的是取最接近于實際輸出的(由8-VSB ATSC標準指定的八(8)個電平的)允許符號值的過程。在被示出于圖3中的實施例中，電平切分器340通過復用器350將“經切分的”符號提供給DFE濾波器320。將輸出符號的估算提供給DFE濾波器320的這種方法可經受由切分誤差導致的誤差傳播。
亦如眾所周知的，DFE濾波器320可以以“受訓模式”或“盲”模式而被適配。在“受訓模式”中，DFE濾波器320在每個已知時間處接收已知符號的“訓練序列”(通過復用器350)。DFE濾波器320比較已知訓練序列與“用于受訓適配的均衡器誤差”。用于受訓適配的均衡器誤差是通過從已知訓練序列中減去均衡器輸出而獲得的。減法過程在減法單元360中進行。DFE濾波器320然后調節(jié)其工作以使均衡器輸出匹配已知訓練序列。
可替換的是，DFE濾波器320可以以“盲模式”來工作。在“盲模式”中，DFE濾波器320從盲誤差單元370接收“用于盲適配的均衡器誤差”。盲誤差單元370比較均衡器輸出與數據的預期統(tǒng)計分布以產生均衡器誤差盲適配。DFE濾波器320然后調節(jié)其工作以使均衡器輸出匹配數據的預期統(tǒng)計分布。
圖4說明了示出現有技術判決反饋均衡器(DFE)的方塊圖。DFE 320包括前向濾波器410、反饋濾波器420、加法器單元430、判決裝置440和誤差計算單元450。給DFE 320的輸入信號被接收于前向濾波器410中。來自前向濾波器410的輸出在加法器單元430中被加給來自反饋濾波器420的輸出以形成DFE 320的輸出。DFE 320的輸出被饋送給判決裝置440和誤差計算單元450。判決裝置440的輸出被饋送給反饋濾波器420。誤差計算單元450的輸出被饋送給前向濾波器410和反饋濾波器420。來自判決裝置440和誤差計算單元450的信息被用于減小反饋濾波器420中的誤差。
圖5說明了用于在判決反饋均衡器320的反饋濾波器420中使用并用于在前向濾波器410中使用的本發(fā)明的自適應有限脈沖響應(FIR)濾波器500。FIR濾波器500的系數被計算以盡可能多地補償通道失真。FIR濾波器500的長度對應于FIR濾波器500被設計以校正的最大減損延遲。
FIR濾波器500包括許多濾波器抽頭元510(亦被稱為“濾波器抽頭”)。每個濾波器抽頭510都包括數據存儲寄存器520、系數存儲寄存器530和復用器540。復用器540的輸出被輸入給加法器單元550。加法器單元550對所有經加權的抽頭值求和以產生濾波器輸出。濾波器抽頭510亦包括系數適配單元560，其計算更新的濾波器系數。系數適配單元560具有以下輸入(1)當前系數值，(2)數據抽頭值，和(3)均衡器誤差(即預期信號值和實際輸出信號值之間的差)的量度。依照本發(fā)明原理對濾波器系數的計算發(fā)生在系數適配單元560中。系數適配單元560僅當執(zhí)行適配過程時工作。
如先前所提及的，計算濾波器系數的常用現有技術方法使用眾所周知的最小均方(LMS)算法。LMS算法是一種逐次近似技術，其使用當前系數和數據抽頭值以及所計算的誤差來計算新的系數值。LMS算法重復所述過程，直到每個濾波器抽頭系數收斂于所需的最優(yōu)值。
LMS算法如下確定用于DFE的前向線性濾波器的系數矢量fnk+1fnk+1=fnk+μekrk-n---(1)]]>其中fnk是時間k處的前向濾波器抽頭系數，μ是適配速度常數，ek是誤差項，而rk-n是時間k處前向濾波器中的前向濾波器抽頭數據的值。誤差項ek是從DFE的輸出而計算的誤差。LMS算法如下確定用于DFE的反饋濾波器的系數矢量gnk+1gnk+1=gnk+μekak-n---(2)]]>其中gnk是時間k處的反饋濾波器抽頭系數，μ是適配速度常數，ek是誤差項，而ak-n是時間k處反饋濾波器中的反饋濾波器抽頭數據的值。
方程(1)和(2)使系數fnk和gnk不受約束。就是說，系數fnk和gnk可采取任何值來減小DFE中的多通路干擾效應。對于嚴重的后回波和前回波，反饋濾波器抽頭系數gnk的值可增長至它們通過誤差傳播來降低DFE的性能的程度。
本發(fā)明提供了一種用于約束反饋濾波器抽頭系數gnk的值的設備和方法。在本發(fā)明的方法中，以下方程被使用fnk+1=fnk+μekrk-n---(3)]]>gnk+1=gnk+μekak-n-λ∂J∂gn---(4)]]>其中方程(3)和(4)中的符號具有與方程(1)和(2)相同的意義，而項J是約束成本函數，并且項λ是通常小于一的小正常數因子。
約束函數M(gn)是gn的函數。為適當地約束gn的值，約束函數M(gn)的值必須小于或等于零。
M(gn)≤0 (5)如果約束函數M(gn)的值變得大于零，則方程(4)中的項 的值必須被調節(jié)。約束成本函數J可被定義為J＝[M(gn)]2，若M(gn)＞0 (6)J＝0，若M(gn)≤0 (7)對于給定的約束成本函數J，相對于反饋濾波器抽頭系數gnk的約束成本函數J的梯度可被評價。結果 在方程(4)中被用來更新反饋濾波器420的反饋濾波器抽頭系數。
為了證明使用本發(fā)明的方法的益處，考慮限制抽頭總能量的約束。該約束可被描述為M(gn)=Σn=0N-1|gn|2-D---(8)]]>其中D是閾常數(即反饋抽頭的總能量)。該約束意味著反饋抽頭的總能量不應超過等于D的值。
用于方程(8)的M(gn)的J值為J=[Σn=0N-1|gn|2-D]2,]]>若M(gn)＞0 (9)J＝0，若M(gn)≤0 (10)涉及方程(8)的約束函數的約束成本函數J的梯度則被描述為∂J∂gn=4M(gn)gn,]]>若M(gn)＞0 (11)∂J∂gn=0,]]>若M(gn)≤0 (12)作為第二實例，考慮將每個抽頭的量級限制于值D的約束。具體而言，M(gn)＝|gn|-D (13)用于方程(13)的M(gn)的J值為J＝[|gn|-D]2，若M(gn)＞0(14)J＝0，若M(gn)≤0(15)涉及方程(13)的約束函數的約束成本函數J的梯度則被描述為∂J∂gn=2M(gn)sign(gn),]]>若M(gn)＞0(16)∂J∂gn=0,]]>若M(gn)≤0(17)對方程(13)的約束的最接近的近似可通過將每個抽頭剪切至值D來進行。這提供了用于方程(13)的約束的簡單實施。
應理解，本發(fā)明的方法亦可被用于約束fnk的值。就是說，fnk的值可從以下方程而獲得fnk+1=fnk+μekrk-n-λ∂J∂fn---(18)]]>其中fnk是時間k處的前向濾波器抽頭系數，μ是適配速度常數，ek是誤差項，而rk-n是時間k處前向濾波器中的前向濾波器抽頭數據的值，J是約束成本函數，并且λ是通常小于一的小正常數。
在本發(fā)明另外的有利實施例中，fnk和gnk兩者的值可被同時約束。
圖6說明了示出本發(fā)明一個有利實施例的方法步驟的流程圖。該步驟被共同參考為參考數字600。
首先約束M(gn)被選擇(步驟610)。然后使用約束M(gn)的所選值來計算約束成本函數J的值(步驟620)。接下來，相對于反饋濾波器抽頭系數gnk的約束成本函數J的梯度值被計算(步驟630)。
然后反饋濾波器420中的系數適配單元560使用方程(4)來更新反饋濾波器抽頭系數gnk(步驟640)。就是說，下一個反饋濾波器抽頭系數gnk+1是使用以下來計算的gnk+1=gnk+μekak-n-λ∂J∂gn---(4)]]>然后前向濾波器410中的系數適配單元560使用方程(3)來更新前向濾波器抽頭系數fnk(步驟650)。就是說，下一個前向濾波器抽頭系數fnk+1是使用以下來計算的fnk+1=fnk+μekrk-n---(3)]]>在本說明書中，為清楚起見，步驟640已被描述為先于步驟650。在實際中，步驟640和步驟650可被同時執(zhí)行。前向濾波器410和反饋濾波器420然后執(zhí)行其相應的濾波工作(步驟660)。時間索引k然后被增量(步驟670)。然后控制返回步驟640，并且所述方法繼續(xù)更新濾波器抽頭系數。
如先前所述，方程(4)中項 的存在約束了反饋濾波器抽頭系數gnk的值。由本發(fā)明提供的約束限制了在反饋回路中循環(huán)的誤差的大小。誤差傳播被同量地限制。
圖7說明了示出相對8-VSB段畫出的用于常規(guī)動態(tài)通道的符號誤差率(SER)的圖。圖7亦示出了其中已依照本發(fā)明原理約束了判決反饋均衡器的反饋濾波器抽頭系數值的對8-VSB段畫出的用于動態(tài)通道的符號誤差率(SER)。
圖7中所示的圖表示來自使用8-PAM(8-VSB)信號的動態(tài)通道的仿真結果，其具有這樣的通道具有在四微秒(4μs)的負二分貝(-2dB)的后回波和二十五分貝(25dB)的信噪比(SNR)。判決反饋均衡器包含具有一百二十八(128)個抽頭的前向濾波器和具有一百二十八(128)個抽頭的反饋濾波器。后回波經歷一百赫茲(100Hz)的多普勒頻率。用于所述仿真的所想要的應用是高級電視系統(tǒng)委員會數字電視標準。
在圖7中畫出的數據表明，使用本發(fā)明的經約束的反饋濾波器抽頭系數的判決反饋均衡器正確地跟蹤了動態(tài)通道。在圖7中畫出的數據亦表明，使用未經約束的反饋濾波器抽頭系數的常規(guī)判決反饋均衡器不能正確地跟蹤動態(tài)通道。在所述模擬中使用的判決裝置是格解碼器。
應理解，本發(fā)明可被用在各種不同的判決反饋均衡器電路中。在圖4中所說明的示例判決反饋均衡器電路320中，本發(fā)明的方法可被用于計算被提供給反饋濾波器420的反饋濾波器抽頭系數gnk。應理解，圖4中所說明的均衡器電路被示出為實例。本發(fā)明的方法不局限于僅在圖4中所示的均衡器電路中使用。
盡管已參照本發(fā)明的實施例詳述了本發(fā)明，本領域的技術人員將理解，可在處于其最廣形式的本發(fā)明的精神和范圍內在本發(fā)明中做出各種改變、替換、修改、變更和適配。
權利要求
1.一種用于計算判決反饋濾波器的反饋濾波器中的反饋濾波器抽頭系數的設備，其中所述設備能約束所述反饋濾波器抽頭系數的值以減小所述判決反饋均衡器中的誤差傳播。
2.權利要求1的設備(560)，其中所述設備能使用限制多個反饋濾波器抽頭系數的總能量的約束來約束所述反饋濾波器抽頭系數的值。
3.權利要求1的設備，其中所述設備能使用將多個反饋濾波器抽頭系數的每個的量級限制到等于所述反饋濾波器抽頭系數的總能量的閾常數的約束來約束所述多個反饋濾波器抽頭系數的每個的值。
4.權利要求1的設備，其中所述設備能使用以下方程來計算反饋濾波器抽頭系數gnk+1=gnk+μekam-n-λ∂J∂gn]]>其中gnk是時間k處的反饋濾波器抽頭系數，μ是適配速度常數，ek是誤差項，ak-n是時間k處所述反饋濾波器中的反饋濾波器抽頭數據的值，J是約束成本函數，而λ是小正常數。
5.權利要求4的設備(560)，其中所述成本約束函數J由以下給出J＝[M(gn)]2，若M(gn)＞0J＝0，若M(gn)≤0其中M(gn)是被限定為M(gn)≤0的約束函數，并且其中gn是反饋濾波器抽頭系數。
6.權利要求5的設備，其中所述約束函數M(gn)由以下給出M(gn)=Σn=0N-1|gn|2-D]]>其中D是等于所述反饋濾波器抽頭系數的總能量的閾常數。
7.權利要求5的設備，其中所述約束函數M(gn)由以下給出M(gn)＝|gn|-D其中D是等于所述反饋濾波器抽頭系數的總能量的閾常數。
8.權利要求4的設備，其中所述設備能使用以下方程來計算用于前向濾波器的前向濾波器抽頭系數fnk+1=fnk+μekrk-n-λ∂J∂fn]]>其中fnk是時間k處的前向濾波器抽頭系數，μ是適配速度常數，ek是誤差項，rk-n是時間k處所述前向濾波器中的前向濾波器抽頭數據的值，J是約束成本函數，并且λ是小正常數。
9.一種數字接收器系統(tǒng)，其包括用于計算判決反饋濾波器的反饋濾波器中的反饋濾波器抽頭系數的設備，其中所述設備能約束所述反饋濾波器抽頭系數的值以減小所述判決反饋均衡器中的誤差傳播。
10.一種用于減小判決反饋均衡器中的誤差傳播的方法，包括以下步驟計算所述判決反饋均衡器中的反饋濾波器中的反饋濾波器抽頭系數；以及約束所述反饋濾波器抽頭系數的計算值。
11.被存儲在計算機可讀的存儲介質上的計算機可執(zhí)行的過程步驟，包括以下步驟計算所述判決反饋均衡器中的反饋濾波器中的反饋濾波器抽頭系數；以及約束所述反饋濾波器抽頭系數的計算值。
全文摘要
公開了一種設備和方法，用于通過約束判決反饋均衡器的反饋濾波器中的反饋濾波器抽頭系數值來減小判決反饋均衡器中的誤差傳播。被約束的反饋濾波器抽頭系數是使用約束成本函數和相關的約束函數來計算的。通過防止誤差在判決反饋均衡器中的反饋濾波器的反饋回路中循環(huán)，本發(fā)明的約束條件減小了判決反饋濾波器中的誤差傳播。
文檔編號H04L25/03GK1636107SQ02820455
公開日2005年7月6日 申請日期2002年10月14日 優(yōu)先權日2001年10月16日
發(fā)明者D·比爾魯 申請人:皇家飛利浦電子股份有限公司