專利名稱：Ofdm系統(tǒng)中的功率放大器瞬變補償?shù)闹谱鞣椒?br> 技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及正交頻分多路復(fù)用(OFDM)通信系統(tǒng)。本發(fā)明可應(yīng)用到，但不限于，HIPERLAN/2通信系統(tǒng)。
背景技術(shù)：
在無線通信系統(tǒng)領(lǐng)域中，已知通常通過關(guān)閉不用的元件來保存電力。在電池供電的設(shè)備中，已知非常希望電力保存。
一種大功耗元件是發(fā)射機內(nèi)的功率放大器。然而，如果關(guān)閉以保存電力，當再次開啟時，功率放大器會不穩(wěn)定一段時間，因此產(chǎn)生功率瞬變。
已知有補償(或跟蹤)方案來調(diào)節(jié)這種功率瞬變。這樣的補償方案可在發(fā)射機或接收機內(nèi)實現(xiàn)。
對于單載波系統(tǒng)，接收機內(nèi)正在實行的這樣的功率放大器瞬變跟蹤形成系統(tǒng)自動增益控制的一部分。這樣的一個例子公開在1990年IEEE電路和系統(tǒng)國際論文集第2卷第1529-1532頁G.Travares和M.S.Piedade的“High performance algorithms for digital signal processingAGC(用于數(shù)字信號處理AGC的高性能算法)”中。
然而，在多載波系統(tǒng)中，例如，諸如HIPERLAN/2(ETSI標準化委員會規(guī)定的、寬帶無線接入網(wǎng)絡(luò)(BRAN)，HIPERLAN類型2)的OFDM系統(tǒng)，接收信號的大峰均比阻礙了使用自動控制增益來補償功率放大器瞬變，因此僅在幀前同步碼中執(zhí)行自動增益控制，例如在WO-007948中公開的。
因為這個原因，提出了許多發(fā)射端補償方案，例如US-527415公開的。然而，這些方案實施起來非常復(fù)雜。
某些其他的跟蹤方案，例如1996年M.Sandell和O.Edfors的Lulea技術(shù)大學TULEA研究報告“A comparative study of pilot-based channelestimators for wireless OFDM(用于無線OFDM的基于導(dǎo)頻的信道估計器比較研究)”，在多載波系統(tǒng)中跟蹤導(dǎo)頻，但它的目的是為了校正時變信道。此外，這種方案是根據(jù)在多數(shù)OFDM系統(tǒng)，包括HIPERLAN/2中都不存在的額外的導(dǎo)頻做出的。
因此需要一種在OFDM系統(tǒng)中補償功率放大器瞬變的方法，其中能減輕上述缺點。

發(fā)明內(nèi)容
在本發(fā)明的第一方面，提供一種補償接收的正交頻分多路復(fù)用(OFDM)信號的增益瞬變的方法，如在權(quán)利要求1中所述的。
在本發(fā)明的另一方面，提供一種正交頻分多路復(fù)用(OFDM)通信方法，如在權(quán)利要求9中所述的。
在本發(fā)明的又一方面中，提供一種存儲有計算機可執(zhí)行指令的存儲介質(zhì)，如在權(quán)利要求13中所述的。
在本發(fā)明的另一方面中，提供一種通信單元，如在權(quán)利要求14中所述的。
在本發(fā)明的另一方面中，提供一種通信系統(tǒng)，如在權(quán)利要求16中所述的。
其他方面如在從屬權(quán)利要求中所述的。


現(xiàn)在將參考附隨

本發(fā)明的實施例，這些實施例僅為示范起見，其中圖1是HEPERLAN/2通信系統(tǒng)一部分的示意圖；圖2是通信單元示意圖；圖3顯示在瞬變條件下，可能用在HIPERLAN/2系統(tǒng)中的標準功率放大器的測量；圖4a顯示沒有增益瞬變的傳輸星座圖；圖4b顯示具有增益瞬變的傳輸星座圖；圖5a顯示沒有瞬變和有瞬變的誤比特率(BER)；圖5b顯示沒有瞬變和有瞬變的誤分組率(PER)；圖6顯示信號調(diào)制、發(fā)射、接收和解調(diào)處理的不同模塊或元件；圖7是當沒有應(yīng)用校正并在幀開始執(zhí)行信道估計時由瞬變引入的噪聲的圖示；圖8顯示頻域內(nèi)的瞬變矩陣系數(shù)；圖9顯示用于消除功率放大器瞬變影響的增益的理論值；圖10顯示增益值的均方誤差(MSE)；圖11a顯示包括使用本發(fā)明實施例的補償方案的不同條件下的誤比特率；和圖11b顯示包括使用本發(fā)明實施例的補償方案的不同條件下的誤分組率。
具體實施例方式
在第一實施例中，本發(fā)明應(yīng)用到和HIPERLAN/2兼容的局域網(wǎng)絡(luò)(LAN)通信系統(tǒng)中，但應(yīng)當理解，本發(fā)明可應(yīng)用到任何多載波OFDM通信系統(tǒng)。
圖1顯示HIPERLAN/2通信系統(tǒng)1的一部分。多個移動終端4，6在無線鏈路17、18上和基站通信，在HIPERLAN/2術(shù)語中稱為接入點2。在此例子中，移動終端4是臺式個人計算機，移動終端6是便攜式個人計算機。通常，移動終端可以是任何類型的數(shù)據(jù)終端(或甚至可能是語音設(shè)備)。該系統(tǒng)包括許多其他移動終端和接入點，為清楚起見沒有顯示它們。
接入點2和移動終端4，6每個都包含一個或多個收發(fā)機單元(通常移動終端僅包括一個，接入點包括多個)。
在此實施例中，接入點2和移動終端4，6適于提供并被提供通過關(guān)閉功率放大器減少移動終端4，6內(nèi)的功率消耗，并由接入點2補償在從移動終端接收的信號中所導(dǎo)致的功率放大器瞬變，如下面將詳細說明的。在其他實施例中，通過僅改編有關(guān)關(guān)閉功率放大器的某些移動終端來應(yīng)用本發(fā)明。在另一些實施例中，還可選地或另外應(yīng)用本發(fā)明到接入點關(guān)閉其功率放大器、在一個或多個移動終端中進行補償?shù)那闆r中。
更廣泛地，可在各通信單元(即，接入點2和/或移動終端4，6)內(nèi)以任何適當方式實施此改編。例如，可添加新設(shè)備到通用通信單元，或可選地改編通用通信單元的現(xiàn)存部分，例如通過重編程其中的一個或多個處理器。同樣地，所需的改編可用存儲在存儲介質(zhì)上的處理器可執(zhí)行指令的形式實施，存儲介質(zhì)例如軟盤、硬盤、PROM，RAM、FPGA，ASIC，DSP或任何這些或其他存儲介質(zhì)的組合。
可以通過改編通信系統(tǒng)1的任意其他適合元件或部分(未示出)來全部或部分實現(xiàn)可選地控制這樣的傳輸特性改編和/或接收機操作，這也在本發(fā)明的預(yù)期之內(nèi)。此外，在其他系統(tǒng)基礎(chǔ)結(jié)構(gòu)的例子中，可在任何適當節(jié)點，例如任何其他適當類型的基站等實施?？蛇x地，在確定和執(zhí)行此改編(如下面將詳細說明的)中所包含的不同步驟可用分布在不同位置的不同元件或在任何合適網(wǎng)絡(luò)或系統(tǒng)內(nèi)的實體執(zhí)行。
如上所述，在此實施例中，移動終端4，6適于發(fā)射而接入點2適于接收。同樣，在此實施例中，接入點2和移動終端4，6在與理解本實施例相關(guān)的方面都具有相同基本形式，因此基本通信單元110的各個構(gòu)成如在圖2以框圖形式顯示的，現(xiàn)在在對本實施例的進一步說明中參考圖2。在每種情況中，僅有在無線通信方面，和理解本發(fā)明相關(guān)的或有助于理解本發(fā)明的元件被顯示和說明，不包括其他方面，例如移動終端4，6的核心數(shù)據(jù)終端功能。
每個通信單元110包括天線202，連接到在通信單元110內(nèi)隔離接收和發(fā)射鏈路的開關(guān)204。
接收機鏈路，如本領(lǐng)域公知的，包括掃描接收機前端電路206(有效提供接收，濾波，中頻或基帶頻率轉(zhuǎn)換)。掃描前端電路串聯(lián)連接到信號處理功能208。
提供來自信號處理功能的輸出到輸出模塊210。
接收機鏈路還包括接收信號強度指示器(RSSI)電路212，它連接到控制器214，該控制器操作以維護通信單元110不同功能和模塊的全部控制。控制器214還連接到掃描接收機前端電路206和信號處理功能208(通常用數(shù)字信號處理器即DSP實現(xiàn))。
控制器214包括存儲器216，它存儲操作狀態(tài)(REGIME)，包括那些對于本發(fā)明重要的，例如打開或關(guān)閉(當發(fā)射時)功率放大器(下面將看到)，補償功率放大器瞬變(當接收時)。計時器218通常連接到控制器214，以控制通信單元110內(nèi)的操作定時(發(fā)射或接收時間相關(guān)信號)。
至于發(fā)射鏈路，它包括輸入模塊220。輸入模塊通過發(fā)射機/調(diào)制電路222以及功率放大器224，串聯(lián)連接到天線202。發(fā)射機/調(diào)制電路222和功率放大器224根據(jù)控制器操作。
在各通信單元110內(nèi)的不同元件在本實施例中以集成元件形式實現(xiàn)。當然，在其他實施例中，它們可以分離形式實現(xiàn)，或集成元件和分離元件的混合形式，或?qū)嶋H上任何其他適當形式。此外，在此實施例中，包括存儲器216的控制器214用可編程處理器實現(xiàn)，但在其他實施例中，可以包括專用電路或任何其他適當形式。
注意到上述關(guān)于通信單元110的對應(yīng)特征也可以在通用通信單元(即通用HIPERLAN/2移動終端和接入點)內(nèi)發(fā)現(xiàn)。然而，在此實施例中，如下面將詳細說明的，由于適于發(fā)射和/或接收的控制器214，包括存儲器216，以及適當其他描述元件，各個通信單元110，即接入點2和移動終端4，6，不同于通用通信單元。
總的來說，在此實施例中，當不使用時關(guān)閉移動終端4，6的各功率放大器224，并當要進行信號發(fā)射時再次打開。這樣保存了電力，但引入了功率放大器瞬變。接入點2使用簡單的標量常數(shù)增益瞬變校正，在全OFDM碼元(或多個OFDM碼元)上補償這些功率放大器瞬變。在OFDM上逐碼元(或逐多個碼元)地更新此校正。在更全面地解釋這些方面之前，非常方便來(i)解釋功率放大器瞬變的一些細節(jié)，特別是在HIPERLAN/2系統(tǒng)環(huán)境中；以及(ii)解釋更進一步的方面，即在例如HIPERLAN/2的系統(tǒng)中，本發(fā)明非常有利的實現(xiàn)是引入接收機在系統(tǒng)規(guī)范限度內(nèi)能調(diào)節(jié)的功率放大器瞬變電平，到一些可接受或可允許的性能程度，甚至不在接收機內(nèi)使用該補償方法。
將如下處理點(i)和(ii)。
在優(yōu)選實現(xiàn)中，整個系統(tǒng)應(yīng)當遵循HIPERLAN/2規(guī)范。例如，如果功率放大器瞬變符合該標準的發(fā)射規(guī)范，就是有利的，而同時保持(如果惡化)不使用本發(fā)明的系統(tǒng)可接受的性能。因此，理解功率瞬變對發(fā)射和接收信號以及誤差率的影響是有幫助的。
圖3顯示在瞬變條件下可能用于HIPERLAN/2系統(tǒng)的通用功率放大器(ARAFTEK7501)的測量。甚至是使用其他功率放大器的系統(tǒng)，它給出了可能性能指示。
可以在圖3中看出三種影響。當電流到達放大器時，放大器增益迅速上升305，增益中的環(huán)(ring)造成短期峰值310，以及當放大器發(fā)熱時，增益最終逐漸降低315。不必考慮所有這些影響，因為HIPERLAN/2標準(特別是ETSI標準化委員會，寬帶無線接入網(wǎng)絡(luò)(BRAN)，HIPERLAN類型2；一致性測試規(guī)范；第1部分無線一致性測試要求，Norme ETSI，文件DEN/BRAN-020002-1，歐洲電信標準協(xié)會，1999年12月，法國，Valbonne，Sophia-Antipolis)允許在接收和發(fā)射模式之間的6微秒切換時間。因此，如果功率放大器在切換時間一開始就打開，當我們開始發(fā)射時僅剩下放大器增益的緩慢降低。應(yīng)當注意到，其他放大器可能有不同瞬變響應(yīng)，在此情況中，其他影響可能相關(guān)。然而，如下面將清楚的，補償方案獨立于瞬變形式，因此也可應(yīng)用到其他瞬變。
在打開功率放大器6微秒后，放大器增益是23.8dB。隨時間降低到23.1dB，此時增益是穩(wěn)定的。我們可用簡單公式模擬此增益瞬變增益＝20log10Vg(1+ae-kt) [1]其中20log10Vg是23.1dB，功率放大器的穩(wěn)定增益。如上所述，當功率放大器準備好發(fā)射時(假定t＝0)，增益是23.8dB。因此我們可以導(dǎo)出a＝0.08393。類似地，100微秒后，增益降低到23.45dB，因此k＝7135。
我們現(xiàn)在考慮增益瞬變的影響?？紤]增益瞬變的一種過分簡單但有用的方式是作為噪聲源。在星座點方面考慮這個非常有用，這是本領(lǐng)域技術(shù)人員公知的本領(lǐng)域中的標準表示，其中傳輸質(zhì)量用星座點中的擴展圓點表示，并且因為理想傳輸，僅有理想點，而不是實際中圍繞這些點的分布。在此，對于幀開始的調(diào)制，我們假定星座點的位置是固定的，在幀期間剩余的不改變。因此，在長幀結(jié)束時，星座點從其額定值移動了0.7dB。因此我們可以根據(jù)此結(jié)果導(dǎo)出信躁比(SNR)SNR＝-20log10a [2]因此，對于ARAFTEK功率放大器的情況，由于增益瞬變導(dǎo)致的SNR計算出是21.5dB。
應(yīng)當注意到，在發(fā)射開始之后稍稍執(zhí)行了自動增益控制(AGC)。同樣，增益瞬變并不像熱噪聲一樣增加星座點的高斯分布。因此，此數(shù)值僅被考慮為增益瞬變影響的較壞情況極限。
增益瞬變將星座點有效移動到接近確定電平。因此對于接收機靈敏度的影響不能被直接認為是SNR，而是實際SRN的增加，是獲得期望誤分組率(PER)所需的。因此期望增益瞬變對PER的影響是在PER曲線內(nèi)的偏移。
因為指定了和固定星座點相關(guān)的誤差向量幅度(EVM)，在此情況中可直接將增益瞬變考慮為噪聲。HIPERLAN/2標準(特別是ETSI標準化委員會，寬帶無線接入網(wǎng)絡(luò)(BRAN)，HIPERLAN類型2；物理(PHY)層，Norme ETSI，文件DTS0023003，歐洲電信標準協(xié)會，1999年12月，法國，Valbonne，Sophia-Antipolis)要求64QAM中24dB最小EVM規(guī)范，因此我們現(xiàn)在詳細考慮該瞬變影響。
應(yīng)當注意到，增益瞬變的這個簡單模型不考慮非線性增益瞬變造成的碼元間調(diào)制影響。和信道影響組合，這可以導(dǎo)致接收信號的擾動，因為OFDM編碼的循環(huán)特性被打破。如果我們假定(consider)OFDM子載波不是相關(guān)的，則該調(diào)制間可被認為是類似熱噪聲影響。因此增益瞬變的調(diào)制間影響會添加誤差最低標準到誤分組率(PER)曲線。此外，由于增益瞬變而帶來的降低的接收機靈敏度也具有夸大現(xiàn)存誤差最低標準的影響。
下面將考慮各個影響的更完整研究。
我們首先考慮對EVM的影響。在獨立于接收機測量傳輸系統(tǒng)性能中這是一個重要標準。為此原因，ETSI HIPERLAN/2標準規(guī)定，適應(yīng)(compliant)系統(tǒng)最大可接受EVM是24dB，如上所述。因此，雖然執(zhí)行如在下面將要詳細說明的接收機端功率放大器補償，期望發(fā)射機是指在出現(xiàn)瞬變中也是一致(conformant)的。
功率放大器瞬變對HIPERLAN/2系統(tǒng)的影響的正確分析需要隨機產(chǎn)生數(shù)據(jù)的全統(tǒng)計分析，和例如HIPERLAN/2仿真器一起運行。由于考慮的影響主要是由于RF不理想性造成的，RF元件建模是其主要部分。本發(fā)明發(fā)明人使用具有如等式1中所給出的增益瞬變的HIPERLAN/2原版(phototype)系統(tǒng)模型進行研究。由此可以直接獲得功率放大器增益瞬變影響。
應(yīng)當注意到，在ETSI一致性測試中，沒有指定的或已知的用于測量EVM的方法。已知的用于EVM的不同的一致性測試文件是用于IEEE標準的，即IEEE 802.11a 5Ghz帶寬內(nèi)高速物理層，對標準802.11的補充草案，1999年1月，IEEE，紐約，其中規(guī)定發(fā)射幀至少具有16個OFDM碼元，EVM可被計算作20個發(fā)射幀的均方根。因為16個OFDM碼元表示長度為64微秒的幀，在此情況中看不出增益瞬變的全部影響。因此EVM將顯著好于在具有較大數(shù)目OFDM碼元的幀上測量的EVM。
表1

考慮這些影響，我們發(fā)現(xiàn)計算的EVM可如歸納在表1內(nèi)的，它顯示了在10dBm發(fā)射的64QAM信號的EVM。應(yīng)當注意到，選擇發(fā)射功率從而確保功率放大器的線性，小發(fā)射信號的噪聲不影響EVM性能。如在表1中看見的，當僅發(fā)射16個OFDM碼元時，EVM總是比較好。對于不存在增益瞬變的情況，該改進可能僅僅由于16碼元不足以具有合理的噪聲統(tǒng)計的事實。因此，認為不具有增益瞬變的結(jié)果在其置信度內(nèi)相同。
然而，還能清楚看出，當僅考慮16碼元時，由于增益瞬變導(dǎo)致的EVM的降低顯然更多(better)。如果當測量EVM時我們考慮128個OFDM碼元，EVM降低到如此程度，僅僅遵守ETSI規(guī)定的24dB的極限。因為我們沒有ESTI EVM一致性測試規(guī)范，因此不清楚EVM隨增益瞬變到何種程度。然而，在最壞情況中，以上測量的增益瞬變形式在標準中是可接受的，雖然如此勉強。
考慮發(fā)射星座圖也是十分有用的。圖4a顯示沒有增益瞬變的發(fā)射星座圖405，圖4b顯示有增益瞬變的發(fā)射星座圖410。同樣在圖4a和4b中可以看出二進制相移鍵控(BPSK)導(dǎo)頻415和DC 420。將圖4b發(fā)射星座點410和圖4a發(fā)射星座點405比較，顯示由于增益瞬變造成的星座圖的時間發(fā)展(evolves in time)。
我們現(xiàn)在考慮對誤比特率(BER)和誤分組率(PER)的影響。用于建模EVM計算的RF前端的相同代碼也可同等用于對誤比特率和誤分組率的影響的建模。在這種情況中，信道在確定由于功率放大器瞬變造成的惡化中扮演重要角色。適于在BRAN A信道(如在ETSI標準化委員會，在不同室內(nèi)情況下HIPERLAN/2的信道模型，NormeETSI，文件3ERI085B，歐洲電信標準協(xié)會，1999年12月，法國，Valbonne，Sophia-Antipolis)上和ITU-P1238傳播模型(如在ITU無線通信集會，“Propagation data and prediction model for the planning ofindoor radiocommunication systems and radio local area networks in thefrequency range 900MHz to 100GHz(在900MHz到1000MHz頻率范圍用于設(shè)計室內(nèi)無線通信系統(tǒng)和無線局域網(wǎng)傳播數(shù)據(jù)和預(yù)測模型)”，技術(shù)報告，ITU-R，1997年，ITU-R第1238頁)一起對64QAM信號建模，發(fā)射機和接收機之間的距離是5米。對于EVM結(jié)果，在各幀內(nèi)使用128個OFDM碼元。圖5a顯示具有瞬變的誤比特率(BER)505和沒有瞬變的誤比特率(BER)510。圖5b顯示具有瞬變的誤分組率(PER)515和沒有瞬變的誤分組率(PER)520。
在圖5a和5b中都可以看出由于增益瞬變導(dǎo)致的曲線偏移。例如，增益瞬變導(dǎo)致在所需SNR以獲得10-1PER上1dB的降低。然而，更嚴重的影響是由于瞬變在結(jié)果中引入誤差最低標準。由于該誤差最低標準，需要額外的4dB以獲得2×10-2PER。
應(yīng)當注意到，雖然觀察到由于功率放大器瞬變造成的系統(tǒng)顯著惡化，該性能仍然足以用于和那些不使用下面詳細說明的補償過程的系統(tǒng)的相互操作要求。
我們現(xiàn)在進一步考慮理論分析，證明以上分析得出的特定近似值，它顯示下面將要說明的補償方法雖然相對簡單但非常有效。
功率放大器的增益瞬變實際上是非線性的。這將具有OFDM碼元載波相互間調(diào)制的影響，引入額外的噪聲影響。此外，在通過信道后，該非線性會影響OFDM編碼的循環(huán)特性。
功率放大器瞬變通過在發(fā)射機用依賴時間指數(shù)(index)的可變增益加權(quán)要發(fā)射的所有塊采樣來引入非線性。當插入循環(huán)前綴時，這就破壞了傳輸信道的通常的對角線性質(zhì)。進一步理論分析的目的是分析并量化所產(chǎn)生的載波間干擾(ICI)。
當采用增益瞬變的數(shù)字建模時，它的影響可用以下等式說明x(nT)＝(1+adn)s(nT)[3]其中x(t)是通過信道發(fā)送的時域信號。通過將以上模型參數(shù)a和b與圖3的曲線相匹配，發(fā)現(xiàn)a＝0.0839269，b＝0.9997028。
為完成該符號(notation)，下面顯示并說明圖6中(稍后將更詳細解釋)向量S(k)(k是采樣指數(shù)，還用作塊指數(shù))OFDM調(diào)制的通用操作，它產(chǎn)生時域采樣s(k)以及循環(huán)前綴插入，將s(k)轉(zhuǎn)換為scp(k)sn(k)=s((kN+n)T),0≤n<N]]>s(k)=(S0(k),···,SN-1(k))t]]>s(k)=(s0(k),···,sN-1(k))t=FN-1S(k)]]>scp(k)=(sN-D(k),sN-D+1(k),···,sN-1(k),s0(k),s1(k),···,sN-1(k))t]]>s(k)=1TF-1S(k)---[4]]]>在循環(huán)前綴采樣數(shù)目中，N表示FFT長度，D表示持續(xù)時間，而T表示采樣率。在HIPERLAN/2環(huán)境中，1/T＝20MHz，N＝64，D＝16。
在某些微積分運算之后，可以顯示，在保護間隔拆裝(stripping)之后，可用以下矩陣模擬傳輸信道h＝(ho...，hd-1，0，...，0)t的濾波
H000H1H1H0000H1H0000H1H0+abk(N+D)βH0β00H1β4βH1ββ2H0β2000β2H1β2β3H0β3000β3H1β3β4H0β4]]>=Hcirc+Htrans(k)---[5]]]>其中所有矩陣元素都是大小為D×D的塊 以及β＝bN/4。解碼接收的時域向量r(k)，從而表示為(無噪聲情況)r(k)＝(Hcirc+Htrans(k))s(k) [8]注意到Hcirc是循環(huán)的，并對應(yīng)信道(不產(chǎn)生ICI)的通用循環(huán)卷積，Htrans(k)模擬了功率放大器瞬變的失真，是ICI的源。
當在發(fā)射機不應(yīng)用補償方法時，Htrans(k)的歐幾里得范數(shù)提供了在接收機由于瞬變導(dǎo)致的失真程度的良好指示。
當不應(yīng)用任何校正并且在幀開始時執(zhí)行信道估計時，在圖7中已經(jīng)描述了(參考標記705)由于瞬變在一個信道實現(xiàn)上引入的作為OFDM碼元函數(shù)的噪聲。圖7還顯示校正的特性710，稍后將進行說明。誤差的極限值是在圖5a和5b中看見的誤差最低水平導(dǎo)致的?？梢钥匆?，觀察到的誤差水平與BER和PER內(nèi)的誤差最低水平值對應(yīng)良好。
一個重要的觀察是，在實際中，頻域內(nèi)ICI近似不存在，因為如圖8所示FNHtrans(k)FN-1是準對角線的，它顯示頻域內(nèi)的瞬變矩陣系數(shù)。
此外，僅考慮FNHtrans(k)FN-1的對角線元素，我們發(fā)現(xiàn)，它們在頻域內(nèi)都和各自信道系數(shù)成比例。
如前面所述，總體看來，在此實施例中，當不用時關(guān)閉移動終端4，6的各自功率放大器224，當進行信號發(fā)射時再次打開。這樣節(jié)省了電力，但引入了功率放大器瞬變。接入點2用全OFDM碼元(或多個OFDM碼元)上的簡單的標量常數(shù)增益瞬變校正來補償這些功率放大器瞬變。逐OFDM碼元(或逐多個碼元)更新校正。
上述分析顯示了怎樣方便使用全OFDM碼元上的簡單標量常數(shù)增益瞬變校正的近似值進行補償，該校正逐碼元更新，并產(chǎn)生良好結(jié)果。更進一步，現(xiàn)在將說明補償過程的細節(jié)。
在本補償過程中的近似值實際包括，假定B≈ID(大小為D的單位矩陣)，β≈1且Htrans(k)≈abk(N+D)Hcirc。這產(chǎn)生了以下用于消除功率放大器瞬變的增益系數(shù)(即，補償系數(shù))α(k)＝1+abk(N+D)。
圖9顯示由此近似值產(chǎn)生并在幀內(nèi)作為OFDM碼元指數(shù)的函數(shù)的、用于消除功率放大器瞬變影響的增益理論值。圖10顯示由近似值產(chǎn)生并在幀內(nèi)作為OFDM碼元指數(shù)函數(shù)的增益值的均方誤差(MSE)。
補償方案包括數(shù)字測量OFDM信號導(dǎo)頻碼元(或載波)的功率電平。(導(dǎo)頻碼元或載波用于幫助解調(diào)等，并插入到信號中的某個頻率位置。)然后在判決之前(該判決是確定星座點擴展提供什么點或值)使用該平均功率電平補償OFDM信號。逐OFDM碼元更新該補償系數(shù)。(在其他實施例中，在多個碼元之后更新補償系數(shù)。)本方案的一個優(yōu)點是，功率電平測量可以重用現(xiàn)存微代碼(micro-code)，并且校正自身僅涉及簡單的向量相乘。
在此階段非常方便詳細說明術(shù)語“OFDM碼元”的意思。以下項都等同于并被術(shù)語“OFDM碼元”包含，每個都應(yīng)用在不同的情況中或根據(jù)本領(lǐng)域技術(shù)人員考慮信號處理操作的域(例如頻率或時間)。
術(shù)語OFMD碼元可用于頻域OFDM碼元，它是在發(fā)射機端的反快速傅立葉變換(IFFT)的輸入向量(發(fā)射頻域OFDM碼元)，或在接收機端的FFT輸入(接收頻率OFDM碼元)，或可用于時域OFDM碼元，是在發(fā)射機端的IFFT輸出(發(fā)射時域OFDM碼元)，或在接收機端的快速傅立葉變換(FFT)的輸入(接收時域OFDM碼元)。
0FDM碼元持續(xù)時間是用于發(fā)射有用時域采樣和與給定時域或頻域OFDM碼元相關(guān)的循環(huán)擴展所需的時間。因此，術(shù)語OFDM碼元還對應(yīng)等式4中出現(xiàn)的S(k)和/或s(k)，取決于本領(lǐng)域技術(shù)人員考慮的域。
本實施例的補償方案正式用以下等式說明H^(0)=R(0)⊗S*(0)]]>α(k)=Σi∈PilRi(k)H^i*(0)Si*(k)Σi∈Pil|H^i(0)|2---[9]]]>S^(k)=α(k)H^*(0)⊗R(k)]]>其中表示2向量Schur乘積(按分量逐個作出的乘積，componentwise product)，*是共軛操作符。第一等式代表在幀碼元0上執(zhí)行的初步信道估計。所有這些操作都顯示在圖6中。
在校正方案中，注意到，基本上達到改變頻域內(nèi)均衡抽頭(通常是固定的)為需要用可變增益α(k)加權(quán)的向量，并且每當接收新OFDM塊時就更新。相應(yīng)加權(quán)解碼器中使用的維特比(Viterbi)度量。
因此，該方案優(yōu)選是接收機內(nèi)的所有載波的1/α(k)相乘的簡單增益。然而，應(yīng)當理解，在可選實施例中，實現(xiàn)了接收機內(nèi)所有載波1//α(k)相乘的簡單增益，這仍然代表對現(xiàn)有技術(shù)的顯著改進。
現(xiàn)在將詳細說明圖6。圖6顯示本實施例中，信號調(diào)制、發(fā)射、接收和解調(diào)的過程的不同模塊或元件。除以上早已參考等式4到8討論的方面以外，圖6還顯示下面的內(nèi)容。在發(fā)射機(即調(diào)制器)605、信號在環(huán)境中的多徑傳播表示610和接收機(即解調(diào)器)615之間劃分模塊或元件。
發(fā)射機605包括調(diào)制模塊620，執(zhí)行對向量S(k)的IFFT，以產(chǎn)生時域采樣s(k)，并行傳輸?shù)酱修D(zhuǎn)換器625。同樣顯示了作為發(fā)射機一部分的元件630，將串行采樣和1+abn相乘，表示形成功率放大器瞬變。
信號在環(huán)境中的多徑傳播表示610是等式5到8的影響的圖示。
接收機615包括元件635，代表將b(k)加到接收信號上的影響的系統(tǒng)中的熱噪聲。接收機615進一步包括串行到并行轉(zhuǎn)換器640，執(zhí)行FFT的解調(diào)模塊645，以及均衡器650。
由于結(jié)合標量常數(shù)增益系數(shù)α(k)(如以上等式9)，以上說明的補償方案在均衡器650中或由均衡器650有效實現(xiàn)。在此實施例中，接收機615作為以上參考圖2所述的控制器214的一部分實現(xiàn)。
回到圖7，它進一步顯示(參考標號710)在同步良好假設(shè)下，在無噪聲情況中功率放大器瞬變補償方案的理論影響，并證明它在實際情況中的用途。注意到，幾乎完成功率放大器瞬變抑制。還應(yīng)當注意到，該方案假定同步良好，因此僅考慮了增益瞬變，因為通常相位分量可用同步算法中的相位跟蹤算法消除。
我們在HIPERLAN/2仿真器中實現(xiàn)了此方案，并重新運行如圖5a和5B所示的仿真。圖11a顯示使用補償方案后對ITU-P1238傳播模型以及接收機和發(fā)射機5米距離、BRAN-A信道上64QAM信號的BER的結(jié)果。更具體地，圖11a顯示和圖5a所示的具有瞬變505的相同誤比特率(BER)，和圖5a所示的沒有瞬變510的相同誤比特率，以及具有瞬變和補償805的誤比特率?？梢钥闯觯ㄟ^圖形分辨，具有瞬變和補償805的誤比特率和沒有瞬變510的誤比特率相同，顯示補償方案的影響，即改進系統(tǒng)性能。
類似地，圖11b顯示使用補償方案對ITU-P1238傳播模型以及接收機和發(fā)射機5米距離、BRAN-A信道上64QAM信號的PER的結(jié)果。更具體地，圖11b顯示和圖5b所示的具有瞬變515(沒有補償)的相同誤分組率(PER)，圖5b所示的沒有瞬變520的相同誤分組率，以及具有瞬變和補償815的誤分組率。可以看出，通過圖形分辨，具有瞬變和補償815的誤分組率和沒有瞬變520的誤分組率相同，顯示補償方案的影響，即改進系統(tǒng)性能。
因此，正如先前理論分析所顯示的，本發(fā)明中提出的簡單校正方案能潛在地恢復(fù)所有或基本上所有由于功率放大器瞬變而降低的系統(tǒng)性能。
在進一步的實施例中，通過直接從α(k)中識別模型參數(shù)a和b，并在塊基礎(chǔ)上隨時間平均這些估計，就可以得到改進。
應(yīng)當注意到，其他增益瞬變影響，例如信道中的多普勒，也可以通過此跟蹤方案部分校正。同樣，注意到在其他實施例中，本發(fā)明應(yīng)用于補償或部分補償(或校正或部分校正)其他類型的增益瞬變。
本發(fā)明發(fā)現(xiàn)在例如HIPERLAN/2系統(tǒng)的無線通信系統(tǒng)中的特定應(yīng)用。然而，在此包含的本發(fā)明的概念還可同等應(yīng)用到可替換的無線通信系統(tǒng)中。同時，以上說明了本發(fā)明特定、優(yōu)選實施，很明顯本領(lǐng)域技術(shù)人員可以輕易應(yīng)用本發(fā)明概念的變化和修正。
還應(yīng)當理解，以上描述的功率放大器瞬變補償過程和設(shè)備是為了提供，尤其是，允許功率放大器瞬變的可能性，因此允許開、關(guān)功率放大器以節(jié)省電力，在接收機端實施簡單但有效的補償過程。不需要任何發(fā)射RF元件的反饋。
權(quán)利要求
1.一種補償接收的正交頻分多路復(fù)用OFDM信號的增益瞬變(315)的方法，該方法包括確定標量增益系數(shù)；和用所述標量增益系數(shù)補償所述增益瞬變(315)。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中，所述增益瞬變(315)是功率放大器瞬變。
3.根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的方法，其中，對各個OFDM碼元或OFDM信號的各自多個OFDM碼元，所述標量增益系數(shù)被確定為各個恒定值，并在不同OFDM碼元或OFDM信號的多個不同OFDM碼元上變化。
4.根據(jù)權(quán)利要求1到3任何之一所述的方法，其中，通過平均導(dǎo)頻載波電平來確定所述標量增益系數(shù)。
5.根據(jù)權(quán)利要求1到3任何之一所述的方法，其中，使用預(yù)先確定的所述增益瞬變(315)模型參數(shù)來確定所述標量增益系數(shù)。
6.根據(jù)任何前述權(quán)利要求所述的方法，其中，使用所述標量增益系數(shù)來補償所述增益瞬變(315)的步驟包括使用和所述標量增益系數(shù)相乘的補償抽頭來均衡接收的OFDM信號。
7.根據(jù)權(quán)利要求1到5任何之一所述的方法，其中，使用所述標量增益系數(shù)來補償所述增益瞬變(315)的步驟包括將信道估計和所述標量增益系數(shù)的倒數(shù)相乘。
8.根據(jù)權(quán)利要求1到5任何之一所述的方法，其中，使用所述標量增益系數(shù)來補償所述增益瞬變(315)的步驟包括用所述標量增益系數(shù)加權(quán)解碼器所使用的度量。
9.一種正交頻分多路復(fù)用OFDM通信方法，包括發(fā)射包括增益瞬變(315)的OFDM信號；接收包括所述增益瞬變(315)的OFDM信號；和使用根據(jù)權(quán)利要求1至8任何之一所述的方法來補償所述增益瞬變(315)。
10.根據(jù)權(quán)利要求9所述的方法，其中，增益瞬變(315)是功率放大器瞬變。
11.根據(jù)權(quán)利要求9或10所述的方法，其中，在通信系統(tǒng)(1)內(nèi)執(zhí)行所述方法，在所述通信系統(tǒng)內(nèi)，規(guī)定了接收信號惡化允許程度，并且當接收到所述OFDM信號時，如果沒有執(zhí)行所述補償步驟，所述增益瞬變(315)就將調(diào)節(jié)到規(guī)定的信號惡化允許程度。
12.根據(jù)權(quán)利要求1到11任何之一所述的方法，適于用在HIPERLAN/2通信系統(tǒng)中。
13.一種存儲介質(zhì)，存儲處理器可執(zhí)行指令，用于控制處理器執(zhí)行權(quán)利要求1到12任何之一所述的方法。
14.一種適于執(zhí)行權(quán)利要求1到8任何之一所述的方法的通信單元(2，4，6)。
15.根據(jù)權(quán)利要求14所述的通信單元，形式上是HIPERLAN/2系統(tǒng)中的接入點(2)或移動終端(4，6)。
16.一種適于執(zhí)行權(quán)利要求9到11任何之一所述的方法的通信系統(tǒng)。
17.根據(jù)權(quán)利要求16所述的通信系統(tǒng)，基本上符合HIPERLAN/2系統(tǒng)規(guī)范。
全文摘要
在正交頻分多路復(fù)用通信系統(tǒng)中，例如HIPERLAN/2系統(tǒng)，當不用時關(guān)閉移動終端(4，6)的功率放大器(224)，當要進行信號發(fā)射時再打開。這樣保存了電力，但引入了功率放大器瞬變(315)。接入點(2)，即一種類型的基站，在全部OFDM碼元(或多個OFDM碼元)上使用簡單的標量常數(shù)增益瞬變校正來補償這些功率放大器瞬變(315)。逐OFDM碼元(或逐多個碼元)更新該校正。
文檔編號H04L25/03GK1600008SQ02823942
公開日2005年3月23日 申請日期2002年11月21日 優(yōu)先權(quán)日2001年11月30日
發(fā)明者大衛(wèi)·巴特曼, 塞巴斯蒂安·塞默恩斯, 馬克·德庫維爾 申請人:飛思卡爾半導(dǎo)體公司