專利名稱：一種多載波系統(tǒng)中用戶數(shù)據(jù)與訓練序列的分離方法
技術(shù)領域：
本發(fā)明屬于通信技術(shù)的領域，特別涉及用于通信技術(shù)的利用已知訓練序列進行時間頻率同步以及用戶數(shù)據(jù)和訓練序列分離的方法。
背景技術(shù)：
OFDM由于具有數(shù)據(jù)傳輸速率高，抗多徑干擾能力強，頻譜效率高等優(yōu)點，越來越受到重視，它已成功用于有線、無線通信。如DAB、DVB、EEE802.11a及HyperL AN/2中，在目前正在制定的IEEE802.16中，也大量涉及了OFDM技術(shù)。OFDM這種新的調(diào)制技術(shù)也可用于新一代的移動通信系統(tǒng)中。使用OFDM技術(shù)將大大提高新一代移動通信系統(tǒng)的傳輸數(shù)據(jù)率和頻譜效率，且具有很好的抗多徑能力、同信道干擾和沖擊噪音能力，見文獻Bingham，J.A.C.，“Multicarrier modulation for data transmissionan idea whose time has come，”IEEE CommunicationsMagazine，Volume28 Issue5，May 1990，Page(s)5-14；和文獻Yun Hee Kim；Iickho Song；Hong Gil Kim；Taejoo Chang；Hyung Myung Kim，“Performance analysis of a coded OFDM system in time-varying multipathRayleigh fading channels，”Vehicular Technology，IEEE Transactions on，Volume48 Issue5，Sept.1999，Page(s)1610-1615所述。
OFDM同步分為時間同步和頻率同步。時間同步的目的是在收到的串行數(shù)據(jù)流中找出各個OFDM符號的邊界；而頻率同步的目的是求出并糾正收端的頻率偏移。OFDM技術(shù)的弱點之一是對時間和頻率同步的要求特別是頻率同步要求比單載波系統(tǒng)要高得多。一般要求采用OFDM技術(shù)的系統(tǒng)在接收端頻率偏移不超過其子載波間隔的2％，見文獻van de Beek，J.J.；Sandell，M.；Borjesson，P.O.，“ML estimation of time and frequency offset in OFDM systems，”Signal Processing，IEEETransactions on，Volume45 Issue7，July 1997，Page(s)1800-1805所述。
在OFDM技術(shù)中，為消除符號間干擾和同信道干擾，一般在每個OFDM符號前加入保護間隔，保護間隔長度一般要求大于信道沖擊響應長度的2倍或4倍，保護間隔內(nèi)容一般是OFDM符號的一部分。
常規(guī)OFDM的同步方法有兩種1)利用保護間隔與OFDM符號間的相關(guān)性，可以實現(xiàn)時間和頻率同步。參見文獻van deBeek，J.J.；Sandell，M.；Borjesson，P.O.，“ML estimation of time and frequency offset in OFDM systems，”Signal Processing，IEEE Transactions on，Volume45 Issue7，July 1997，Page(s)1800-1805。
2)發(fā)端用訓練序列填充OFDM符號，可以有如下兩種方式將訓練序列放在OFDM的保護間隔中；b)將訓練序列放在OFDM的保護間隔前。收端把接收信號和已知的訓練序列求相關(guān)來進行時間同步3)發(fā)端把訓練序列疊加在OFDM有用數(shù)據(jù)上，參見文獻Tufvesson，F(xiàn).；Edfors，O.；Faulkner，M.，“Time and frequency synchronization for OFDM using PN-sequence preambles，”Vehicular TechnologyConference，1999.VTC 1999-Fall.IEEE VTS 50th，Volume4，1999，Page(s)2203-2207。即將訓練序列疊加在OFDM有用數(shù)據(jù)上，然后形成保護間隔，收端利用訓練序列的相關(guān)性求相關(guān)來進行時間同步。
但是，上述OFDM保護間隔的設計方法都有缺點，方法(1)的缺點就是收端的相關(guān)峰值不明顯，而且其頻偏估計的范圍只有OFDM系統(tǒng)子載波間隔的1/2。方法(2)的缺點在于訓練序列與OFDM原始數(shù)據(jù)之間為時分(或者頻分)復用形式，造成數(shù)據(jù)傳輸效率的下降；方法3)中在不造成數(shù)據(jù)傳輸效率下降且不占用額外系統(tǒng)帶寬的前提下，收端可以可以獲得較好的相關(guān)峰值。
方法3)在傳統(tǒng)的發(fā)射機和接收機中的一個具體實施例在本實施例中ρ表示訓練序列的相對功率，即訓練序列功率占總功率的百分比，訓練序列即訓練序列，訓練序列采用CAZAC(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation)序列，CAZAC序列具有良好的周期相關(guān)特性，并且序列的幅度在時域和頻域均保持為常數(shù)，不會引起PAPR(峰值與平均功率比)問題?；谏鲜鎏匦?，CAZAC序列尤其適用與在OFDM系統(tǒng)中用于信道估計和時間頻率同步，CAZAC序列包括很多種，比較常用的有Milewski序列、Frank-Zadoff序列、和Chu序列。
如圖1所示用戶的數(shù)據(jù)首先在模塊1進行數(shù)據(jù)調(diào)制，調(diào)制后的數(shù)據(jù)在模塊2進行功率分配，然后在模塊3插入導引，再送入模塊4進行IFFT變換，完成多載波調(diào)制功能；同時訓練序列經(jīng)過模塊9進行功率分配之后和多載波調(diào)制之后的信號進行疊加，進入模塊5添加保護時隙，最后經(jīng)過上變頻模塊6，送上天線7進行發(fā)射。
在針對上述方法3)的傳統(tǒng)的接收機中如圖(1)所示，天線7接收到的信號首先在模塊10進行下變頻，然后送入同步模塊11進行時間頻率同步，經(jīng)過去保護時隙模塊12，F(xiàn)FT變換模塊13，多載波解調(diào)之后的信號進入模塊14進行導引抽取，再進入信道估計模塊15，完成信道估計功能，再取信道估計的倒數(shù)和模塊13出來的信號相乘，即完成將接收信號進行信道衰落補償?shù)墓δ埽詈笤谀K17進行解調(diào)處理傳統(tǒng)的接收方法的缺陷是由于訓練序列對數(shù)據(jù)有一定的干擾，造成發(fā)射數(shù)據(jù)的能量效率較低。在信道變化比較惡劣的條件下，為了在收端進行準確的時間頻率同步，需要在發(fā)端適當加大發(fā)射信號中訓練序列所占的功率，但同時在收端進行信道估計和數(shù)據(jù)解調(diào)的時候不可避免的加大了訓練序列對數(shù)據(jù)信號的干擾，這就造成了系統(tǒng)性能的惡化，導致了系統(tǒng)錯誤概率的增加。但如果減少訓練序列的功率，收端進行相關(guān)運算時峰值會不明顯，降低了同步的性能。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的任務是提供一種多載波系統(tǒng)中高性能的訓練序列與用戶數(shù)據(jù)的一種分離方法，即采用本發(fā)明的分離方法，在信道變化惡劣的情況下，發(fā)端可以適當?shù)脑鰪娪柧毿蛄械墓β?，接收機憑此獲得準確的同步性能，同時可以將訓練序列的對用戶數(shù)據(jù)的干擾降至最低，使系統(tǒng)在信道變化惡劣和訓練序列功率增強的情況下依然獲得較好的BER性能。
本發(fā)明的創(chuàng)新之處在于1)接收端在完成同步功能之后，首先根據(jù)同步的結(jié)果對訓練序列的接收信號進行重建，2)由于信道估計的不準確性，為了避免把本來不屬于干擾的信息從接收信號中減去，本發(fā)明采用部分干擾對消的辦法來抵消訓練序列對數(shù)據(jù)信號的干擾，即根據(jù)信道估計的準確度，對重建的訓練序列的干擾乘以一個部分干擾對消因子，3)從總的接收信號中減去重建的訓練序列，再進行相應的解調(diào)工作，就取得了比直接解調(diào)更高的性能。
按照本發(fā)明的一種多載波系統(tǒng)中時間頻率同步訓練序列與用戶數(shù)據(jù)的分離方法，如圖3所示，它包括1)接收機根據(jù)已知的訓練序列c對接收的信號r先進行時間頻率同步；2)將r進行FFT(快速富利葉變換)，得到接收端總的接收信號序列R；3)從R中抽取在發(fā)端插入的導引序列X，采用維納濾波方法得到信道估計結(jié)果H~=ω0·RX·X*,]]>其中ω0是插值濾波器的的系數(shù)，RX表示接收到的導引符號，X*表示發(fā)端發(fā)送的導引符號的共扼；其特征在于它還包含下列步驟
4)將訓練序列c進行FFT變換得到序列C，將C與上述信道估計結(jié)果 相乘，得到C的重建信號 即C~=ρ·C·H~,]]>其中ρ是訓練序列的功率因子；5)將 乘以部分干擾對消因子λ，即C~′=C~·λ;]]>6)從總的接收信號R中減去部分訓練序列的干擾，得到分離后的信號S，S=R-C~′.]]>需要說明的是，本發(fā)明過程采用的信道估計方法可以是維納濾波，也可以是線性內(nèi)插，或者其他公知的信道估計方法，不影響本發(fā)明的一般性；另外，其中λ∈(0，1)，λ具體值由信道估計的準確程度決定，λ取值原則是使得系統(tǒng)的BER(誤比特率)最小。
經(jīng)過上述操作以后就可以實現(xiàn)本發(fā)明的分離目的。
本發(fā)明的實質(zhì)是在接收端重建經(jīng)過信道影響的訓練序列，并從接收的總和信號中減去重建訓練序列的部分干擾，然后再對數(shù)據(jù)信號進行解調(diào)。
從上述步驟可以看出，采用本發(fā)明的分離方法，可以將訓練序列的對用戶數(shù)據(jù)的干擾降至最低，使系統(tǒng)在信道變化惡劣和訓練序列功率增強的情況下依然獲得較高的性能。


圖1是傳統(tǒng)的基于訓練序列的發(fā)射機工作原理圖其中，1是調(diào)制單元，2是數(shù)據(jù)信號功率分配單元，3是插入導引單元，4是IFFT(逆離散傅立葉變換)單元，5是添加保護時隙單元，6是上變頻單元，7是天線，8是CAZAC序列產(chǎn)生單元，9是訓練序列功率分配單元。
圖2是傳統(tǒng)的基于訓練序列的接收機工作原理圖其中，7是天線，10是下變頻單元，11是同步單元，12是去保護時隙單元，13是FFT單元，14是抽取導引符號單元，15是信道估計單元，16是信道衰落補償單元，17是數(shù)據(jù)解調(diào)單元。
圖3是本發(fā)明主要步驟的流程圖其中ρ表示訓練序列的相對功率。
圖4是本發(fā)明的發(fā)射機工作原理圖其中，1是調(diào)制單元，2是數(shù)據(jù)信號功率分配單元，3是插入導引單元，4是IFFT(逆離散傅立葉變換)單元，5是添加保護時隙單元，6是上變頻單元，7是天線，8是CAZAC序列產(chǎn)生單元，9是訓練序列功率分配單元，13是FFT變換單元。
圖5是本發(fā)明的接收機的工作原理圖其中，7是天線，10是下變頻單元，11是同步單元，12是去保護時隙單元，13是FFT單元，14是抽取導引符號單元，15是信道估計單元，16是信道衰落補償單元，17是數(shù)據(jù)解調(diào)單元，8是CAZAC序列產(chǎn)生單元，9是訓練序列功率分配單元，13是FFT變換單元，18是部分干擾對消單元。
圖6是本發(fā)明的一個實施例的性能曲線圖其中，橫軸表示信噪比，單位是DB，縱軸表示誤比特率，兩條曲線都是在訓練序列的功率比為0.5的條件下的方針結(jié)果，上方的曲線表示不采用本發(fā)明的發(fā)明方法的情況下，系統(tǒng)的性能曲線，下方的曲線表示采用本發(fā)明的分離方法的情況下系統(tǒng)的性能曲線。
具體實施例方式下面以給出一個具體的OFDM配置下，本專利的實現(xiàn)步驟。需要說明的是下例中的參數(shù)并不影響本專利的一般性。
我們選用M.1225信道，F(xiàn)FT長度選擇4096，保護時隙取OFDM符號長度的四分之一，訓練序列選擇CHU序列，CHU序列的周期4096，數(shù)據(jù)調(diào)制選擇BPSK調(diào)制，ρ選取一個較大的功率因子0.5，即適當?shù)脑鰪娏擞柧毿蛄械墓β剩瑢б龍D案選用矩形的導引信號圖案，信道估計采用一階線性內(nèi)插的信道估計方法，為了便于比較，部分干擾對消因子λ分別取0.65和0。
用戶數(shù)據(jù)信號首先在模塊1進行BPSK調(diào)制，然后在模塊2進行功率分配，模塊3按矩形導引圖案插入導引；同時模塊8產(chǎn)生所需要的訓練序列CHU序列，再經(jīng)過模塊9進行訓練序列功率分配，通過模塊13進行4096點的FFT變換，之后和插入導引的數(shù)據(jù)信號進行疊加，將疊加結(jié)果送入模塊4進行4096點的IFFT變換，最后通過添加保護時隙模塊5，上變頻模塊6，送上天線7發(fā)射。如圖4所示。
接收機天線接收到的信號首先通過單元10進行下變頻，然后送入同步模塊11進行時間頻率同步，同步以后的信號再經(jīng)過去保護時隙單元12，進入FFT變換單元13完成多載波調(diào)制的解調(diào)功能，從解調(diào)的信號中抽取導引符號在單元15進行一階線性信道估計；同時收端進行訓練序列接收信號的重建，先由訓練序列產(chǎn)生器單元8產(chǎn)生發(fā)端所用的4096點的CHU序列，將產(chǎn)生的序列乘以幅度因子 再通過單元13進行FFT變換，然后將重建后的訓練序列和信道估計結(jié)果相乘，然后乘以部分干擾對消因子ω，再從總的接收信號中減去訓練序列的部分干擾，即完成干擾對消單元18的功能，來減小訓練序列對數(shù)據(jù)信號的干擾，從FFT解調(diào)后的數(shù)據(jù)信息中減去干擾對消后的訓練序列信息，就得到了比直接解調(diào)更準確的數(shù)據(jù)信息，將此數(shù)據(jù)信息與信道估計模塊的輸出結(jié)果取倒數(shù)相乘，也就是去除數(shù)據(jù)信息的信道衰落，補償后的信號通過數(shù)據(jù)解調(diào)單元17，最后輸出。如圖5所示。
部分干擾對消因子λ分別取0.65和0兩種情況下系統(tǒng)的BER性能曲線如圖6所示，從圖中我們可以看出，上方的曲線表示不采用本發(fā)明的發(fā)明方法的情況下，即λ＝0的性能曲線，下方的曲線表示采用本發(fā)明的分離方法的情況下，即λ＝0.65系統(tǒng)的性能曲線。采用本發(fā)明的分離方法，可以降低訓練序列對數(shù)據(jù)解調(diào)的影響，大幅度提高系統(tǒng)的性能，在現(xiàn)實無線通信系統(tǒng)有著巨大的應用價值。
權(quán)利要求
1.一種多載波系統(tǒng)中用戶數(shù)據(jù)與訓練序列的分離方法，它包括下面步驟1)接收機根據(jù)已知的訓練序列c對接收的信號r先進行時間頻率同步；2)將r進行FFT(快速富利葉變換)，得到接收端總的接收信號序列R；3)從R中抽取在發(fā)端插入的導引序列X，采用維納濾波方法得到信道估計結(jié)果H~=ω0·RX·X*,]]>其中ω0是插值濾波器的的系數(shù)，RX表示接收到的導引符號，X*表示發(fā)端發(fā)送的導引符號的共扼；其特征在于它還包含下列步驟4)將訓練序列c進行FFT變換得到序列C，將C與上述信道估計結(jié)果 相乘，得到C的重建信號 即C~=ρ·C·H~,]]>其中ρ是訓練序列的功率因子；5)將 乘以部分干擾對消因子λ，即C~′=C~·λ;]]>6)從總的接收信號R中減去部分訓練序列的干擾，得到分離后的信號S，S=R-C~′.]]>
2.按照權(quán)利要求1所述的一種多載波系統(tǒng)中用戶數(shù)據(jù)與訓練序列的分離方法，其特征是所述的信道估計方法可以是維納濾波，也可以是線性內(nèi)插，或者其他公知的信道估計方法。
3.按照權(quán)利要求1所述的一種多載波系統(tǒng)中用戶數(shù)據(jù)與訓練序列的分離方法，其特征是所述的部分干擾對消因子λ，λ∈(0，1)，λ具體值由信道估計的準確程度決定，λ取值原則是使得系統(tǒng)的BER(誤比特率)最小。
4.按照權(quán)利要求1或3所述的一種多載波系統(tǒng)中用戶數(shù)據(jù)與訓練序列的分離方法，其特征是所述的部分干擾對消因子λ可以是0.65。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種多載波系統(tǒng)中用戶數(shù)據(jù)與基于時間頻率同步測量序列的一種分離方法，它是通過對接收的測量序列的信號進行重建，根據(jù)信道估計的結(jié)果從接收的信號總和中抵消重建的測量序列的部分干擾，將部分干擾對消之后的信號進行解調(diào)處理。本發(fā)明可以通過軟件編程實現(xiàn)，也可以制成相應的硬件電路。采用本發(fā)明的分離方法，可使系統(tǒng)具有高效的數(shù)據(jù)傳輸率，接收機可獲得準確的同步性能，以及大幅度降低測量序列對用戶數(shù)據(jù)的影響，使系統(tǒng)獲得較高的性能和機動靈活性。
文檔編號H04B17/00GK1543101SQ0311777
公開日2004年11月3日 申請日期2003年4月29日 優(yōu)先權(quán)日2003年4月29日
發(fā)明者唐友喜, 趙宏志, 李少謙 申請人:電子科技大學