專利名稱：有色干擾識別的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
一般地，本發(fā)明涉及一種通信方法和設備，更具體地，涉及一種用于測定噪聲分量的色調(diào)的方法和設備，此噪聲分量在通信信號在無線通信系統(tǒng)中傳輸時被引入。
現(xiàn)有技術(shù)描述近年來，許多不同的無線通信系統(tǒng)被用來給用戶提供語言和數(shù)據(jù)服務。一個著名的數(shù)字蜂窩移動電話標準就是GSM(全球移動通信服務系統(tǒng))，這個標準已經(jīng)覆蓋了世界上的大部分地方。接下來，GSM系統(tǒng)將作為一個基本的例子來討論，但以下的描述本質(zhì)上也適用于其他移動電話標準，例如D-AMPS(先進數(shù)字移動電話系統(tǒng))或者PDC(太平洋蜂窩數(shù)字系統(tǒng))。
當今任何可用的通信系統(tǒng)的性能都會受到來自于各種原因的噪聲的影響。眾所周知，熱噪聲會出現(xiàn)在任何電子系統(tǒng)中，例如由于系統(tǒng)中作為電荷攜帶者的電子的隨機運動。電子的熱運動就產(chǎn)生了我們常說的“白噪聲”。
這里的術(shù)語“白”來自于一個事實，就是噪聲的能量是均勻分布在頻譜上的，也就是說，經(jīng)過較長的時間以后，0-10KHz范圍內(nèi)分布的能量和100-110KHz范圍內(nèi)分布的是一樣的。
除白噪聲以外，有色噪聲也會出現(xiàn)在當今的大多數(shù)電子系統(tǒng)中。有色噪聲可以來自于各種不同的來源，例如場效應管(FET)中的金屬氧化物接合點，它產(chǎn)生叫做粉色噪聲或者閃爍噪聲的噪聲。正如我們下面將要討論的，通信系統(tǒng)中共用信道和相鄰信道的干擾同樣可以成為有色噪聲源。
有色噪聲是通過整個頻譜上噪聲能量的不平坦分布來表征的。例如粉色噪聲在每個倍頻程上的分布是一樣的，就是說在10KHz到20KHz間的能量分布和100KHZ到200KHZ間的能量是一樣的。很多其他形式的有色噪聲在整個文章中進行了定義和描述，但是它們都展示出噪聲能量分布不平坦這個基本特征。
在無線通信系統(tǒng)中，通信信道中的背景噪聲通常是白噪聲。然而，這些系統(tǒng)的性能并不僅僅受背景噪聲來限制，更多的是受來自于系統(tǒng)中的其他用戶的限制。在本技術(shù)領(lǐng)域中眾所周知的是，多址接入方案定義了在不同的小區(qū)中的不同的移動站之間，同時發(fā)生的不同通信是如何共享射頻頻帶的。在GSM系統(tǒng)中，多址接入方案是采用了FDMA(頻分多址接入)和TDMA(時分多址接入)的混合方式。
更具體地，在GSM系統(tǒng)中，124個帶寬為200KHZ的載波頻率組成了使用FDMA方案的25HMZ頻帶。而這124個載波頻率中的每一個使用TDMA方案再在時間上進行分割。這個方案把200KHZ寬的無線電信道分成了8個脈沖串。一個用戶被分配一個脈沖串用于通信。
對于象GSM這樣的窄帶TDMA系統(tǒng)通常有兩種干擾。對于使用相同載波的用戶會產(chǎn)生共用信道干擾，而相鄰載波用戶則會產(chǎn)生相鄰信道干擾。正如前面提到的，由于共用信道和相鄰信道干擾而產(chǎn)生的噪聲出現(xiàn)在有色頻譜中并且噪聲能量分布不均勻。而且，通常在接收機輸入端的接收機濾波器(比Nyquist帶寬窄)也可能使背景噪聲表現(xiàn)為有色噪聲。
有色噪聲顯著地消弱了接收機的最大似然序列估計(MLSE)均衡器的性能，而該均衡器僅僅在假設當前噪聲是加性高斯白噪聲(WGAN)的情況下是最優(yōu)的。
為了和有色噪聲導致的性能退化作斗爭，可以在均衡器前面引入一個“白化濾波器”。另外，無偏信道估計(“藍色，最佳線性無偏估計”)有可能也是需要的。白化濾波器設置和無偏信道估計都需要知道噪聲特性和信號信息(例如，在GSM系統(tǒng)中是通過訓練序列)，其中噪聲特性可以通過噪聲的自相關(guān)的初始估計來獲得。
如上所述，當噪聲呈現(xiàn)很強的有色化特征(也就是噪聲的色調(diào)非常高時)，例如當一個很強的相鄰信道干擾存在時，白化濾波器和非偏置信道估計顯著提高了均衡器的性能。然而當噪聲接近于白噪聲時，白化濾波器和非偏置信道估計會導致性能下降，這在特定的情況下是非常顯著的，例如多山地區(qū)環(huán)境下。這是因為伴隨著一個有限的訓練序列長度，會導致噪聲的特征估計不足。
在噪聲色調(diào)的特定級別下，白化帶來的好處將被損壞超過，原因是對噪聲估計的不足。更進一步，白化濾波器和無偏信道估計將會增加系統(tǒng)中信號處理單元的計算負擔。
WO 0139448 A1公開了一個用濾波器來白化通信信號中的干擾信號的系統(tǒng)，這個濾波器的系數(shù)是利用接收到的信號的每個脈沖串中的信息來自適應地建立起來的。在WO 0139448 A1公開的一個實施例中，接收到的信號通過具有M+1個抽頭的白化濾波器處理，這里的M是一個選定的整數(shù)。這個白化濾波器的系數(shù)是基于信號干擾的M階線性預測器?？商鎿Q地，這些系數(shù)也可以基于信號干擾的自相關(guān)。用于執(zhí)行信號白化的過程對執(zhí)行該計算的處理器有很高的要求，即使信號中沒有或者只有很少的有色噪聲信號，因為白化過程是獨立于目前噪聲色調(diào)來執(zhí)行的。
US 5031195公開了一個自適應的調(diào)制解調(diào)器接收機，包括自適應白化匹配濾波器(WMF)。該WMF包括一個自適應的線性均衡器和一個自適應的線性預測器。預測器的系數(shù)被更新，這樣使得隨后的序列解碼器的輸入端處的噪聲被白化，而不管這些來自于通信信道通路的加性噪聲是否有相關(guān)性。沒有辦法提供任何方法用于減少計算負擔，即使噪聲是白噪聲或者是很輕的色調(diào)的。
US 5283811公開了一個判決反饋均衡器，當發(fā)射信號受到多徑傳播影響時增強了接收機的性能，多徑傳播因此導致了傳播的延時和碼間干擾。在那些由于多徑傳播導致的延時傳播比較弱的地方(也就是小于一個碼元時長三分之一)，均衡器可以被切換出電路。然而在US 5283811中并沒有公開關(guān)于根據(jù)當前例如由相鄰信道干擾所造成的有色噪聲如何改善接收機性能的設備。
發(fā)明簡介本發(fā)明尋求提供一種方法來改善通信設備在接收到噪聲影響的信號時的性能，例如這些噪聲源于相鄰信道干擾和共用信道干擾。
這個目標已經(jīng)通過一種用于接收在通信信道中受到噪聲n(t)影響的通信信號r(t)的方法來實現(xiàn)，包括以下步驟1)接收(100)包括噪聲n(t)的信號r(t)，2)估計(103)通信信號r(t)中噪聲n(t)的能量，3)判斷(105)所估計噪聲n(t)的色調(diào)，如果噪聲n(t)的色調(diào)大于一個預定的閾值則將接收到的通信信號傳遞通過一個白化濾波器。
根據(jù)一個優(yōu)選實施例，這個方法被包括以下部分的通信設備來執(zhí)行用于接收在通信信道中受到噪聲n(t)影響的信號r(t)的接收電路(30，40，50)以及一個信號處理單元(60)，它適合于1)估計(103)通信信號r(t)中噪聲n(t)的能量，2)判斷(105)所估計噪聲n(t)的色調(diào)，如果噪聲n(t)的色調(diào)大于一個預定閾值，則接入(107)一個白化濾波器(80)。
本發(fā)明其他的目標，特性和優(yōu)勢從下面對優(yōu)選實施例的詳細公開中表現(xiàn)得更為清楚附圖簡述現(xiàn)在將參照附圖描述本發(fā)明的優(yōu)選實施例，其中

圖1是圖示根據(jù)優(yōu)選實施例的不同處理框的示意框圖；圖2a是圖示計算信息序列r(m)的自相關(guān)的結(jié)果的示意圖；圖2b是圖示計算白噪聲的自相關(guān)的結(jié)果的示意圖；圖2c是圖示計算有色噪聲的自相關(guān)的結(jié)果的示意圖；圖3是圖示根據(jù)優(yōu)選實施例確定信號中噪聲干擾的色調(diào)的步驟的示意流程圖。
優(yōu)選實施例的詳細公開圖1給出了根據(jù)本發(fā)明優(yōu)選實施例的通信系統(tǒng)中接收機的整體描述。信息信號s(t)以無線電波的形式在通信信道10中傳送。然而攜帶信息的介質(zhì)對于本發(fā)明的功能而言顯得次重要一些，而且信息同樣可以通過光、電纜或其他合適的通信介質(zhì)來傳送。然而為了簡化的原因，只有通過無線電波的通信方式會在本文中給予討論。
在圖1中，在被發(fā)射機發(fā)送前，信號s(t)調(diào)制高頻下行鏈路載波，在GSM通信的情況下，該載波在935-960MHZ的范圍內(nèi)。因此發(fā)射機的輸出是一個適于傳輸?shù)母哳l信號(也就是被信號s(t)調(diào)制的載波包絡)。
不考慮為傳送信息信號s(t)而選擇了哪種通信介質(zhì)，信號s(t)將會被改變，其中與信道10的特性相關(guān)聯(lián)的干擾n(t)將會在通過實際通信信道10傳送期間被引入。正如前面提到的，來自于不同來源的干擾出現(xiàn)了，其中以共用信道干擾和相鄰信道干擾為主。
高頻信號在高頻電路30被接收，該高頻電路30在優(yōu)選實施例中根據(jù)零差原理進行操作，因此，接收到的信息信號r(t)則是從接收到的高頻信號中提取出來的，提取方法是用本地晶體振蕩器31的信號和接收到的高頻信號進行混頻。通常是利用上述信號調(diào)制，在本技術(shù)領(lǐng)域，根據(jù)零差和外差原理的解調(diào)是公知的，并且可以在文獻中很容易地找到。然而本發(fā)明的范圍內(nèi)，其他任何合適的解調(diào)方式都是可以的。
在移去高頻載波以后，接收到的基帶信號r(t)被轉(zhuǎn)移到模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)40來將模擬信號r(t)轉(zhuǎn)換為時間離散的數(shù)字信號r(m)。然后，在低通濾波器50中濾波之后，采樣和轉(zhuǎn)換后的信號r(m)然后被信號處理單元60接收，該信號處理單元60在優(yōu)選實施例中以DSP(數(shù)字信號處理器)的形式出現(xiàn)，該DSP通過執(zhí)行存放在存儲器61中的可執(zhí)行程序代碼來執(zhí)行下面公開的步驟。然而，信號處理單元也可以用例如FPGA(現(xiàn)場可編程門陣列)或ASIC(專用集成電路)的形式來實現(xiàn)。
信號處理單元根據(jù)接收信號r(m)中的已知信號信息(也就是，GSM/EDGE情況下的訓練序列)在脈沖串同步以后執(zhí)行第一初始信道估計。接收到的信號r(m)將和期望的符號序列進行對比以根據(jù)下面公式確定噪聲采樣n(m)nk=rk-Σi=0Ms-1hiSk-1---(1)]]>內(nèi)嵌的訓練序列一般長度較小。這意味著通過在時域分析該序列很難判斷噪聲的特征。在這種情況下，噪聲n(t)的自相關(guān)計算是一個很有力的工具，可以用來獲得關(guān)于噪聲頻譜的信息。
通常，噪聲自相關(guān)估計(假設均值為零)是通過以下公式從估計的噪聲采樣中計算出來的。
ρk=1NΣi=0Ns-k-1ni*nk+1---(2)]]>其中，Ns是估計的噪聲采樣的數(shù)目，()*表示復數(shù)共軛。噪聲的自相關(guān)通常是一個復數(shù)的，共軛對稱的序列，這樣，負索引序列可以通過正索引序列來獲得，ρ-k＝ρ*。在上面的等式中，ρ0總是一個實數(shù)單元。
圖2a圖示了了計算信息序列r(m)自相關(guān)的結(jié)果。正如可以從圖2a看到的，自相關(guān)的結(jié)果是一個矢量，這里表現(xiàn)為一個圖，中心在Y軸(就是零延時(zero lag))，當延時增加時該自相關(guān)向零衰減(或者一旦后續(xù)信號值已知的話超前增加(lead increase))。因此，信息序列在鄰近的和近乎鄰近的采樣中顯示了一個高的自相關(guān)度。
如果沒有信息信號存在，也就是說信號僅僅由噪聲n(m)組成，如在圖2b所見，對于每個延時的自相關(guān)幾乎為0(除了延時＝0的，它總是用1來定義)而且沒有如在圖2a中發(fā)現(xiàn)的顯著的峰值。
圖2c示出了在以下這種情況下噪聲的自相關(guān)，這些噪聲不是白噪聲，在頻譜上沒有均勻地分布，從在頻譜的某些部分噪聲能量更高的意義上來說，它是有色噪聲。例如在具有很強的相鄰信道干擾的信道中會發(fā)生這種噪聲。正如可以從圖2c中看出的，由于自相關(guān)計算的輸出不是零值而且對于非零的延時會衰減，有色噪聲顯示出了一定程度的自相關(guān)性。一個色調(diào)更強的噪聲(例如更高色調(diào)值)會導致產(chǎn)生具有比弱色信號干擾更大非零延時值的自相關(guān)計算值輸出。
信號處理單元60然后根據(jù)以下公式來確定自相關(guān)函數(shù)的重心σ=Σk=0Ns-1(k+1)|ρk|2Σk=0Ns-1|ρk|2]]>注意到，在優(yōu)選實施例中，該公式在分子中使用了k+1而不是k來保留噪聲自相關(guān)函數(shù)第一個也是最重要的一個元素的加權(quán)。然而，其他用于確定重心的函數(shù)也可以使用。
噪聲的色調(diào)越強，獲得的重心計算結(jié)果值也就越大。這是一個基于以下事實的推論有著強色調(diào)的噪聲信號將導致具有高非零延時值的自相關(guān)，以及只對自相關(guān)的一端計算重心，也就是說只考慮Y軸右側(cè)的自相關(guān)值。
因此，噪聲的色調(diào)可以通過單一變量σ來確定。閾值可以按照N和s來設置以便開啟/關(guān)閉白化濾波器/非偏估計功能。例如，在實際情況中，對于一個正常脈沖串中有26個符號的訓練序列的GSM/EDGE，閾值可以被實驗性地設置為σT＝1+s注意，在這個例子中，閾值不和過采樣率成比例。
如果σ小于σT，噪聲就被認為是白噪聲而且白化濾波器和非偏估計(BLUE)都被有色噪聲識別模塊100旁路。
作為替代，簡單得多的最小平方估計70可以用于信道沖激響應。這會減少對信號處理單元60的計算能力需求，進而又通過采用例如PLL技術(shù)使降低信號處理單元60的系統(tǒng)時鐘成為可能。眾所周知，降低電子系統(tǒng)的時鐘頻率也就會降低系統(tǒng)的功耗。因此，對于一個給定的電池容量，系統(tǒng)將可以操作更長的時間。
另一方面，如果閾值σ大于σT，那么噪聲就不是白色的，這里非偏置估計和白化濾波器80就將在均衡器90前被引入系統(tǒng)。
圖3圖示了一個用于確定噪聲n(m)色調(diào)的流程圖。該過程始于步驟100，接收對應于訓練序列的基帶信號接收。如上所述，從上下文中可以理解，信息信號r(t)通常是通過解調(diào)高頻信號而獲得的。無論接收前有什么樣的傳送過程(也就是說，當傳送信號時執(zhí)行的高頻調(diào)制解調(diào)過程)，通過信道接收到的基帶信號同時包括了預期的訓練序列s(t)和噪聲信號n(t)。
在進一步的處理之前，信號在步驟101被模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)轉(zhuǎn)換成時間離散的數(shù)字信號r(m)。ADC通常是過采樣型的(也就是信號被高于其最高頻率分量兩倍的頻率采樣)，但是也可以是Nyqvist型的(也就是，信號被等于其最高頻率兩倍的頻率采樣)。
被A/D轉(zhuǎn)換過的信號r(m)將在被傳輸?shù)叫盘柼幚韱卧?0之前被低通濾波，在該信號處理單元60中在步驟103執(zhí)行噪聲能量n(m)的第一次估計。如上所述，這是可能的，因為在接收到的信號r(m)中發(fā)現(xiàn)了已知信號序列(也就是GSM系統(tǒng)中的訓練序列)。既然信道特性將會使訓練序列失真(也就是加入了噪聲，例如多徑干擾和加性干擾)，那么就有可能通過對比接收到的信號r(m)和已知訓練信號來確定噪聲。
被估計過的噪聲信號n(m)的自相關(guān)在步驟104進行計算。即使信號長度很短，自相關(guān)性也可以展示噪聲的頻率特征。大多數(shù)今天可用的數(shù)字信號處理器(DSP)適合于高效率地執(zhí)行自相關(guān)計算，這意味著從處理的角度來看自相關(guān)計算并不是一個主要的負擔。
在步驟105中，自相關(guān)噪聲的重心σ按照等式3來計算。如果噪聲n(m)的色調(diào)很低，重心將離延時等于0處很近，這是由于能量在延時<>0時很小，這可以從圖2b中看出。然而如果色調(diào)由于例如鄰近信道干擾而增加，重心將被推遠離Y軸，這可以從圖2c中看出。
信號處理單元60在步驟106確定，重心σ是否大于預設閾值σT，這里的σT基于數(shù)學層面上的經(jīng)驗值。
如果重心σ大于閾值σT，信號處理單元60通過有色干擾識別模塊100，在步驟107激活白化濾波器80和非偏信道估計。應當理解，白化濾波器/非偏置信道估計(80)能夠由信號處理單元(60)獨自執(zhí)行，通過獨立的DSP執(zhí)行，通過諸如FPGA(現(xiàn)場可編程門陣列)之類的固定邏輯執(zhí)行，或通過ASIC(專用集成電路)來執(zhí)行。然后，白化濾波器能夠提供色調(diào)更低的信號給均衡器(或解調(diào)器)(90)，由于均衡器假設信道引入的干擾是白噪聲，所以這樣進而會增加均衡器性能。
然而，如果重心σ低于閾值σT，那么由于認為這個噪聲是白噪聲，所以白化濾波器將不被激活。如上所述，將白化濾波器應用于包含白噪聲的信號不僅會增加計算負擔，而且會在大多數(shù)情況下降低均衡器(90)中解碼過程的效率。所以白化濾波器和非偏置信道估計會被旁路。
上面已經(jīng)參考優(yōu)選實施例描述了本發(fā)明。然而，除本文公開以外的其他實施例在本發(fā)明的范圍內(nèi)也是可能的，本發(fā)明的范圍在所附獨立權(quán)利要求中限定。
權(quán)利要求
1.一種用于接收在通信信道上受到噪聲n(t)影響的通信信號r(t)的方法，包括步驟接收(100)包括噪聲n(t)的通信信號r(t)，估計(103)通信信號r(t)中噪聲n(t)的量，以及確定(105)估計量噪聲n(t)的色調(diào)，其中，如果噪聲n(t)的色調(diào)大于預定閾值，則將接收到的通信信號r(t)傳遞通過白化濾波器。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中，所述噪聲n(t)是通過比較接收到的信號r(t)和已知信號信息來估計的。
3.根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的方法，其中，噪聲n(t)的頻率特性是通過執(zhí)行噪聲n(t)的自相關(guān)來確定(104)。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的方法，其中，噪聲n(t)的色調(diào)通過確定噪聲自相關(guān)序列的重心σ來確定(105)。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的方法，其中，所述噪聲色調(diào)通過單一變量來確定。
6.根據(jù)權(quán)利要求4或5所述的方法，其中，噪聲的色調(diào)根據(jù)以下公式來確定σ=Σk=0Ns-1(k+1)|ρ|2Σk=0Ns-1|ρ|2.]]>
7.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中，所述閾值接合(engage)非偏置信道估計。
8.一種通信設備，包括接收電路(30，40，50)，用于接收在通信信道上受到噪聲n(t)影響的通信信號r(t)；信號處理單元(60)，適于估計(103)通信信號r(t)中噪聲n(t)的量；確定(105)噪聲n(t)估計量的色調(diào)；以及如果噪聲n(t)的色調(diào)大于預定的閾值，則接合(107)白化濾波器(80)。
9.根據(jù)權(quán)利要求8所述的設備，其中，信號處理單元(60)適于通過比較接收到的信號r(t)和已知信號信息來估計(103)噪聲n(t)。
10.根據(jù)權(quán)利要求8或9所述的設備，其中，信號處理單元(60)適于通過執(zhí)行噪聲n(t)的自相關(guān)來確定(104)噪聲n(t)的頻率特性。
11.根據(jù)權(quán)利要求10所述的設備，其中，信號處理單元(60)適于通過確定噪聲自相關(guān)序列的重心σ來確定(105)噪聲n(t)的色調(diào)。
12.根據(jù)權(quán)利要求11所述的設備，其中，信號處理單元(60)適于通過單一變量來確定噪聲色調(diào)。
13.根據(jù)權(quán)利要求11或12所述的儀器設備，其中，信號處理單元(60)適于根據(jù)以下公式來確定噪聲的色調(diào)σ=Σk=0Ns-1(k+1)|ρ|2Σk=0Ns-1|ρ|2.]]>
14.根據(jù)權(quán)利要求8所述的設備，其中，信號處理單元(60)適于當噪聲n(t)的色調(diào)大于預定閾值時接合非偏置信道估計。
15.根據(jù)權(quán)利要求8-14中任意一個所述設備，其中，信號處理單元(60)是數(shù)字信號處理器(DSP)。
16.一種可直接載入與處理器(60)相關(guān)聯(lián)的內(nèi)部存儲器(61)的計算機程序產(chǎn)品，所述處理器可操作地耦合到接收電路(30，40，50)，用于接收在通信信道上受到噪聲n(t)影響的通信信號r(t)，包括當被所述處理器執(zhí)行時執(zhí)行如下操作的程序代碼估計(103)通信信號r(t)中噪聲n(t)的量；確定(105)噪聲n(t)估計量的色調(diào)；以及如果噪聲n(t)的色調(diào)大于預定的閾值，則接合(107)白化濾波器(80)。
17.如權(quán)利要求16所述的計算機程序產(chǎn)品，包含在計算機可讀介質(zhì)中。
全文摘要
公開了一種用于接收在通信信道上受到噪聲n(t)影響的通信信號r(t)的方法和設備。這個方法包括步驟接收(100)包括噪聲n(t)的通信信號r(t)，估計(103)通信信號r(t)中噪聲n(t)的量，以及確定(105)噪聲n(t)估計量的色調(diào)，其中，如果噪聲n(t)的色調(diào)大于預定閾值，則將接收到的通信信號r(t)傳遞通過白化濾波器。
文檔編號H04B17/00GK1656698SQ03812012
公開日2005年8月17日 申請日期2003年5月16日 優(yōu)先權(quán)日2002年5月27日
發(fā)明者何首生 申請人:艾利森電話股份有限公司