專利名稱：一種基于多重m維并行調(diào)制通信方式的發(fā)射機的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于移動通信中的調(diào)制技術(shù)領(lǐng)域，特別涉及到以分組正交碼集作為擴頻碼集的并行M維(M-ary)調(diào)制方式與傳統(tǒng)調(diào)制技術(shù)結(jié)合的發(fā)射機。
背景技術(shù)：
隨著移動通信技術(shù)的發(fā)展，移動通信系統(tǒng)的用戶不斷增加，用戶所要求的業(yè)務(wù)速率也不斷提高。第三代移動通信系統(tǒng)的出現(xiàn)，大大提高了數(shù)據(jù)傳輸速率，使得高速數(shù)據(jù)傳輸成為可能。但隨著用戶需求的不斷升高，速率仍然成為高速數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)的瓶頸。
電子工業(yè)出版社1998年出版的《無線通信原理與實用》(Wireless CommunicationPrinciples & Practice)一書的527頁-530頁以窄帶碼分多址移動通信系統(tǒng)(IS-95)為例，介紹了正交M-ary調(diào)制技術(shù)在碼分多址(Code Division Multiple Access，簡稱CDMA)通信系統(tǒng)上行鏈路中的應(yīng)用。正交M-ary調(diào)制技術(shù)使用M個正交擴頻碼，按發(fā)送數(shù)據(jù)不同選取其中一個碼，每次發(fā)送M個碼中的一個，從而可傳送log2M比特。然而，隨著M的增長，可傳送的比特數(shù)增長會逐漸減慢，而且在碼長固定的前提下，可用的正交碼字個數(shù)M也是有限的。清華大學(xué)出版社1992年出版的《現(xiàn)代通信原理》一書的283頁-298頁所介紹的二進制相移鍵控(Binary Phase Shift Keying，簡稱BPSK)、四進制相移鍵控(Quadrature Phase Shift Keying，簡稱QPSK)直至正交幅度調(diào)制(QuadratureAmplitude Modulation，簡稱QAM)，是數(shù)據(jù)通信中常用的調(diào)制方法，但僅僅依靠調(diào)制狀態(tài)數(shù)的增加來增長傳輸速率，其可傳送的比特數(shù)增長也會逐漸減慢。所以，單獨使用上述兩種調(diào)制方式，頻譜效率不高，無法提供高速數(shù)據(jù)傳輸。
在CDMA通信系統(tǒng)中，擴頻碼字是最為重要的資源之一，現(xiàn)有CDMA系統(tǒng)多采用沃爾什-哈達瑪(walsh-hadamard)正交碼，但在碼長為N的前提下，只能產(chǎn)生N個可用碼字。為了提高碼集的可用碼字數(shù)量，在《國際電子與電氣工程師協(xié)會通信》雜志2003年1月第一期第七卷發(fā)表的《用于CDMA系統(tǒng)的擴頻碼構(gòu)造方法》一文中提出了一種準正交擴頻碼集構(gòu)造方法，在沃爾什-哈達瑪正交碼字的基礎(chǔ)上構(gòu)造出更多的準正交碼字，從而可以大大提高頻譜效率。另外，采用這種方法構(gòu)造出的碼字具有較好的準正交特性，其協(xié)方差矩陣是一個帶狀對角陣。在這種準正交特性的前提下，最優(yōu)檢測的算法復(fù)雜度可以大大降低。但是利用這種方法構(gòu)造出來的準正交碼字至今尚未見于采用M-ary調(diào)制方式的CDMA通信系統(tǒng)中。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明提出一種基于多重M-ary并行調(diào)制通信方式(Multiple M-ary ParallelModulation Comminications，簡稱MM-aryM)的發(fā)射機，以克服M-ary調(diào)制和傳統(tǒng)數(shù)據(jù)調(diào)制方式的上述不足，充分利用擴頻碼字資源，在碼字數(shù)固定的前提下，增大每個符號上調(diào)制的比特數(shù)，同時在每一路與傳統(tǒng)的調(diào)制方法相結(jié)合，從而進一步提高每個符號上調(diào)制的比特數(shù)，增大頻譜效率，提高數(shù)據(jù)傳輸速率。
本發(fā)明基于多重M-ary并行通信方式的發(fā)射機，包括將輸入數(shù)據(jù)1經(jīng)過分路器3分為多路，每路數(shù)據(jù)的一部分數(shù)據(jù)通過常用的調(diào)制器模塊Mi(i＝1，...n)，包括二進制相移鍵控、四進制相移鍵控、正交幅度調(diào)制，另一部分通過擴頻碼選擇器模塊Qi(i＝1，...n)，采用M-ary調(diào)制方法在每個符號上調(diào)制log2M比特，其中M為每路擴頻碼集中可用碼字個數(shù)，模塊Qi根據(jù)輸入數(shù)據(jù)選擇擴頻碼后，與模塊Mi的輸出共同輸入乘法器Ci(i＝1，...n)，完成擴頻，每一路擴頻后的輸出通過加法器4，組成合路信號，通過乘法器R1加擾，輸入數(shù)據(jù)2直接通過乘法器R2加擾，兩路加擾后的信號經(jīng)過加法器5組成基帶信號，通過載波調(diào)制模塊6調(diào)制到載波上發(fā)送出去；其特征在于輸入數(shù)據(jù)1先通過分路器3，分為若干路，對于每一路數(shù)據(jù)，一部分通過常用調(diào)制器模塊Mi，另一部分通過擴頻碼選擇器模塊Qi，其中擴頻碼選擇器模塊Qi中的碼集是通過將構(gòu)造出的可用碼字分為多個集合獲得的，模塊Qi根據(jù)輸入數(shù)據(jù)選擇擴頻碼后，與模塊Mi的輸出共同輸入乘法器Ci，完成擴頻，每一路擴頻后的輸出再通過加法器4。
所述擴頻碼選擇器模塊Qi所采用的擴頻碼集可以是傳統(tǒng)的沃爾什-哈達瑪正交碼字組成的碼集，也可以利用在傳統(tǒng)的沃爾什-哈達瑪正交碼字的基礎(chǔ)上內(nèi)插新的碼字，從而獲得具有準正交特性的更多的碼字，這種碼字構(gòu)造方法在碼長為N的前提下，可以構(gòu)造2N-3個正交性較好的準正交碼字。另外，根據(jù)以下最優(yōu)原則，將構(gòu)造的擴頻碼集分配到多路找到這樣一個合理的分組，該分組所有可能生成的發(fā)送信號有(M*N)^L種，M為碼長，N為傳統(tǒng)調(diào)制方式的狀態(tài)數(shù)，L為路數(shù)；計算這(M*N)^L個信號兩兩之間的信號距離，找到最小的信號間距。反復(fù)尋找，直到找到一個最小信號間距最大的分組。
對應(yīng)于本發(fā)明所述的發(fā)射機，在接收端可以采用傳統(tǒng)的最大似然序列估計(MaximumLikelihood Sequence Estimation，簡稱MLSE)解調(diào)方法，也可以采用判決反饋的最大似然序列估計(Decision Feedback-MLSE，簡稱DF-MLSE)解調(diào)方法，在該解調(diào)方案中，解調(diào)局限于一個符號，符號1解調(diào)完畢后，它的多徑信息對于后面符號的影響都可以反饋抵消，這樣就可以充分利用后面符號的多徑信息參與解調(diào)，分析解調(diào)示意圖可以發(fā)現(xiàn)，參與一次判決的符號個數(shù)越多，則參與判決的能量越大，判決準確度越高，所以參與一次判決的符號數(shù)越多，解調(diào)性能越好，其極限情況就是最大似然序列估計解調(diào)，當然，隨著參與一次判決的符號數(shù)的增多，解調(diào)的復(fù)雜度也大大提高，所以，尋找解調(diào)性能和復(fù)雜度的平衡點是決定參與一次判決的符號數(shù)的關(guān)鍵。
現(xiàn)有通信系統(tǒng)中采用的M-ary調(diào)制方式在碼字為M的前提下，每個符號上可以調(diào)制的比特數(shù)只有l(wèi)og2M個，而且隨著M的增大，每個符號上調(diào)制的比特數(shù)增長速度會迅速放緩，使得頻譜效率大大降低；另一方面，僅采用傳統(tǒng)的調(diào)制方法通過增大狀態(tài)數(shù)來提高頻譜效率，也面臨著相同的問題。而本發(fā)明基于多重M-ary并行調(diào)制通信方式的發(fā)射機則將發(fā)送數(shù)據(jù)通過串并轉(zhuǎn)換分為多路，每一路的一部分數(shù)據(jù)采用傳統(tǒng)的調(diào)制方法，另一部分數(shù)據(jù)采用M-ary調(diào)制方法，兩者結(jié)合，增大了每個符號上調(diào)制的比特數(shù)，而且，將可用碼字分為多組，每一路的碼字數(shù)相對較少，相對于現(xiàn)在的M-ary調(diào)制方法，可以減小碼字數(shù)增長對于比特數(shù)增長速度的影響，充分利用碼字資源，提高頻譜效率。另外，M-ary調(diào)制模塊所使用的可用碼字若采用準正交碼字構(gòu)造方法，可以在碼長固定的前提下，進一步提高可用碼字的數(shù)量，從而進一步提高頻譜效率。
本發(fā)明基于多重M-ary并行調(diào)制通信方式的發(fā)射機，若采用3.84M碼片速率，擴頻碼長為8，構(gòu)造12個可用準正交碼字，4個擴頻碼為一組，分三組，其符號速率為480k符號/秒.一路M-ary單位符號調(diào)制2比特。若與四進制相移鍵控結(jié)合，一路信號的單位符號調(diào)制數(shù)據(jù)為4比特，數(shù)據(jù)傳送速率為5.76M比特/秒，不考慮編碼冗余的前提下，頻譜效率為1.5；若與16進制正交幅度調(diào)制調(diào)制結(jié)合，一路信號的單位符號調(diào)制數(shù)據(jù)為6比特，數(shù)據(jù)傳送速率為8.64Mbps，不考慮編碼冗余的前提下，頻譜效率為2.25。若擴頻碼長為16，4個擴頻碼一組，分7組，其符號速率為240k符號/秒。一路M-ary單位符號調(diào)制2比特，對應(yīng)四進制相移鍵控，其數(shù)據(jù)傳輸速率為6.72M比特/秒，不考慮編碼冗余的前提下，頻譜效率為1.75；對應(yīng)16進制正交幅度調(diào)制，其數(shù)據(jù)傳送速率為10.08M比特/秒，不考慮編碼冗余的前提下，頻譜效率為2.625。可見，本發(fā)明可以有效的提高頻譜利用率，獲得更高的數(shù)據(jù)傳輸速率。


圖1是本發(fā)明基于MM-aryM通信方式的發(fā)射機的結(jié)構(gòu)原理框圖。
圖2是用本發(fā)明采取的碼字生成方法生成的準正交碼集(M＝8)。
圖3是用本發(fā)明采取的碼字生成方法生成的準正交碼字的自相關(guān)矩陣(M＝8)。
圖4是本發(fā)明中接收端的判決反饋MLSE解調(diào)的框圖。
圖5是本發(fā)明中接收端的判決反饋MLSE的示意圖。
圖6是高斯白噪聲信道下3路MM-aryM的QPSK，16QAM調(diào)制的性能仿真結(jié)果和QPSK，16QAM理論值的性能比較。
圖7是瑞利(rayleigh)衰落信道下DF-MLSE與MLSE兩種解調(diào)方案的解調(diào)性能比較。
具體實施例方式下面結(jié)合

本發(fā)明的實施例。
實施例1本實施例中，結(jié)合上行鏈路所設(shè)計的幀結(jié)構(gòu)，上行專用信道分為承載數(shù)據(jù)流的專用物理數(shù)據(jù)信道(Dedicated Physical Data Channel，簡稱DPDCH)和承載控制信息流的專用物理控制信道(Dedicated Physical Control Channel)，由于DPDCH要求高速傳輸，而DPCCH的傳輸速率則相對低得多，所以，具體實施中，實現(xiàn)MM-aryM方法的發(fā)射機結(jié)構(gòu)如圖1所示。圖中，數(shù)據(jù)流1先通過分路器3，分為若干路，對于每一路數(shù)據(jù)，一部分通過常用調(diào)制器Mi(i＝1，...n)，其比特數(shù)與Mi所采用的調(diào)制方式相關(guān)，如對應(yīng)于四進制相移鍵控，通過調(diào)制器Mi的比特數(shù)為2比特；另一部分通過擴頻碼選擇器Qi(i＝1，...n)，其比特數(shù)與每路碼集中的碼字個數(shù)相關(guān)，如碼字個數(shù)為M，則其比特數(shù)為log2M比特；模塊Qi根據(jù)輸入數(shù)據(jù)選擇擴頻碼后，與模塊Mi的輸出共同輸入乘法器Ci(i＝1，...n)，完成擴頻。每一路擴頻后的輸出通過加法器4，組成合路信號，通過乘法器R1加擾；同時，控制信息流2直接通過乘法器R2加擾。加擾后的數(shù)據(jù)流合路信號與控制信息流信號經(jīng)過加法器5組成基帶信號，通過載波調(diào)制模塊6調(diào)制到載波上發(fā)送出去。
由于采用了M-ary的調(diào)制方式，所以擴頻碼集的可用碼字的數(shù)量成為了決定數(shù)據(jù)傳輸速率的關(guān)鍵因素。若采用傳統(tǒng)的沃爾什-哈達瑪正交碼，則在碼長為N的前提下，只能產(chǎn)生N個可用碼字，為了盡可能的增大可用碼字集，從而提高數(shù)據(jù)傳輸速率，本實施例采用了一種新的準正交擴頻碼組構(gòu)造方式，即在傳統(tǒng)的沃爾什-哈達瑪正交碼字的基礎(chǔ)上內(nèi)插新的碼字，從而獲得具有準正交特性的更多的碼字，采用這種方法構(gòu)造出的碼字具有較好的準正交特性，其協(xié)方差矩陣是一個帶狀對角陣。在這種準正交特性的前提下，最優(yōu)檢測的算法復(fù)雜度可以大大降低。這種碼字構(gòu)造方法在碼長為N的前提下，可以構(gòu)造2N-3個正交性較好的準正交碼字，在此基礎(chǔ)上，本實施例再對構(gòu)造出的準正交碼字按照以下原則分組找到這樣一個合理的分組，該分組所有可能生成的發(fā)送信號有(M*N)^L種，M為碼長，N為傳統(tǒng)調(diào)制方式的狀態(tài)數(shù)，L為路數(shù)；計算這(M*N)^L個信號兩兩之間的信號距離，找到最小的信號間距，反復(fù)尋找，直到找到一個最小信號間距最大的分組。從而將其應(yīng)用于基于多重M-ary并行調(diào)制通信方式的發(fā)射機中。下面首先介紹本實施例所采用的準正交碼構(gòu)造方法考慮K路信號同時接入一個同步CDMA信道，相當于K個用戶同時接入一個信道，為此，以下把各路看成各用戶進行討論，以適合使用通常多用戶檢測的術(shù)語及處理手法。每個用戶使用自己特定的碼長為N的擴頻序列調(diào)制數(shù)據(jù)。假設(shè)信道噪聲為加性高斯白噪聲(AWGN)，接收到的信號為r＝Ad+n(f1)其中A是N×K的矩陣，K個列向量分別代表K個用戶的擴頻碼；d是待發(fā)送的數(shù)據(jù)向量，長度為K；n是采樣后的高斯白噪聲向量，長度為N。
首先，r通過一組匹配濾波器后，得到如下信號y＝ATr＝Rd+z(f2)其中R＝{rij}＝ATA是K個擴頻序列的K×K自相關(guān)矩陣，z＝ATn是有色噪聲。
在加性高斯白噪聲(AWGN)信道下，最優(yōu)檢測可以通過找尋實際接受到的信號與備選發(fā)送信號之間的最小歐氏距離實現(xiàn)，如下式所示d‾^=argmin||r‾-Ad‾||2,d‾∈{-1,+1}K---(f3)]]>該式等價于下式，即最小二次方項
d‾^=argmin(d‾TRd‾-2d‾Ty‾),d‾∈{-1,+1}K]]>=argmin(d‾T(R-I)d‾-2d‾Ty‾),d‾∈{-1,+1}K---(f4)]]>眾所周知，沃爾什-哈達瑪正交碼是一種常用的正交碼構(gòu)造方法，可以遞歸構(gòu)造。但是，長度為N時最多可以構(gòu)造的碼字數(shù)為N。因此，本實施例采用的準正交碼構(gòu)造方法利用內(nèi)插入新的碼字的方法來構(gòu)造更多的擴頻碼。這種內(nèi)插的方法會在一定程度上破壞沃爾什-哈達瑪正交碼的正交性，即新的碼字集合內(nèi)的碼字會存在相關(guān)性，這樣不僅會降低系統(tǒng)性能，同時在解調(diào)端要求利用式(f4)所示的聯(lián)合多用戶檢測方法。
這里提出的構(gòu)造擴頻序列集合的方法如下w2i-1＝hi(f5)w‾2i=12Σk=ii+3h‾k,i=1,...,N-3---(f6)]]>w2N-6+i＝hN-3+i， i＝1，2，3(f7)其中hi是HN的第i個向量。新的擴頻序列共有2N-3個。這些新構(gòu)造出的擴頻序列在一個特定范圍內(nèi)具有一定的相關(guān)性，形成準對角陣，從而構(gòu)造出一系列準正交擴頻序列。其信號之間的最小距離是正交擴頻序列的最小信號距離的 對應(yīng)著一個3dB的能量損失。由于存儲相關(guān)矩陣的所需存儲器長度為L＝6，解碼復(fù)雜度為O(27K)。
以碼長為8為例，采用這種碼字生成方法生成的碼字如圖2，共13個可用碼字，由圖2可見，該碼集合是有多值碼組成。所有碼字的自相關(guān)矩陣如圖3。
接下來的工作就是從這13個碼字中找出合適的分組，共分3組，每組4個碼，最后會有一個碼字不用。本實施例提出的最佳分組的原則是找到這樣一個合理的分組，該分組所有可能生成的發(fā)送信號有8^3種(M-ary+BPSK)，計算這8^3個信號兩兩之間的信號距離，找到最小的信號間距。反復(fù)尋找，直到找到一個最小信號間距最大的分組，在隨后的實驗系統(tǒng)中可以看到，這種最優(yōu)的分組可以使用且性能達到誤碼率要求。
根據(jù)多值碼的取值范圍，碼字間距的可能取值有0，4，8，12，16，20，24等，以4的倍數(shù)遞增，所以，各種分組情況對應(yīng)的碼距表如表1所示，其中表格各項數(shù)字代表該分組的可能發(fā)送信號之間的碼距有多少次取到其可能的取值，由于在碼距很大的情況下，解調(diào)錯誤出現(xiàn)的幾率趨近于0，所以表中僅列出了幾種較小碼距的數(shù)據(jù)。這里僅列出兩組非最優(yōu)分組與最優(yōu)分組比較，事實上分組的情況有很多種。在本實施例中采用了一種簡化的尋找最優(yōu)分組的方法，即尋找最小碼距最大的分組，在最小碼距相同的情況下，尋找在該最小碼距出現(xiàn)次數(shù)最少的分組。由表1可見，三種分組之中，最小碼距均為8，第二種分組出現(xiàn)碼距為8的次數(shù)最少，故可選用。
表1幾種分組情況對應(yīng)的碼距表 對應(yīng)于本實施例的基于多重M-ary并行調(diào)制通信方式的發(fā)射機，在接收端的最優(yōu)檢測方法即最大似然序列估計(MLSE)，其基本思想就是遍歷所有可能的碼字組合計算出所有可能的發(fā)送信號，與接收信號作最大似然檢測，從而得到解調(diào)結(jié)果。但是由于多徑衰落的影響，這種解調(diào)方法必須采用維特比解調(diào)，計算復(fù)雜度過高。為降低解調(diào)復(fù)雜度，本實施例在接收端采用了判決反饋的最大似然序列估計(DF-MLSE)，其解調(diào)框圖如圖4。在輸入端接收信號7經(jīng)過有限符號檢測器8，輸出的檢測結(jié)果9經(jīng)過延時器Di(i＝1，...n)，得到的結(jié)果分別與各徑的信道估計參數(shù)Ei(i＝1，...n)相乘，并通過加法器10得到反饋信號11，反饋到輸入端。
圖5是判決反饋最大似然序列估計解調(diào)的示意圖Pi(i＝1，...n)代表多徑中的第i徑，Si(i＝1，...n)代表第i個符號，解調(diào)局限一個符號，一個符號解調(diào)完畢后，它的多徑信息對于后面符號的影響都可以反饋抵消，這樣就可以充分利用后面符號的多徑信息參與解調(diào)，1個符號內(nèi)各徑的能夠被收集用來判決的能量用陰影加以標識。根據(jù)圖5示意圖分析，參與一次判決的符號數(shù)越多，陰影部分的面積就越大。由于參與判決的能量越大，判決準確度越高，所以可以推斷，參與一次判決的符號數(shù)越多，解調(diào)性能越好，其極限情況就是最大似然序列估計解調(diào)。當然，隨著參與一次判決的符號數(shù)的增多，解調(diào)的復(fù)雜度也大大提高，所以，尋找解調(diào)性能和復(fù)雜度的平衡點是決定參與一次判決的符號數(shù)的關(guān)鍵。
為了證明本實施例的基于多重M-ary并行調(diào)制通信方式的發(fā)射機以及對應(yīng)的接收機的性能能夠滿足實際應(yīng)用中移動通信系統(tǒng)的要求，本實施例給出了部分仿真結(jié)果。本實施例的仿真在SPW仿真平臺上完成，碼長為8，采用SPW仿真系統(tǒng)自帶的仿真信道，載波頻率是2.0G赫茲，碼片速率是3.84M赫茲。
圖6描繪了高斯白噪聲信道下本實施例中采用3路并行調(diào)制，每一路用M-ary分別與四進制相移鍵控，16進制正交幅度調(diào)制方法結(jié)合，接收端采用判決反饋最大似然序列估計解調(diào)方法的性能仿真結(jié)果和單獨采用四進制相移鍵控，16進制正交幅度調(diào)制方法，接收端采用對應(yīng)解調(diào)方法的理論值的性能比較。其中橫軸表示信噪比Eb/No，縱軸表示誤比特率，曲線A描述的是M-ary與16進制正交幅度調(diào)制結(jié)合的解調(diào)性能，曲線B描述的是單獨采用16進制正交幅度調(diào)制的解調(diào)性能，曲線C描述的是M-ary與四進制相移鍵控結(jié)合的解調(diào)性能，曲線D描述的是單獨采用四進制相移鍵控的解調(diào)性能。由圖6可見，在高斯白噪聲信道下，采用本實施例所述的3路M-ary并行調(diào)制通信方式的發(fā)射機，其解調(diào)性能與相應(yīng)的四進制相移鍵控，16進制正交幅度調(diào)制方法的解調(diào)性能差異在1dB之內(nèi)，從而證明了該調(diào)制方式的有效性。
圖7比較了瑞利衰落信道下，本實施例中接收端采用判決反饋最大似然序列估計與最大似然序列估計兩種解調(diào)方案的解調(diào)性能。其中橫軸表示信噪比Eb/No，縱軸表示誤比特率，曲線E描述的是終端移動速度120公里/秒，多徑為6徑的情況下，發(fā)送端采用3路并行調(diào)制，接收端采用判決反饋最大似然序列估計的解調(diào)性能，曲線F描述的是在終端移動速度0公里/秒，多徑為6徑的情況下，發(fā)送端采用3路并行調(diào)制，接收端采用判決反饋最大似然序列估計的解調(diào)性能，曲線G描述的是在終端移動速度0公里/秒，多徑為6徑的情況下，發(fā)送端采用1路并行調(diào)制，接收端采用判決反饋最大似然序列估計的解調(diào)性能，曲線H描述的是在終端移動速度0公里/秒，多徑為6徑的情況下，發(fā)送端采用1路并行調(diào)制，接收端采用最大似然序列估計(維特比解調(diào))的解調(diào)性能，這里，著重比較相同條件下兩種解調(diào)方案的性能，即并行調(diào)制路數(shù)為1路，運動速度為0，多徑為6徑，對應(yīng)于曲線G和H，其中各徑的相對功率分別是0dB，-3dB，-6dB，-9dB，-12dB，-15dB，各徑時延分別為0，1，2，3，4，5碼片。由圖7可見，采用判決反饋最大似然序列估計解調(diào)方法，其解調(diào)性能僅比最大似然序列估計解調(diào)方法差1dB左右，在信噪比高于12dB的條件下，即可達到10-5的誤比特率，需要強調(diào)的是由于本實施例所作的該仿真只是為了比較兩種解調(diào)方法的性能差異，還未考慮編解碼和分集等技術(shù)帶來的性能增益。所以，實際應(yīng)用當中，會有更好的解調(diào)性能。
權(quán)利要求
1.一種基于多重M-ary并行通信方式的發(fā)射機，包括將輸入數(shù)據(jù)1經(jīng)過分路器3分為多路，每路數(shù)據(jù)的一部分數(shù)據(jù)通過常用的調(diào)制器模塊Mi，包括二進制相移鍵控、四進制相移鍵控、正交幅度調(diào)制，另一部分通過擴頻碼選擇器模塊Qi，采用M-ary調(diào)制方法在每個符號上調(diào)制log2M比特，其中M為每路擴頻碼集中可用碼字個數(shù)，模塊Qi根據(jù)輸入數(shù)據(jù)選擇擴頻碼后，與模塊Mi的輸出共同輸入乘法器Ci，完成擴頻，每一路擴頻后的輸出通過加法器4，組成合路信號，通過乘法器R1加擾，輸入數(shù)據(jù)2直接通過乘法器R2加擾，兩路加擾后的信號經(jīng)過加法器5組成基帶信號，通過載波調(diào)制模塊6調(diào)制到載波上發(fā)送出去；其特征在于輸入數(shù)據(jù)1先通過分路器3，分為若干路，對于每一路數(shù)據(jù)，一部分通過常用調(diào)制器模塊Mi，另一部分通過擴頻碼選擇器模塊Qi，其中擴頻碼選擇器模塊Qi中的碼集是通過將構(gòu)造出的可用碼字分為多個集合獲得的，模塊Qi根據(jù)輸入數(shù)據(jù)選擇擴頻碼后，與模塊Mi的輸出共同輸入乘法器Ci，完成擴頻，每一路擴頻后的輸出再通過加法器4。
2.如權(quán)利要求1所述基于多重M-ary并行通信方式的發(fā)射機，特征在于所述擴頻碼選擇器模塊Qi所采用的擴頻碼集是在傳統(tǒng)的正交沃爾什-哈達瑪正交碼字的基礎(chǔ)上內(nèi)插新的碼字，從而獲得具有準正交特性的更多的碼字，并根據(jù)以下最優(yōu)原則，將構(gòu)造的準正交碼分為多路找到這樣一個合理的分組，該分組所有可能生成的發(fā)送信號有(M*N)^L種，M為碼長，N為傳統(tǒng)調(diào)制方式的狀態(tài)數(shù)，L為路數(shù)；計算這(M*N)^L個信號兩兩之間的信號距離，找到最小的信號間距；反復(fù)尋找，直到找到一個最小信號間距最大的分組。
全文摘要
本發(fā)明基于多重M－ary并行通信方式的發(fā)射機，特征是將M－ary調(diào)制方式與傳統(tǒng)的二進制相移鍵控、四進制相移鍵控、正交幅度調(diào)制方式結(jié)合，將數(shù)據(jù)流分為多路并行調(diào)制，在每一路中，部分數(shù)據(jù)采用M－ary調(diào)制，部分數(shù)據(jù)采用傳統(tǒng)調(diào)制方式；同時作為過飽和碼分多址技術(shù)的應(yīng)用，采用準正交碼字構(gòu)造方法構(gòu)造出盡可能多的準正交碼字，體現(xiàn)在系統(tǒng)當中即增大了各支路的碼集中的碼字個數(shù)和支路數(shù)，并對構(gòu)造出的碼字進行最優(yōu)分組，從而提高解調(diào)性能；在接收端采用判決反饋最大似然序列估計解調(diào)方案，相比于最優(yōu)的最大似然序列估計解調(diào)方法，在較好保留其解調(diào)性能前提下，復(fù)雜度大大降低。本發(fā)明可以在大大提高數(shù)據(jù)傳輸速率的同時，保證較好的解調(diào)性能。
文檔編號H04B1/02GK1619969SQ20031010637
公開日2005年5月25日 申請日期2003年11月18日 優(yōu)先權(quán)日2003年11月18日
發(fā)明者朱近康, 李凡, 朱有團, 張磊 申請人:中國科學(xué)技術(shù)大學(xué)