專利名稱：Ofdm解調(diào)器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及用于解調(diào)OFDM(正交頻分復(fù)用)調(diào)制信號(hào)的解調(diào)器。
本申請(qǐng)要求2002年12月27日申請(qǐng)的日本專利申請(qǐng)No.2002-382212的優(yōu)先權(quán)，該專利申請(qǐng)整體作為參考包含于此背景技術(shù)對(duì)于數(shù)字信號(hào)的傳輸來說，存在一種稱為“OFDM”(正交頻分復(fù)用)的調(diào)制技術(shù)。OFDM技術(shù)是通過把傳輸頻帶分成許多正交子載波，并利用移相鍵控(PSK)和正交調(diào)幅，把數(shù)據(jù)分配給每個(gè)子載波的幅度和相位，以數(shù)字方式調(diào)制數(shù)據(jù)以便傳輸?shù)募夹g(shù)。
OFDM技術(shù)的特征在于由于傳輸頻帶被分成許多子載波，從而每個(gè)子載波的頻帶更窄，調(diào)制率更低，而傳輸速率和常規(guī)調(diào)制技術(shù)中的傳輸速率沒有多大不同。OFDM技術(shù)的特征還在于由于并行傳送許多子載波，因此符號(hào)率較低，并且相對(duì)于符號(hào)的時(shí)間長度，多路徑的時(shí)間長度可被減小，從而OFDM技術(shù)不易受多路徑衰減影響。
另外，OFDM技術(shù)的特征在于由于數(shù)據(jù)被分配給多個(gè)子載波，從而可用反向快速傅里葉變換(IFFT)計(jì)算電路形成發(fā)射/接收電路，以便調(diào)制數(shù)據(jù)，同時(shí)它可由快速傅里葉變換(FFT)計(jì)算電路形成，以便對(duì)調(diào)制數(shù)據(jù)解調(diào)。
由于上述特征，OFDM技術(shù)經(jīng)常被應(yīng)用于受多路徑衰減嚴(yán)重影響的數(shù)字地面廣播。對(duì)采用OFDM技術(shù)的數(shù)字地面廣播，采用數(shù)字視頻廣播-地面(DVB-T)標(biāo)準(zhǔn)，綜合業(yè)務(wù)數(shù)字廣播-地面(ISDB-T)標(biāo)準(zhǔn)等。
如圖1中所示，OFDM技術(shù)中使用的傳輸符號(hào)(下面稱為“OFDM符號(hào)”)由作為信號(hào)持續(xù)時(shí)間(在信號(hào)持續(xù)時(shí)間內(nèi)，實(shí)現(xiàn)IFFT，以便傳輸數(shù)據(jù))的有效符號(hào)，和作為有效符號(hào)尾部的波形的副本的保護(hù)間隔形成。保護(hù)間隔設(shè)置在OFDM信號(hào)的前導(dǎo)部分。由于這種保護(hù)間隔的緣故，OFDM技術(shù)允許多路徑導(dǎo)致的符號(hào)間衰減，改善多路徑阻抗。
在ISDB-TSB標(biāo)準(zhǔn)(日本采用的數(shù)字地面廣播用廣播標(biāo)準(zhǔn))的模式3中，有效符號(hào)包括彼此之間間隔125/126 kHz(≈0.992 kHz)的512個(gè)子載波。另外在ISDB-TSB標(biāo)準(zhǔn)的模式3中，傳輸數(shù)據(jù)被調(diào)制到有效符號(hào)中的512個(gè)子載波中的433個(gè)子載波上。此外在ISDB-TSB標(biāo)準(zhǔn)的模式3中，保護(hù)間隔的時(shí)間長度為有效符號(hào)的時(shí)間長度的1/4、1/8、1/16或1/32。
下面將舉例說明常規(guī)的OFDM發(fā)射器。
圖2中以方框圖的形式，圖解說明常規(guī)的OFDM發(fā)射器。
如圖2中所示，OFDM發(fā)射器100包括傳輸信道編碼電路101，映射電路102，IFFT計(jì)算電路103，正交調(diào)制電路104，D-A(數(shù)-模)轉(zhuǎn)換電路105，頻率變換電路106，天線107，和時(shí)鐘發(fā)生電路108。
傳輸信道編碼電路101被供給在MPEG-2系統(tǒng)中定義的傳輸流(TS)。在傳輸信道編碼電路101中，供給的TS經(jīng)歷Reed-Solomon編碼，能量擴(kuò)展，交織，卷積編碼，OFDM成幀等，以便形成一序列的傳輸數(shù)據(jù)序列。傳輸信道編碼電路101產(chǎn)生的傳輸數(shù)據(jù)被提供給映射電路102。
映射電路102以k位為單位，劃分供給的傳輸數(shù)據(jù)序列，并借助BPSK、QPSK、16QAM或64QAM技術(shù)，每k位把傳輸數(shù)據(jù)序列映射成復(fù)數(shù)信號(hào)。例如，就BPSK技術(shù)來說，以k(＝1)位為單位，劃分傳輸數(shù)據(jù)序列，一位的商值(0或1，二進(jìn)制)被分配給復(fù)數(shù)信號(hào)±1，如圖3A中所示。就QPSK技術(shù)來說，以k(＝2)位為單位，劃分傳輸數(shù)據(jù)序列，2位的商值(00～11，二進(jìn)制)被分配給復(fù)數(shù)信號(hào)(1+2)±j(1+2),]]>如圖3B中所示。就16QAM技術(shù)來說，以k(＝4)位為單位，劃分傳輸數(shù)據(jù)序列，并且4位的商值(0000～1111，二進(jìn)制)被分配給(a+jb)a，b∈{±3，±3}，如圖3C中所示。復(fù)數(shù)信號(hào)從映射電路102被提供給IFFT計(jì)算電路103。
如圖4中所示，IFFT計(jì)算電路103包括串并行轉(zhuǎn)換器111，IFFT計(jì)算器112，保護(hù)間隔添加器113，和并串行轉(zhuǎn)換器114。
串并行轉(zhuǎn)換器11在預(yù)定位置抽取從映射電路102供給的復(fù)數(shù)信號(hào)，并每Nu個(gè)樣本將其分成并行信號(hào)?！癗u”是有效符號(hào)的樣本的數(shù)目。IFFT計(jì)算器112實(shí)現(xiàn)每Nu個(gè)樣本的IFFT計(jì)算，提供Nu個(gè)數(shù)據(jù)，所述Nu個(gè)數(shù)據(jù)是有效符號(hào)的信號(hào)分量。保護(hù)間隔添加器113被供給來自IFFT計(jì)算器112的有效符號(hào)(以Nu個(gè)數(shù)據(jù)為單位)，并通過把有效符號(hào)尾部中的Ng個(gè)樣本的數(shù)據(jù)原樣復(fù)制到有效符號(hào)的前導(dǎo)部分，添加保護(hù)間隔，從而產(chǎn)生由Ns(＝Nu+Ng)個(gè)數(shù)據(jù)構(gòu)成的OFDM符號(hào)。并串行轉(zhuǎn)換器114使由Ns個(gè)數(shù)據(jù)組成的OFDM符號(hào)串行化，并提供串行OFDM符號(hào)作為輸出。
正交調(diào)制電路104把從IFFT計(jì)算電路103供給的復(fù)數(shù)信號(hào)正交調(diào)制到預(yù)定頻率的IF信號(hào)中。正交調(diào)制的IF信號(hào)被提供給D-A轉(zhuǎn)換電路105。
D-A轉(zhuǎn)換電路105把正交調(diào)制的IF信號(hào)轉(zhuǎn)換成模擬信號(hào)。這樣產(chǎn)生的模擬IF信號(hào)被提供給頻率變換電路106。
頻率變換電路106通過實(shí)現(xiàn)模擬IF信號(hào)的頻移，產(chǎn)生RF信號(hào)波段中某一頻率的傳輸信號(hào)。
頻率變換電路106產(chǎn)生的傳輸信號(hào)經(jīng)過天線107被發(fā)送。
時(shí)鐘發(fā)生電路108向映射電路102，IFFT計(jì)算電路103，D-A轉(zhuǎn)換電路105等提供工作時(shí)鐘。
下面，舉例說明常規(guī)的OFDM接收器。
如同日本公開的未經(jīng)審查的專利申請(qǐng)中公開的那樣，構(gòu)成常規(guī)的OFDM接收器。下面將說明根據(jù)上述日本公開的未經(jīng)審查的專利申請(qǐng)構(gòu)成的常規(guī)OFDM接收器。
圖5以方框圖的形式，圖解說明常規(guī)的OFDM接收器。
如圖5中所示，常規(guī)的OFDM接收器200包括天線201，調(diào)諧器202，帶通濾波器(BPF)203，A-D轉(zhuǎn)換電路204，DC消除電路205，數(shù)字正交解調(diào)電路206，F(xiàn)FT計(jì)算電路207，幀抽取電路208，同步電路209，載波解調(diào)電路210，頻率解交織電路211，時(shí)間解交織電路212，去映射電路213，位解交織電路214，去刪截電路215，Viterbi電路216，字節(jié)解交織電路217，擴(kuò)展信號(hào)消除電路218，傳輸流發(fā)生電路219，RS解碼電路220，傳輸控制信息解碼電路221，和信道選擇電路222。
從OFDM發(fā)射器100發(fā)送的傳輸波由OFDM接收器200的天線201接收，并以RF信號(hào)的形式提供給調(diào)諧器202。
由乘法器202a和本地振蕩器202b組成的調(diào)諧器202把天線201接收的RF信號(hào)變頻成IF信號(hào)，IF信號(hào)被提供給BPF 203。對(duì)應(yīng)于從信道選擇電路222供給的信道選擇頻率，改變本地振蕩器202b產(chǎn)生的接收載波信號(hào)的振蕩頻率。
來自調(diào)諧器202的IF信號(hào)由BPF 203過濾，隨后由A-D轉(zhuǎn)換電路204數(shù)字化。這樣產(chǎn)生的數(shù)字IF信號(hào)使其DC分量由DC消除電路205消除，并被提供給數(shù)字正交解調(diào)電路206。
數(shù)字正交解調(diào)電路206利用預(yù)定頻率(載波頻率)的載波信號(hào)，實(shí)現(xiàn)數(shù)字IF信號(hào)的正交解調(diào)，從而形成基帶OFDM信號(hào)?；鶐FDM信號(hào)的正交解調(diào)提供由實(shí)軸分量(I-信道信號(hào))和虛軸信號(hào)(Q-信道信號(hào))組成的復(fù)數(shù)信號(hào)。來自數(shù)字正交解調(diào)電路206的基帶OFDM信號(hào)被提供給FFT計(jì)算電路207和同步電路209。
FFT計(jì)算電路207實(shí)現(xiàn)基帶OFDM信號(hào)的FFT計(jì)算，抽取正交調(diào)制到每個(gè)子載波上的信號(hào)，并把所述信號(hào)提供為輸出。
FFT計(jì)算電路207從一個(gè)OFDM符號(hào)抽取具有有效符號(hào)長度的信號(hào)，并實(shí)現(xiàn)抽取信號(hào)的FFT計(jì)算。更具體地說，F(xiàn)FT計(jì)算電路207從一個(gè)OFDM符號(hào)中除去具有保護(hù)間隔長度的信號(hào)，并實(shí)現(xiàn)剩余OFDM符號(hào)的FFT計(jì)算。如果信號(hào)抽取點(diǎn)是連續(xù)的，那么可從一個(gè)OFDM符號(hào)中的任意位置抽取用于FFT計(jì)算的信號(hào)。即，將在如圖1中所示的從OFDM符號(hào)的前導(dǎo)邊界(圖1中用附圖標(biāo)記A表示)到保護(hù)間隔的終點(diǎn)(圖1中用附圖標(biāo)記B表示)的范圍中的任意位置開始信號(hào)抽取。
FFT計(jì)算電路207抽取的已被調(diào)制到每個(gè)子載波上的信號(hào)是由實(shí)軸分量(I-信道信號(hào))和虛軸信號(hào)(Q-信道信號(hào))組成的復(fù)數(shù)信號(hào)。FFT計(jì)算電路207抽取的信號(hào)被提供給幀抽取電路208，同步電路209和載波解調(diào)電路210。
根據(jù)FFT計(jì)算電路207解調(diào)的信號(hào)，幀抽取電路208抽取OFDM傳輸幀的邊界，同時(shí)解調(diào)包括在OFDM傳輸幀中的引導(dǎo)信號(hào)，例如CP、SP等，和諸如TMCC、TPS之類的傳輸控制信息，并把解調(diào)的引導(dǎo)信號(hào)和傳輸控制信號(hào)傳送給同步電路209和傳輸控制信息解調(diào)電路221。
通過利用基帶OFDM信號(hào)，經(jīng)過FFT計(jì)算電路207解調(diào)之后，調(diào)制到子載波上的信號(hào)，幀抽取電路208檢測(cè)到的諸如CP、SP之類引導(dǎo)信號(hào)，和從信道選擇電路222供給的信道選擇信號(hào)，同步電路209計(jì)算OFDM符號(hào)的邊界，并為FFT計(jì)算電路207設(shè)置FFT計(jì)算范圍和定時(shí)。
載波解調(diào)電路210被供給從來自FFT計(jì)算電路207的子載波輸出解調(diào)的信號(hào)，并實(shí)現(xiàn)供給信號(hào)的載波解調(diào)。例如，對(duì)于基于ISDB-TSB的OFDM信號(hào)的解調(diào)來說，載波解調(diào)電路210將借助DQPSK技術(shù)實(shí)現(xiàn)信號(hào)的差分解調(diào)，或者借助QPSK、16QAM或64QAM技術(shù)實(shí)現(xiàn)信號(hào)的同步解調(diào)。
載波解調(diào)信號(hào)經(jīng)歷頻率解交織電路211的頻率方向解交織，時(shí)間解交織電路212的時(shí)間方向解交織，并被提供給去映射電路213。
去映射電路213實(shí)現(xiàn)載波解調(diào)信號(hào)(復(fù)數(shù)信號(hào))的去映射，從而恢復(fù)傳輸數(shù)據(jù)序列。例如，對(duì)于基于ISDB-TSB的OFDM信號(hào)的解調(diào)來說，去映射電路213將實(shí)現(xiàn)和QPSK、16QAM或64QAM技術(shù)對(duì)應(yīng)的去映射。
通過經(jīng)過位解交織電路214，去刪截電路215，Viterbi電路216，字節(jié)解交織電路217和擴(kuò)展信號(hào)消除電路218，從去映射電路213輸出的傳輸數(shù)據(jù)序列經(jīng)歷和關(guān)于多重取值符號(hào)誤差的分布的位解交織對(duì)應(yīng)的解交織，減少傳輸位的去刪截，譯解卷積編碼位串的Viterbi解碼，字節(jié)解交織，和對(duì)應(yīng)于能量擴(kuò)展的能量去擴(kuò)展，這樣處理后的傳輸數(shù)據(jù)序列被提供給傳輸流發(fā)生電路219。
傳輸流發(fā)生電路219把每種廣播技術(shù)定義的數(shù)據(jù)，例如空分組插入數(shù)據(jù)流中的預(yù)定位置。另外，傳輸流發(fā)生電路219“平滑”間歇供給的數(shù)據(jù)流中的位空間，從而提供時(shí)間上連續(xù)的流。這樣平滑后的傳輸數(shù)據(jù)序列被提供給RS解碼電路220。
RS解碼電路220實(shí)現(xiàn)供給的傳輸數(shù)據(jù)序列的Reed-Solomon解碼，并提供解碼后的傳輸數(shù)據(jù)序列作為在MPEG-2系統(tǒng)中定義的傳輸流。
傳輸控制信息解碼電路221譯解已被調(diào)制到OFDM傳輸幀中的預(yù)定位置的傳輸控制信息，例如TMCC或TPS。解碼的傳輸控制信息被提供給載波解調(diào)電路210，時(shí)間解交織電路212，去映射電路213，位解交織電路214和傳輸流發(fā)生電路219，并被用于控制在這些電路中實(shí)現(xiàn)的解調(diào)，再現(xiàn)等。
注意對(duì)于OFDM信號(hào)的解調(diào)來說，必須正確檢測(cè)OFDM符號(hào)的邊界，并與邊界位置同步地實(shí)現(xiàn)FFT計(jì)算。為產(chǎn)生sync信號(hào)的OFDM符號(hào)的邊界位置的正確檢測(cè)被稱為“符號(hào)同步”。
利用插入傳輸數(shù)據(jù)序列中的保護(hù)間隔或引導(dǎo)信號(hào)，實(shí)現(xiàn)符號(hào)同步。利用保護(hù)間隔的符號(hào)同步根據(jù)保護(hù)間隔和保護(hù)間隔的復(fù)制源之間的信號(hào)序列的相關(guān)性，判斷接收的OFDM信號(hào)的自相關(guān)值最高的一部分符號(hào)是符號(hào)邊界。利用引導(dǎo)信號(hào)的符號(hào)同步根據(jù)如果同步位置偏離正確的符號(hào)邊界，那么對(duì)應(yīng)于同步位置自正確符號(hào)邊界的偏移，解調(diào)的信號(hào)分量將表現(xiàn)出相位旋轉(zhuǎn)的事實(shí)，檢測(cè)引導(dǎo)信號(hào)的相位旋轉(zhuǎn)量，并根據(jù)檢測(cè)的相位旋轉(zhuǎn)量，檢測(cè)符號(hào)邊界位置。
一般來說，在同步引入較快這點(diǎn)上，利用保護(hù)間隔的符號(hào)同步是有利的，而在引入精度較低這點(diǎn)上，它又是不利的。另一方面，在引入精度較高這點(diǎn)上，利用引導(dǎo)信號(hào)的符號(hào)同步是有利的，而在同步引入較慢這點(diǎn)上，它又是不利的。
因此，常規(guī)的OFDM接收器分兩個(gè)階段實(shí)現(xiàn)符號(hào)同步操作引入和保持，并且在引入階段中使用保護(hù)間隔，在保持階段中使用引導(dǎo)信號(hào)。
但是，如果進(jìn)行基于保護(hù)間隔和引導(dǎo)信號(hào)的兩種符號(hào)同步操作，那么電路規(guī)模當(dāng)然較大。特別地，利用引導(dǎo)信號(hào)的符號(hào)同步需要在FFT計(jì)算之前的FFT計(jì)算信號(hào)的反饋，這需要更長的控制傳遞。較長的控制傳遞需要復(fù)雜的控制。

發(fā)明內(nèi)容
因此，本發(fā)明的目的是通過提供一種OFDM解調(diào)器，克服現(xiàn)有技術(shù)的上述缺陷，所述OFDM解調(diào)器以改進(jìn)的精度，實(shí)現(xiàn)只與保護(hù)間隔自相關(guān)的符號(hào)同步。
通過提供一種解調(diào)正交頻分復(fù)用(OFDM)信號(hào)的OFDM解調(diào)器，能夠?qū)崿F(xiàn)上述目的，所述OFDM信號(hào)的傳輸單位是傳輸符號(hào)，所述傳輸符號(hào)包括通過實(shí)現(xiàn)信息序列的時(shí)分，并把信息調(diào)制到多個(gè)子載波中而產(chǎn)生的有效符號(hào)，和通過復(fù)制一部分有效符號(hào)的信號(hào)波形而產(chǎn)生的保護(hù)間隔。
根據(jù)本發(fā)明，上述OFDM解調(diào)器包括根據(jù)參考時(shí)鐘，產(chǎn)生參考時(shí)間的參考時(shí)間發(fā)生裝置；檢測(cè)OFDM信號(hào)的保護(hù)間隔部分的自相關(guān)性達(dá)到其峰值的定時(shí)，并產(chǎn)生與參考時(shí)間同步的定時(shí)(峰值時(shí)間)的保護(hù)相關(guān)峰值時(shí)間檢測(cè)裝置；根據(jù)峰值時(shí)間，計(jì)算符號(hào)邊界時(shí)間的符號(hào)邊界時(shí)間計(jì)算裝置，符號(hào)邊界時(shí)間是與參考時(shí)間同步的傳輸符號(hào)的邊界時(shí)間。
上述符號(hào)邊界時(shí)間計(jì)算裝置包括產(chǎn)生與參考時(shí)間同步的符號(hào)邊界時(shí)間的符號(hào)邊界時(shí)間發(fā)生器；檢測(cè)符號(hào)邊界時(shí)間和峰值時(shí)間之間的差值的時(shí)間差檢測(cè)器；和通過時(shí)間差的低通濾波，計(jì)算平均時(shí)間差的求平均單元，符號(hào)邊界時(shí)間發(fā)生器根據(jù)平均時(shí)間差，計(jì)算符號(hào)邊界時(shí)間。
從而，根據(jù)本發(fā)明的OFDM解調(diào)器能夠更精確地實(shí)現(xiàn)只與保護(hù)間隔自相關(guān)的符號(hào)同步。
另外，在根據(jù)本發(fā)明的OFDM解調(diào)器中，符號(hào)邊界時(shí)間計(jì)算裝置包括把時(shí)間差乘以某一增益，并把乘積提供給求平均單元的非對(duì)稱增益單元。非對(duì)稱增益單元判斷峰值時(shí)間是早于還是晚于符號(hào)邊界時(shí)間，并使當(dāng)峰值時(shí)間晚于符號(hào)邊界時(shí)間時(shí)的增益大于當(dāng)峰值時(shí)間早于符號(hào)邊界時(shí)間時(shí)的增益。
另外，在根據(jù)本發(fā)明的OFDM解調(diào)器中，符號(hào)邊界時(shí)間計(jì)算裝置包括限制時(shí)間差的水平，并把限制后的時(shí)間差水平提供給求平均單元的限制器。限制器具有為此設(shè)置的上限和下限，當(dāng)時(shí)間差大于上限時(shí)，輸出上限作為時(shí)間差，當(dāng)時(shí)間差低下下限時(shí)，輸出下限作為時(shí)間差，當(dāng)時(shí)間差的值介于上限和下限之間時(shí)，輸出該時(shí)間差。
另外，根據(jù)本發(fā)明的OFDM解調(diào)器是一種解調(diào)利用傳輸符號(hào)作為傳輸單位的正交頻分復(fù)用(OFDM)信號(hào)的設(shè)備，所述傳輸符號(hào)包括通過實(shí)現(xiàn)信息序列的時(shí)分，并把信息調(diào)制到多個(gè)子載波中而產(chǎn)生的有效符號(hào)，和通過復(fù)制一部分有效符號(hào)的信號(hào)波形而產(chǎn)生的保護(hù)間隔。
根據(jù)本發(fā)明，上述OFDM解調(diào)器包括根據(jù)參考時(shí)鐘，產(chǎn)生參考時(shí)間的參考時(shí)間發(fā)生裝置；檢測(cè)OFDM信號(hào)的保護(hù)間隔部分的自相關(guān)性達(dá)到其峰值的定時(shí)，并產(chǎn)生與參考時(shí)間同步的定時(shí)(峰值時(shí)間)的保護(hù)相關(guān)峰值時(shí)間檢測(cè)裝置；根據(jù)峰值時(shí)間，計(jì)算符號(hào)邊界時(shí)間的符號(hào)邊界時(shí)間計(jì)算裝置，符號(hào)邊界時(shí)間是與參考時(shí)間同步的傳輸符號(hào)的邊界時(shí)間。
上述符號(hào)邊界時(shí)間計(jì)算裝置包括非對(duì)稱增益單元和求平均單元，所述非對(duì)稱增益單元判斷峰值時(shí)間是早于還是晚于符號(hào)邊界時(shí)間，使當(dāng)峰值時(shí)間晚于符號(hào)邊界時(shí)間時(shí)的增益大于當(dāng)峰值時(shí)間早于符號(hào)邊界時(shí)間時(shí)的增益，并把峰值時(shí)間乘以增益，所述求平均單元通過由非對(duì)稱增益單元乘以增益的峰值時(shí)間的低通濾波，計(jì)算符號(hào)邊界時(shí)間。
從而，根據(jù)本發(fā)明的OFDM解調(diào)器能夠更精確地實(shí)現(xiàn)只與保護(hù)間隔自相關(guān)的符號(hào)同步。
結(jié)合附圖，根據(jù)實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的最佳方式的下述詳細(xì)說明，本發(fā)明的這些目的和其它目的，特征和優(yōu)點(diǎn)將變得顯而易見。


圖1說明在OFDM技術(shù)中使用的傳輸符號(hào)。
圖2是常規(guī)OFDM發(fā)射器的方框圖。
圖3A說明BPSK調(diào)制技術(shù)，圖3B說明QPSK調(diào)制技術(shù)，圖3C說明16QAM調(diào)制技術(shù)。
圖4表示IFFT計(jì)算電路的內(nèi)部結(jié)構(gòu)。
圖5是常規(guī)的OFDM接收器的方框圖。
圖6是本發(fā)明第一實(shí)施例的OFDM接收器的方框圖。
圖7表示FFT計(jì)算電路的結(jié)構(gòu)。
圖8說明指示FFT計(jì)算的開始位置的開始標(biāo)記自O(shè)FDM符號(hào)邊界位置的位置偏移。
圖9是保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路的方框圖。
圖10是保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路中的每個(gè)信號(hào)的定時(shí)圖。
圖11表示多路徑環(huán)境。
圖12是多路徑環(huán)境中，保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路中的每個(gè)信號(hào)的定時(shí)圖。
圖13表示多路徑環(huán)境中的峰值定時(shí)值。
圖14是平坦衰減環(huán)境中，保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路中的每個(gè)信號(hào)的定時(shí)圖。
圖15表示平坦衰減環(huán)境中的峰值定時(shí)值。
圖16是頻率選擇衰減環(huán)境中，保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路中的每個(gè)信號(hào)的定時(shí)圖。
圖17表示頻率選擇衰減環(huán)境中的峰值定時(shí)值。
圖18表示當(dāng)接收OFDM信號(hào)的傳輸時(shí)鐘與接收器的時(shí)鐘同步時(shí)，自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器的輸出變化。
圖19表示當(dāng)接收器的時(shí)鐘早于接收OFDM信號(hào)的傳輸時(shí)鐘時(shí)，自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器的輸出變化。
圖20表示當(dāng)接收器的時(shí)鐘晚于接收OFDM信號(hào)的傳輸時(shí)鐘時(shí)，自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器的輸出變化。
圖21是定時(shí)同步電路的方框圖。
圖22是時(shí)鐘頻率誤差計(jì)算電路的電路圖。
圖23是初始相位計(jì)算電路的電路圖。
圖24是具有移動(dòng)平均功能的初始相位計(jì)算電路的電路圖。
圖25是具有低通濾波功能的初始相位計(jì)算電路的電路圖。
圖26是具有中值選擇功能的初始相位計(jì)算電路的方框圖。
圖27是符號(hào)邊界計(jì)算電路的方框圖。
圖28是包括在符號(hào)邊界計(jì)算電路中的相位比較電路的電路圖。
圖29是包括在符號(hào)邊界計(jì)算電路中的限制器的電路圖。
圖30是包括在符號(hào)邊界計(jì)算電路中的非對(duì)稱增益電路的電路圖。
圖31是包括在符號(hào)邊界計(jì)算電路中的低通濾波器的電路圖。
圖32是包括在符號(hào)邊界計(jì)算電路中的時(shí)鐘頻率誤差校正電路的電路圖。
圖33是包括在符號(hào)邊界計(jì)算電路中的相位發(fā)生電路的電路圖。
圖34是符號(hào)邊界校正電路和開始標(biāo)記發(fā)生電路的電路圖。
圖35是包括在本發(fā)明第二實(shí)施例的OFDM接收器中的符號(hào)邊界計(jì)算電路的方框圖。
圖36是包括在本發(fā)明第二實(shí)施例的OFDM接收器中的符號(hào)邊界計(jì)算電路中的增益電路和非對(duì)稱低通濾波器的電路圖。
圖37是包括在本發(fā)明第三實(shí)施例的OFDM接收器中的保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路的電路圖。
圖38是包括在本發(fā)明第三實(shí)施例的OFDM接收器中的保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路中的每個(gè)信號(hào)的定時(shí)圖。
圖39是包括在本發(fā)明第三實(shí)施例的OFDM接收器中的符號(hào)邊界計(jì)算電路的電路圖。
圖40是包括在本發(fā)明第三實(shí)施例的OFDM接收器中的符號(hào)邊界計(jì)算電路中的時(shí)鐘頻率誤差校正電路的電路圖。
圖41是包括在本發(fā)明第三實(shí)施例的OFDM接收器中的符號(hào)邊界計(jì)算電路中的相位發(fā)生電路和輸出電路的電路圖。
圖42是包括在本發(fā)明第四實(shí)施例的OFDM接收器中的定時(shí)同步電路的方框圖。
圖43是本發(fā)明第四實(shí)施例的OFDM接收器中的符號(hào)邊界計(jì)算電路的方框圖。
圖44是包括在本發(fā)明第五實(shí)施例的OFDM接收器中的定時(shí)同步電路的方框圖。
圖45是包括在本發(fā)明第五實(shí)施例的OFDM接收器中的符號(hào)邊界計(jì)算電路的方框圖。
圖46是包括在本發(fā)明第五實(shí)施例的OFDM接收器中的定時(shí)同步電路的變形的方框圖。
圖47是包括在本發(fā)明第六實(shí)施例的OFDM接收器中的定時(shí)同步電路的方框圖。
圖48是包括在本發(fā)明第六實(shí)施例的OFDM接收器中的符號(hào)邊界計(jì)算電路的方框圖。
圖49是包括在本發(fā)明第六實(shí)施例的OFDM接收器中的定時(shí)同步電路中的時(shí)鐘頻率誤差計(jì)算電路的電路圖。
圖50是包括在本發(fā)明第六實(shí)施例的OFDM接收器中的符號(hào)邊界計(jì)算電路中的相位發(fā)生電路的電路圖。
圖51是包括在本發(fā)明第六實(shí)施例的OFDM接收器中的時(shí)鐘-頻率誤差計(jì)算電路的方框圖。
具體實(shí)施例方式
第一實(shí)施例下面關(guān)于作為本發(fā)明第一實(shí)施例的OFDM接收器，詳細(xì)說明本發(fā)明。
OFDM接收器的概述圖6是根據(jù)本發(fā)明第一實(shí)施例的OFDM接收器的方框圖。
如圖6中所示，作為本發(fā)明第一實(shí)施例的OFDM接收器1包括天線2，調(diào)諧器3，帶通濾波器(BPF)4，A-D轉(zhuǎn)換電路5，時(shí)鐘發(fā)生電路6，DC消除電路7，數(shù)字正交解調(diào)電路8，載頻糾錯(cuò)電路9，F(xiàn)FT計(jì)算電路10，相位校正電路11，保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路12，定時(shí)同步電路13，窄帶載波誤差計(jì)算電路14，寬帶載波誤差計(jì)算電路15，加法電路16，數(shù)控振蕩(NCO)電路17，幀同步電路18，均衡電路19，去映射電路20，傳輸信道解碼電路21，和傳輸控制信息解碼電路22。
來自廣播站的數(shù)字廣播電波由OFDM接收器1的天線2接收，并以RF信號(hào)的形式被提供給調(diào)諧器3。
天線2接收的RF信號(hào)由包括乘法器3a和本地振蕩器3b的調(diào)諧器3變頻成IF信號(hào)，并被提供給BPF 4。從調(diào)諧器3輸出的IF信號(hào)由BPF 4過濾，隨后被提供給A-D轉(zhuǎn)換電路5。
A-D轉(zhuǎn)換電路5利用從時(shí)鐘發(fā)生電路6供給的時(shí)鐘對(duì)IF信號(hào)采樣，并數(shù)字化IF信號(hào)。這樣由A-D轉(zhuǎn)換電路5數(shù)字化的IF信號(hào)被提供給DC消除電路7，在DC消除電路7，數(shù)字化的IF信號(hào)將使其DC分量被消除，信號(hào)被提供給數(shù)字正交解調(diào)電路8。數(shù)字正交解調(diào)電路8利用預(yù)定載頻的兩相載波信號(hào)，實(shí)現(xiàn)數(shù)字IF信號(hào)的正交解調(diào)，并提供基帶OFDM信號(hào)作為輸出。從數(shù)字正交解調(diào)電路8輸出的OFDM時(shí)域信號(hào)被提供給載頻糾錯(cuò)電路9。
注意對(duì)于數(shù)字正交解調(diào)，數(shù)字正交解調(diào)電路8需要具有Sin分量和Cos分量的兩相信號(hào)作為載波信號(hào)。因此，在OFDM接收器1中，使提供給A-D轉(zhuǎn)換電路5的采樣時(shí)鐘的頻率比IF信號(hào)的中心頻率f1F大四倍，以便產(chǎn)生供給數(shù)字正交解調(diào)電路8的兩相載波信號(hào)。
另外，在OFDM接收器1中，在完成數(shù)字正交解調(diào)之后，按照1/4，對(duì)4f1F時(shí)鐘的數(shù)據(jù)序列下采樣，使經(jīng)歷數(shù)字正交解調(diào)的有效符號(hào)的樣本數(shù)等于子載波的數(shù)目(Nu)。即，經(jīng)歷數(shù)字正交解調(diào)的數(shù)據(jù)序列的時(shí)鐘具有為1/子載波空間的頻率。另外，數(shù)字正交解調(diào)之后的下采樣率可為1/2，從而實(shí)現(xiàn)樣本數(shù)為標(biāo)準(zhǔn)樣本數(shù)兩倍的FFT計(jì)算，在完成FFT計(jì)算之后，按照1/2，進(jìn)一步對(duì)數(shù)據(jù)序列下采樣。通過實(shí)現(xiàn)樣本數(shù)為標(biāo)準(zhǔn)樣本數(shù)兩倍的FFT計(jì)算，借助FFT計(jì)算，能夠抽取兩倍寬頻帶中的信號(hào)，從而減小數(shù)字正交解調(diào)用低通濾波器的電路規(guī)模。應(yīng)注意對(duì)于處理過采樣數(shù)據(jù)序列的每個(gè)下游電路來說，已經(jīng)歷數(shù)字正解解調(diào)的有效符號(hào)的樣本的數(shù)目(Nu)可以比子載波的數(shù)目大2n倍(n為自然數(shù))。
時(shí)鐘發(fā)生電路6向A-D轉(zhuǎn)換電路5提供上述頻率的時(shí)鐘，并向OFDM接收器1的每個(gè)電路提供用于已經(jīng)歷數(shù)字正交解調(diào)的數(shù)據(jù)序列的操作時(shí)鐘(頻率等于提供給A-D轉(zhuǎn)換電路5的頻率的1/4的時(shí)鐘，例如頻率等于1/子載波空間的時(shí)鐘)。
注意時(shí)鐘發(fā)生電路6產(chǎn)生的操作時(shí)鐘是不與接收的OFDM信號(hào)的傳輸時(shí)鐘同步的自由運(yùn)行時(shí)鐘。即，來自時(shí)鐘發(fā)生電路6的操作時(shí)鐘自由運(yùn)行，而不在頻率和相位方面與PLL等的傳輸時(shí)鐘同步。操作時(shí)鐘能夠自由運(yùn)行，因?yàn)槎〞r(shí)同步電路13檢測(cè)OFDM信號(hào)傳輸時(shí)鐘和操作時(shí)鐘之間的頻率誤差，并借助在定時(shí)同步電路13的系統(tǒng)下游中產(chǎn)生的前饋，根據(jù)頻率誤差分量，消除頻率誤差。雖然在本OFDM接收器1中，時(shí)鐘發(fā)生電路6產(chǎn)生如上所述的異步自由運(yùn)行時(shí)鐘，不過本發(fā)明還適用于能夠借助反饋控制，改變操作時(shí)鐘頻率的設(shè)備。
另外，從數(shù)字正交解調(diào)電路8輸出的基帶OFDM信號(hào)是還未經(jīng)歷FFT計(jì)算的所謂時(shí)域信號(hào)。從而，下面將把還未進(jìn)行FFT計(jì)算的基帶信號(hào)稱為“OFDM時(shí)域信號(hào)”。OFDM時(shí)域信號(hào)被正交解調(diào)，從而提供由實(shí)軸分量(I信道信號(hào))和虛軸分量(Q信道信號(hào))組成的復(fù)數(shù)信號(hào)。
載頻糾錯(cuò)電路9實(shí)現(xiàn)從NCO 17輸出的載頻糾錯(cuò)信號(hào)和已經(jīng)歷數(shù)字正交解調(diào)的OFDM時(shí)域信號(hào)的復(fù)數(shù)乘法，從而校正OFDM時(shí)域信號(hào)的載頻誤差。其載頻誤差由載頻糾錯(cuò)電路9校正的OFDM時(shí)域信號(hào)被提供給FFT計(jì)算電路10和保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路12。
FFT計(jì)算電路10通過從一個(gè)OFDM符號(hào)抽取具有有效符號(hào)長度的信號(hào)，即，抽取由從一個(gè)OFDM符號(hào)的總共Ns個(gè)樣本中除去保護(hù)間隔的Ng個(gè)樣本產(chǎn)生的信號(hào)，實(shí)現(xiàn)有效符號(hào)的Nu個(gè)樣本的FFT計(jì)算。從定時(shí)同步電路13向FFT計(jì)算電路10提供識(shí)別抽取范圍的開始標(biāo)記(FFT計(jì)算的開始定時(shí))，在開始標(biāo)記的定時(shí)，F(xiàn)FT計(jì)算電路10進(jìn)行FFT計(jì)算。
如圖7中所示，F(xiàn)FT計(jì)算電路10包括串并行轉(zhuǎn)換電路25，保護(hù)間隔消除器26，F(xiàn)FT計(jì)算器27和并串行轉(zhuǎn)換電路28。
串并行轉(zhuǎn)換器25在從定時(shí)同步電路13供給的開始標(biāo)記開始計(jì)數(shù)，抽取OFDM符號(hào)的Ns個(gè)樣本的數(shù)據(jù)，并輸出其一個(gè)字為Ns的并行數(shù)據(jù)。保護(hù)間隔消除器26允許其一個(gè)字為Ns個(gè)樣本的并行數(shù)據(jù)的前Nu個(gè)數(shù)據(jù)通過，而不輸出緊跟在該字之后的Ng個(gè)數(shù)據(jù)。FFT計(jì)算器27實(shí)現(xiàn)從保護(hù)間隔消除器26供給的有效符號(hào)的Nu個(gè)樣本的數(shù)據(jù)的FFT計(jì)算。TTF計(jì)算器27向并串行轉(zhuǎn)換器28供給Nu個(gè)子載波的數(shù)據(jù)。在串行化Nu個(gè)數(shù)據(jù)之后，并串行轉(zhuǎn)換器28輸出這Nu個(gè)數(shù)據(jù)。
通過從OFDM符號(hào)抽取有效符號(hào)中的樣本數(shù)目的數(shù)據(jù)，并進(jìn)行該數(shù)據(jù)的FFT計(jì)算，F(xiàn)FT計(jì)算電路10抽取已調(diào)制到一個(gè)OFDM符號(hào)中的子載波中的信號(hào)分量。
從FFT計(jì)算電路10輸出的信號(hào)是已經(jīng)歷FFT計(jì)算的所謂頻域信號(hào)。從而，下面把已進(jìn)行FFT計(jì)算的信號(hào)稱為“OFDM頻域信號(hào)”。另外，類似于OFDM時(shí)域信號(hào)，從FFT計(jì)算電路10輸出的OFDM頻域信號(hào)是由實(shí)軸分量(I信道信號(hào))和虛軸信號(hào)(Q-信道信號(hào))組成的復(fù)數(shù)信號(hào)。OFDM頻域信號(hào)被提供給相位校正電路11。
相位校正電路11依據(jù)從FFT計(jì)算的開始定時(shí)，OFDM符號(hào)的實(shí)際邊界位置的偏移，校正將在OFDM頻域信號(hào)中產(chǎn)生的相位旋轉(zhuǎn)分量。相位校正電路11校正由于小于采樣周期的精度而導(dǎo)致的相移。即，只能以O(shè)FDM接收器1的工作時(shí)鐘為單位，控制FFT計(jì)算的開始定時(shí)，如圖8中所示。相反，實(shí)際接收的OFDM信號(hào)的符號(hào)邊界位置并不總是與工作時(shí)鐘一致。于是，即使用無論多高的精度控制符號(hào)同步，也會(huì)產(chǎn)生小于工作時(shí)鐘周期的精度誤差。相位校正電路11校正其精度小于工作時(shí)鐘周期的相移。
更具體地說，相位校正電路11通過實(shí)現(xiàn)從定時(shí)同步電路13供給的相位校正信號(hào)(復(fù)數(shù)信號(hào))的復(fù)數(shù)乘法，校正從FFT計(jì)算電路10輸出的PFDM頻域信號(hào)的相位旋轉(zhuǎn)。相位旋轉(zhuǎn)被校正的OFDM頻域信號(hào)被提供給寬帶載波誤差計(jì)算電路15，幀同步電路18，均衡電路19和傳輸控制信息解碼電路22。
保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路12被供給OFDM時(shí)域信號(hào)。保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路12將確定供給的OFDM時(shí)域信號(hào)和被有效符號(hào)延遲的OFDM時(shí)域信號(hào)之間的相關(guān)值。應(yīng)注意確定相關(guān)性的時(shí)間長度被設(shè)置成保護(hù)間隔時(shí)間的長度。從而，指示相關(guān)值的信號(hào)(下面稱為“保護(hù)相關(guān)信號(hào)”)具有正好位于OFDM符號(hào)的邊界位置的峰值。保護(hù)間隔/峰值檢測(cè)電路12檢測(cè)保護(hù)相關(guān)信號(hào)具有峰值的位置，并輸出識(shí)別峰值位置的定時(shí)的數(shù)值(峰值定時(shí)值Np)。
峰值定時(shí)值Np從保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路12被提供給定時(shí)同步電路13，峰值定時(shí)處的相關(guān)值的相位被提供給窄帶載波誤差計(jì)算電路14。
定時(shí)同步電路13根據(jù)通過過濾來自保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路12的峰值定時(shí)值Np估計(jì)的OFDM符號(hào)的邊界位置，確定FFT計(jì)算的開始定時(shí)。FFT計(jì)算開始定時(shí)作為開始標(biāo)記被提供給FFT計(jì)算電路10。FFT計(jì)算電路10通過根據(jù)開始標(biāo)記，從供給的OFDM時(shí)域信號(hào)抽取在FFT計(jì)算范圍內(nèi)的信號(hào)，實(shí)現(xiàn)FFT計(jì)算。另外，定時(shí)同步電路13計(jì)算由于估計(jì)的OFDM符號(hào)的邊界位置和將開始FFT計(jì)算的定時(shí)之間的時(shí)滯而產(chǎn)生的相位旋轉(zhuǎn)的數(shù)量，根據(jù)相位旋轉(zhuǎn)的計(jì)算量，產(chǎn)生相位校正信號(hào)(復(fù)數(shù)信號(hào))，并把相位校正信號(hào)提供給相位校正電路11。
窄帶載波誤差計(jì)算電路14根據(jù)OFDM符號(hào)的邊界位置中的相關(guān)值的相位，計(jì)算窄帶載頻誤差分量，所述窄帶載頻誤差分量指示用于數(shù)字正交解調(diào)的中心頻率的偏移的窄帶分量。更具體地說，窄帶載頻誤差分量是中心頻率的偏移，其精度小于子載波的頻率空間的±1/2。窄帶載波誤差計(jì)算電路14確定的窄帶載頻誤差分量被提供給加法電路16。
寬帶載波誤差計(jì)算電路15根據(jù)來自相位校正電路11的OFDM頻域信號(hào)，計(jì)算窄帶載頻誤差分量，所述窄帶載頻誤差分量指示用于數(shù)字正交解調(diào)的中心頻率的偏移的寬帶分量。寬帶載頻誤差分量是中心頻率的偏移，其精度為子載波頻率空間。
寬帶載波誤差計(jì)算電路15確定的寬帶載頻誤差分量被提供給加法電路16。
加法電路16把窄帶載波誤差計(jì)算電路14計(jì)算的窄帶載頻誤差分量，和寬帶載波誤差計(jì)算電路15計(jì)算的寬帶載頻誤差分量相加，從而計(jì)算從載頻誤差校正電路9供給的基帶OFDM信號(hào)的中心頻率的總偏移。加法電路16把計(jì)算的中心頻率的總偏移輸出為頻率誤差值。頻率誤差值從加法電路16被提供給NCO 17。
NCO 17是所謂的數(shù)控振蕩器，產(chǎn)生其振蕩頻率對(duì)應(yīng)于來自加法電路16的頻率誤差值被增大或減小的載頻誤差校正信號(hào)。當(dāng)供給的頻率誤差值為正時(shí)，NCO 17增大載頻誤差校正信號(hào)的振蕩頻率，當(dāng)供給的頻率誤差值為負(fù)時(shí)，NCO 17減小載頻誤差校正信號(hào)的振蕩頻率。NCO 17提供上述控制，從而產(chǎn)生當(dāng)頻率誤差值為零時(shí)，其振蕩頻率變得穩(wěn)定的載頻誤差校正信號(hào)。
幀同步電路18檢測(cè)插入OFDM傳輸幀中的預(yù)定位置的同步字，從而檢測(cè)OFDM傳輸幀的開始定時(shí)。幀同步電路18根據(jù)OFDM傳輸幀的開始定時(shí)，識(shí)別分配給每個(gè)OFDM符號(hào)的符號(hào)編號(hào)，并把符號(hào)編號(hào)提供給均衡電路19等。
均衡電路19實(shí)現(xiàn)OFDM頻域信號(hào)的所謂均衡。均衡電路19根據(jù)從幀同步電路18供給的符號(hào)編號(hào)，檢測(cè)插入OFDM頻域信號(hào)中的稱為“散布引導(dǎo)(SP)”的引導(dǎo)信號(hào)。均衡電路19均衡的OFDM頻域信號(hào)被提供給去映射電路20。
對(duì)應(yīng)于用于OFDM頻域信號(hào)的解調(diào)技術(shù)，例如QPSK、16QAM或64QAM，去映射電路20實(shí)現(xiàn)均衡OFDM頻域信號(hào)(復(fù)數(shù)信號(hào))的數(shù)據(jù)去映射，從而恢復(fù)傳輸數(shù)據(jù)。傳輸數(shù)據(jù)從去映射電路20被提供給傳輸信道解碼電路21。
對(duì)應(yīng)于廣播傳輸數(shù)據(jù)的廣播方法，傳輸信道解碼電路21實(shí)現(xiàn)供給的傳輸數(shù)據(jù)的傳輸信道解碼。例如，傳輸信道解碼電路21實(shí)現(xiàn)對(duì)應(yīng)于時(shí)間方向交織的時(shí)間解交織，對(duì)應(yīng)于頻率方向交織的頻率解交織，和位交織對(duì)應(yīng)的，用于分布多取值符號(hào)誤差的解交織，和收縮編碼對(duì)應(yīng)的，用于減少傳輸位的去刪截，譯解卷積編碼位串的Viterbi解碼，字節(jié)解交織，對(duì)應(yīng)于能量擴(kuò)展的能量去擴(kuò)展，對(duì)應(yīng)于RS(Reed-Solomon)編碼的糾錯(cuò)等。
經(jīng)歷上述傳輸信道解碼的傳輸數(shù)據(jù)被輸出，作為在MPEG-2系統(tǒng)中定義的傳輸流。
傳輸控制信息解碼電路22譯解在OFDM傳輸幀中的預(yù)定位置調(diào)制的傳輸控制信息，例如TMCC、TPS等。
保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路下面，將舉例說明保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路12。
注意在下面的舉例說明中，將使用常數(shù)Nu，Ng和Ns(自然數(shù))。常數(shù)Nu是一個(gè)有效符號(hào)中的樣本的數(shù)目。常數(shù)Ng是保護(hù)間隔中的樣本的數(shù)目。例如，當(dāng)保護(hù)間隔的長度為有效符號(hào)的長度的1/4時(shí)，Ng＝Nu/4。常數(shù)Ns是一個(gè)OFDM符號(hào)中的樣本的數(shù)目。即，Ns＝Nu+Ng。
圖9是保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路12的方框圖，圖10是保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路12中的各種信號(hào)的定時(shí)圖。
如圖9中所示，保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路12包括延遲電路31，復(fù)共軛電路32，乘法電路33，移動(dòng)和電路34，幅度計(jì)算電路35，角度轉(zhuǎn)換電路36，自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37，峰值檢測(cè)電路38和輸出電路39。
來自載頻誤差校正電路9的OFDM時(shí)域信號(hào)(參見圖10A)被提供給延遲電路31和乘法電路33。延遲電路31是由Nu個(gè)寄存器組形成的移位寄存器，用于把輸入OFDM時(shí)域信號(hào)延遲有效符號(hào)時(shí)間。被延遲電路31延遲有效符號(hào)的OFDM時(shí)域信號(hào)(參見圖10B)被提供給復(fù)共軛電路32。
復(fù)共軛電路32計(jì)算被延遲有效符號(hào)時(shí)間的OFDM時(shí)域信號(hào)的復(fù)共軛，并將其提供給乘法電路33。
乘法電路33在每個(gè)樣本，把OFDM時(shí)域信號(hào)(參見圖10A)和被延遲有效符號(hào)時(shí)間的OFDM時(shí)域信號(hào)(參見圖10B)的復(fù)共軛相乘。乘法結(jié)果被提供給移動(dòng)和電路34。
移動(dòng)和電路34包括由Ng個(gè)寄存器組形成的移位寄存器，和一個(gè)計(jì)算寄存器中的數(shù)值之和的加法器。對(duì)于Ng個(gè)樣本中的每個(gè)樣本，移動(dòng)和電路實(shí)現(xiàn)在每個(gè)樣本順序提供的乘法結(jié)果的移動(dòng)和計(jì)算。移動(dòng)和電路34將輸出保護(hù)相關(guān)信號(hào)(參見圖10C)，所述保護(hù)相關(guān)信號(hào)指示OFDM時(shí)域信號(hào)和被延遲有效符號(hào)(Nu個(gè)樣本)的OFDM時(shí)域信號(hào)之間的相關(guān)性。來自移動(dòng)和電路34的保護(hù)相關(guān)信號(hào)被提供給幅度計(jì)算電路35和角度轉(zhuǎn)換電路36。
通過分別求保護(hù)相關(guān)信號(hào)的實(shí)數(shù)部分和虛數(shù)部分的平方，把平方數(shù)加起來，并計(jì)算加法結(jié)果的平方根，幅度計(jì)算電路35確定保護(hù)相關(guān)信號(hào)的幅度分量。保護(hù)相關(guān)信號(hào)的幅度分量被提供給峰值檢測(cè)電路38。
通過實(shí)現(xiàn)保護(hù)相關(guān)信號(hào)的實(shí)數(shù)部分和虛數(shù)部分的Tan-1計(jì)算，角度轉(zhuǎn)換電路36確定保護(hù)相關(guān)信號(hào)的相位分量。保護(hù)相關(guān)信號(hào)的相位分量被提供給峰值檢測(cè)電路38。
自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37計(jì)數(shù)操作時(shí)鐘。自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37的計(jì)數(shù)N在0～Ns-1的范圍內(nèi)被逐步加1，當(dāng)其超過Ns-1時(shí)，將返回0(如圖10D中所示)。即，自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37是循環(huán)計(jì)數(shù)器，其周期是OFDM符號(hào)周期中的樣本的數(shù)目(Ns)。自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37的計(jì)數(shù)N被提供給峰值檢測(cè)電路38。
峰值檢測(cè)電路38檢測(cè)在自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37的一個(gè)周期(0～Ns-1)中，保護(hù)相關(guān)信號(hào)的幅度最高的點(diǎn)，并檢測(cè)在該點(diǎn)的計(jì)數(shù)。當(dāng)自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37的計(jì)數(shù)轉(zhuǎn)移到下一周期時(shí)，峰值檢測(cè)電路38將檢測(cè)保護(hù)相關(guān)信號(hào)具有高幅度的新點(diǎn)。峰值檢測(cè)電路38檢測(cè)的計(jì)數(shù)是表示保護(hù)相關(guān)信號(hào)達(dá)到其峰值的時(shí)間(峰值時(shí)間)的峰值定時(shí)Np。另外，峰值檢測(cè)電路38檢測(cè)在峰值時(shí)間，保護(hù)相關(guān)信號(hào)的相位分量，并把檢測(cè)的相位分量提供給輸出電路39。
在自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37的計(jì)數(shù)N變成0的時(shí)候，輸出電路39從峰值檢測(cè)電路38獲得計(jì)數(shù)，把所述計(jì)數(shù)保存在內(nèi)部寄存器中，并把該計(jì)數(shù)設(shè)置成處于可被向外輸出的狀態(tài)(參見圖10E)。保存在寄存器中的計(jì)數(shù)作為指示保護(hù)相關(guān)信號(hào)的峰值時(shí)間(峰值定時(shí)Np)的信息，被提供給位于下游的定時(shí)同步電路13。類似地，在自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37的計(jì)數(shù)N變成0的時(shí)候，輸出電路39從峰值檢測(cè)電路38獲得相位分量，把所述相位分量保存在內(nèi)部寄存器中，并把相位分量設(shè)置成處于可被向外輸出的狀態(tài)。保存在寄存器中的相位分量被提供給位于下游的窄帶載波誤差計(jì)算電路14。
另外，自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37發(fā)出當(dāng)計(jì)數(shù)N變成0時(shí)，變成High的有效標(biāo)記(參見圖10F)。有效標(biāo)記指示向下游電路發(fā)出峰值定時(shí)Np和相位值的時(shí)刻。
注意在保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路12中，自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37使其循環(huán)定時(shí)被調(diào)整，以致計(jì)數(shù)N從最大值(Ns-1)變成0的定時(shí)，和保護(hù)相關(guān)信號(hào)達(dá)到其峰值的定時(shí)(OFDM符號(hào)的邊界定時(shí))將與OFDM符號(hào)時(shí)間大約相差半個(gè)周期。即，調(diào)整循環(huán)定時(shí)，以便峰值定時(shí)約為最大計(jì)數(shù)(Ns-1)的1/2。
下面說明上述調(diào)整的原因。峰值檢測(cè)電路38的峰值檢測(cè)周期從自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37的計(jì)數(shù)變成的時(shí)刻延伸到計(jì)數(shù)變成Ns-1的時(shí)刻。峰值檢測(cè)電路38把保護(hù)相關(guān)信號(hào)的幅度達(dá)到該周期中其最大值時(shí)的計(jì)數(shù)輸出為峰值定時(shí)Np。如果自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37的循環(huán)被更新(計(jì)數(shù)變成0)的時(shí)刻和保護(hù)相關(guān)信號(hào)的幅度達(dá)到其最大值的時(shí)刻相互鄰近，那么通常由在先OFDM符號(hào)導(dǎo)致的高度相關(guān)部分(峰形部分)將被包括在下一OFDM符號(hào)的周期中的峰值檢測(cè)中。這種情況下，由于各種噪聲和誤差的緣故，保護(hù)相關(guān)信號(hào)的峰值并不總是恒定，相反可能關(guān)于每個(gè)符號(hào)而變化，從而，由在先OFDM符號(hào)的保護(hù)間隔導(dǎo)致的高度相關(guān)部分可能被確定為下一OFDM符號(hào)邊界的位置。于是，峰值定時(shí)Np被預(yù)先調(diào)整成約為計(jì)數(shù)的最大值(Ns-1)的1/2，從而防止由在先OFDM符號(hào)的保護(hù)間隔導(dǎo)致的高度相關(guān)部分(峰形部分)被確定為下一OFDM符號(hào)的保護(hù)間隔。從而，能夠保證穩(wěn)定的峰值位置檢測(cè)。
但是，當(dāng)存在時(shí)鐘頻率誤差(接收的OFDM信號(hào)的傳輸時(shí)鐘和工作時(shí)鐘之間的差值)時(shí)，峰值Np會(huì)逐漸移動(dòng)(其原因?qū)⒃诤竺嬖敿?xì)說明)。這種情況下，可對(duì)應(yīng)于時(shí)鐘頻率誤差，恰當(dāng)?shù)卣{(diào)整計(jì)數(shù)N的循環(huán)定時(shí)。
雖然在保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路12中，在每個(gè)OFDM符號(hào)周期中產(chǎn)生峰值定時(shí)Np，不過也可在M(自然數(shù))個(gè)OFDM符號(hào)周期，而不是在一個(gè)OFDM符號(hào)周期中產(chǎn)生峰值定時(shí)Np。但是，這種情況下，在M個(gè)OFDM符號(hào)周期中，只應(yīng)使有效標(biāo)記一次變成High(1)。
峰值定時(shí)Np的變化這里注意來自保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路12的峰值定時(shí)Np理論上應(yīng)始終采取恒定值。
但是實(shí)際上，由于包含受傳輸信道中由多路徑、平坦衰減、頻率選擇衰減等導(dǎo)致的干擾，以及由接收器和發(fā)射器之間的時(shí)鐘差值導(dǎo)致的時(shí)鐘頻率誤差的干擾的影響的噪聲，峰值定時(shí)Np將變化。
下面根據(jù)每種情形，說明受這種干擾的影響而導(dǎo)致的峰值定時(shí)Np的變化。
(多路徑)輻射波通過多個(gè)信道或路徑到達(dá)接收器的環(huán)境被稱為“多路徑環(huán)境”。圖11中表示了典型的多路徑環(huán)境。在圖11中所示的多路徑環(huán)境中，從發(fā)射器X到OFDM接收器1的電波路徑有兩條，一條是電波直接到達(dá)OFDM接收器1，另一條是電波在被高層建筑群Y反射后到達(dá)OFDM接收器1。從發(fā)射器X直接到達(dá)OFDM接收器1的電波被稱為“主電波”，在被高層建筑群Y反射后到達(dá)OFDM接收器1的電波被稱為“延遲電波”。
在上面的多路徑環(huán)境中，主電波和延遲電波相互疊加后的電波被提供給接收器1。圖12A表示其中主電波和延遲電波被相互疊加(它們之間不存在延遲)的OFDM時(shí)域信號(hào)。圖12B表示由其中主電波和延遲電波相互疊加的OFDM時(shí)域信號(hào)被延遲有效符號(hào)而產(chǎn)生的信號(hào)。
當(dāng)收到上述信號(hào)時(shí)，保護(hù)相關(guān)信號(hào)將使主電波的相關(guān)值和延遲電波的相關(guān)值相互疊加，如圖12C中所示。在該保護(hù)相關(guān)信號(hào)的峰值檢測(cè)中，主電波的符號(hào)邊界位置和延遲電波的符號(hào)邊界位置將被隨機(jī)選為峰值定時(shí)Np(但是，這兩個(gè)邊界位置不會(huì)被同時(shí)選擇)，如圖12D、12E和12F中所示。于是，在沿時(shí)間方向觀看峰值定時(shí)Np的情況下，主電波符號(hào)邊界位置的計(jì)數(shù)和延遲電波符號(hào)邊界位置的計(jì)算將隨機(jī)出現(xiàn)，如圖13中所示，從而難以精確地使符號(hào)同步。
(平坦衰減)輻射電波的功率周期變化的環(huán)境被稱為“平坦衰減環(huán)境”。在到達(dá)接收器1的所有電波都是反射電波的情況下，會(huì)發(fā)生平坦衰減。
在上述平坦衰減環(huán)境中，功率周期變化的信號(hào)被提供給接收器1。圖14A表示平坦衰減環(huán)境中的OFDM時(shí)域信號(hào)(未被延遲)。圖14B表示由平坦衰減環(huán)境中的OFDM時(shí)域信號(hào)的延遲(延遲有效符號(hào))而產(chǎn)生的信號(hào)。
當(dāng)接收器1收到上述信號(hào)時(shí)，在信號(hào)功率較大的時(shí)區(qū)中，保護(hù)相關(guān)信號(hào)將表現(xiàn)出正確的數(shù)值，但是在信號(hào)功率較小的時(shí)區(qū)中，保護(hù)相關(guān)信號(hào)具有相對(duì)大的噪聲，如圖14C中所示。假定檢測(cè)這種保護(hù)相關(guān)信號(hào)的峰值。在信號(hào)功率較大的時(shí)區(qū)中，正確的符號(hào)邊界位置被選為峰值定時(shí)Np，但是在信號(hào)功率較小的時(shí)區(qū)中，將選擇錯(cuò)誤的數(shù)值，如圖14D、14E和14F中所示。于是，在沿時(shí)間方向觀察峰值定時(shí)Np的情況下，在信號(hào)功率較小的時(shí)區(qū)中，錯(cuò)誤的計(jì)數(shù)隨機(jī)產(chǎn)生，難以精確地使符號(hào)同步，如圖15中所示。
(頻率選擇導(dǎo)致的衰減)多路徑環(huán)境和平坦衰減環(huán)境被組合在一起的環(huán)境被稱為“頻率選擇衰減環(huán)境”。當(dāng)?shù)竭_(dá)接收器1的所有電波都是延遲電波，并且電波的到達(dá)時(shí)間被分成多組時(shí)，會(huì)發(fā)生頻率選擇衰減。
在上述頻率衰減環(huán)境中，接收器1被供給其功率周期變化的主電波和延遲電波。圖16A表示平坦衰減環(huán)境中的OFDM時(shí)域信號(hào)(未被延遲)，圖16B表示平坦衰減環(huán)境中，由OFDM時(shí)域信號(hào)被延遲有效符號(hào)而導(dǎo)致的信號(hào)。在頻率選擇衰減環(huán)境中，將周期出現(xiàn)主電波的功率大于延遲電波的功率的時(shí)區(qū)，和延遲電波的功率大于主電波的功率的時(shí)區(qū)。
如圖16C中所示，這樣接收的保護(hù)相關(guān)信號(hào)具有在主電波功率較大的時(shí)區(qū)中，位于主電波符號(hào)邊界的峰值，和在延遲電波功率較大的時(shí)區(qū)中，位于延遲電波符號(hào)邊界的峰值。這樣檢測(cè)的保護(hù)相關(guān)信號(hào)的主電波符號(hào)邊界被選為主電波功率較大的時(shí)區(qū)中的峰值定時(shí)Np，延遲電波邊界被選為延遲電波功率較大的時(shí)區(qū)中的峰值定時(shí)Np，如圖16D、16E和16F中所示。于是，在沿時(shí)間方向觀察峰值定時(shí)Np的情況下，持續(xù)通常恒定的周期，計(jì)數(shù)被交替地相互交換，如圖17中所示，難以保證精確的符號(hào)同步。
(時(shí)鐘頻率誤差)時(shí)鐘頻率誤差是由發(fā)射器和接收器中的振蕩器之間的頻率差值導(dǎo)致的誤差。即，它是由供給的OFDM信號(hào)的傳輸時(shí)鐘和接收器1中的內(nèi)部時(shí)鐘之間的頻率差值導(dǎo)致的誤差。
來自保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路12的峰值定時(shí)Np是在保護(hù)相關(guān)信號(hào)的峰值定時(shí)，自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37的計(jì)數(shù)。自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37是其每個(gè)循環(huán)的計(jì)數(shù)數(shù)字被預(yù)置為一個(gè)OFDM符號(hào)的樣本數(shù)目的循環(huán)計(jì)數(shù)電路。
于是，當(dāng)接收的OFDM信號(hào)的傳輸時(shí)鐘在頻率方面與自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37的工作時(shí)鐘完美一致時(shí)，峰值定時(shí)Np將保持接觸，如圖18中所示。
另一方面，當(dāng)自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37的工作時(shí)鐘的頻率高于接收的OFDM信號(hào)的傳輸時(shí)鐘的頻率時(shí)，即，當(dāng)傳輸時(shí)鐘早于自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37的工作時(shí)鐘時(shí)，峰值定時(shí)Np的數(shù)值將逐漸增大，如圖19中所示。另外，當(dāng)自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37的工作時(shí)鐘的頻率低于接收的OFDM信號(hào)的傳輸時(shí)鐘時(shí)，即，當(dāng)自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37的工作時(shí)鐘遲于傳輸時(shí)鐘時(shí)，峰值定時(shí)Np的數(shù)值將逐漸減小，如圖20中所示。
于是，在存在上述時(shí)鐘-頻率誤差的情況下，峰值定時(shí)Np的數(shù)值將發(fā)生變化，從而難以實(shí)現(xiàn)精確的符號(hào)同步。
(定時(shí)同步電路的必要性)于是，采用下面說明的定時(shí)同步電路13來消除上面說明的各種干擾和誤差，以保證精確的符號(hào)同步。
定時(shí)同步電路下面，舉例說明定時(shí)同步電路13。
圖21表示定時(shí)同步電路13的內(nèi)部結(jié)構(gòu)。
如圖21中所示，定時(shí)同步電路13包括時(shí)鐘-頻率誤差計(jì)算電路41，初始值相位計(jì)算電路42，符號(hào)邊界計(jì)算電路43，符號(hào)邊界校正電路44和開始標(biāo)記發(fā)生電路45。
每M個(gè)OFDM符號(hào)(M為自然數(shù))，從保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路12向定時(shí)同步電路13供給峰值定時(shí)Np。定時(shí)同步電路13中的每個(gè)電路使其操作在峰值定時(shí)的輸入時(shí)刻(每M個(gè)OFDM符號(hào))被控制。
時(shí)鐘-頻率誤差計(jì)算電路41根據(jù)每M個(gè)OFDM符號(hào)供給的峰值定時(shí)Np，估定時(shí)鐘-頻率誤差，并把估計(jì)的時(shí)鐘-頻率誤差提供給符號(hào)邊界計(jì)算電路43。
初始值相位計(jì)算電路42根據(jù)每M個(gè)OFDM符號(hào)供給的峰值定時(shí)Np，計(jì)算峰值定時(shí)Np的初始值。初始值被提供給符號(hào)邊界計(jì)算電路43。
符號(hào)邊界計(jì)算電路43過濾每M個(gè)OFDM符號(hào)供給的峰值定時(shí)Np，并計(jì)算表示OFDM符號(hào)的邊界位置的符號(hào)邊界位置Nx。符號(hào)邊界位置Nx由作為保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路12中的自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37的一個(gè)周期的0～Ns的范圍表示。但是，符號(hào)邊界位置Nx具有小數(shù)點(diǎn)之后的精度，而自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37和峰值定時(shí)Np的精度為整數(shù)。符號(hào)邊界計(jì)算電路43計(jì)算輸出(符號(hào)邊界位置Nx)和輸入(峰值定時(shí)Np)之間的相差，并根據(jù)相位誤差分量過濾相差，以便穩(wěn)定輸出(符號(hào)邊界位置Nx)。來自初始值相位計(jì)算電路42的初始值提供開始過濾時(shí)的初始輸出。
另外，通過把時(shí)鐘-頻率誤差計(jì)算電路41計(jì)算的時(shí)鐘-頻率誤差和相位誤差分量相加，符號(hào)邊界計(jì)算電路43根據(jù)時(shí)鐘-頻率誤差，校正輸出(符號(hào)邊界位置Nx)的變化。通過如上確定符號(hào)邊界位置以及時(shí)鐘-頻率誤差，能夠以較高的精度確定符號(hào)邊界位置。
符號(hào)邊界位置Nx從符號(hào)邊界計(jì)算電路43被提供給符號(hào)邊界校正電路44。
符號(hào)邊界校正電路44檢測(cè)每M個(gè)符號(hào)供給的符號(hào)邊界位置Nx的整數(shù)部分，并計(jì)算FFT定時(shí)的開始時(shí)間。計(jì)算的開始時(shí)間被提供給開始標(biāo)記發(fā)生電路45。另外，符號(hào)邊界校正電路44通過檢測(cè)符號(hào)邊界位置Nx的在小數(shù)點(diǎn)之后的部分，確定符號(hào)邊界時(shí)間和FFT計(jì)算開始定時(shí)之間的時(shí)滯(其精度小于操作時(shí)鐘周期)，并根據(jù)確定的時(shí)滯，計(jì)算包括在已經(jīng)歷FFT計(jì)算的每個(gè)子載波中的信號(hào)分量的相位旋轉(zhuǎn)。計(jì)算的相位旋轉(zhuǎn)被轉(zhuǎn)換成復(fù)數(shù)信號(hào)，并被提供給相位校正電路11。
開始標(biāo)記發(fā)生電路45根據(jù)從符號(hào)邊界校正電路44供給的開始時(shí)間，產(chǎn)生識(shí)別FFT計(jì)算的信號(hào)抽取定時(shí)(即，F(xiàn)FT計(jì)算開始定時(shí))的開始標(biāo)記。在每個(gè)OFDM符號(hào)產(chǎn)生該開始標(biāo)記。應(yīng)注意可在從供給的符號(hào)邊界位置Nx延遲預(yù)定的余量時(shí)間的情況下，產(chǎn)生開始標(biāo)記。但是，余量時(shí)間至少不應(yīng)超過保護(hù)間隔的時(shí)間長度。通過如上所述在從供給的符號(hào)邊界位置Nx延遲預(yù)定余量時(shí)間的情況下，產(chǎn)生開始標(biāo)記，能夠消除由作為幻象的在先符號(hào)邊界的檢測(cè)而導(dǎo)致的符號(hào)間干擾。
如下詳細(xì)所述構(gòu)成包括在定時(shí)同步電路13中的每個(gè)電路。
時(shí)鐘-頻率誤差計(jì)算電路時(shí)鐘-頻率衰減計(jì)算電路41檢測(cè)峰值定時(shí)Np的時(shí)間變化率(梯度S)，并根據(jù)檢測(cè)的梯度S計(jì)算時(shí)鐘-頻率誤差。由于梯度S正比于時(shí)鐘-頻率誤差，因此能夠根據(jù)梯度S計(jì)算時(shí)鐘-頻率誤差。下面首先說明其原因。
內(nèi)部來自保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路12的峰值定時(shí)Np是在保護(hù)相關(guān)信號(hào)達(dá)到其峰值時(shí)，自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37提供的輸出。自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37是其每個(gè)循環(huán)的計(jì)數(shù)數(shù)字被預(yù)置為一個(gè)OFDM符號(hào)的樣本數(shù)目(Ns)的循環(huán)計(jì)數(shù)器電路。
從而，在接收的OFDM信號(hào)的符號(hào)周期和自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37的周期完美一致的情況下，即，當(dāng)接收的OFDM信號(hào)的傳輸時(shí)鐘在頻率方面與自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37的工作時(shí)鐘完全一致時(shí)，峰值定時(shí)Np將是恒定的。
相反，在接收的OFDM信號(hào)的符號(hào)周期小于自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37的周期的情況下，即，如果自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37的工作時(shí)鐘早于接收的OFDM信號(hào)的傳輸時(shí)鐘時(shí)，峰值定時(shí)Np將逐漸增大。另外，如果自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37的周期大于接收的OFDM信號(hào)的符號(hào)周期，即，當(dāng)自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37的工作時(shí)鐘遲于接收的OFDM信號(hào)的傳輸時(shí)鐘時(shí)，峰值定時(shí)Np將逐漸減小。
峰值定時(shí)Np的時(shí)間變化率正比于接收的OFDM信號(hào)的傳輸時(shí)鐘和用于信號(hào)接收的工作時(shí)鐘之間的時(shí)鐘-頻率誤差。
時(shí)鐘-頻率誤差計(jì)算電路41檢測(cè)正比于時(shí)鐘-頻率誤差的峰值定時(shí)Np的梯度S。應(yīng)注意換句話說，峰值定時(shí)Np的梯度S是利用信號(hào)接收用工作時(shí)鐘測(cè)量的接收OFDM信號(hào)中的符號(hào)間隔的值。
圖22是時(shí)鐘-頻率誤差計(jì)算電路41的電路圖。
如圖22中所示，時(shí)鐘-頻率誤差計(jì)算電路41包括把峰值定時(shí)Np延遲一個(gè)樣本的寄存器41a、減法器41b和低通濾波器41c。
每M個(gè)OFDM信號(hào)(M是自然數(shù))，與為High(1)的有效標(biāo)記同步地向時(shí)鐘-頻率誤差計(jì)算電路41供給峰值定時(shí)Np。即，每隔恒定的輸入間隔(M個(gè)OFDM符號(hào))，從保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路12向時(shí)鐘-頻率誤差計(jì)算電路41供給峰值定時(shí)Np。寄存器41a把峰值定時(shí)Np延遲一個(gè)樣本(M個(gè)樣本周期)。減法器41a從供給保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路12的峰值定時(shí)Np中減去保存在寄存器41a中的一個(gè)樣本前的峰值定時(shí)Np，并計(jì)算峰值定時(shí)Np的變化。低通濾波器41c求峰值定時(shí)Np的變化的平均值，并確定峰值定時(shí)Np的時(shí)間變化率(梯度S)。
注意寄存器41a是啟用寄存器。啟用寄存器如表1中所示工作。表1中，“k”表示任意定時(shí)，“k+1”表示一個(gè)時(shí)鐘之后的定時(shí)。另外，“EN[x]”表示啟用端口的值(0或1)，“D[x]”表示在時(shí)間x，寄存器的輸入端口的值，“Q[x]”表示在時(shí)間x，輸出端口的值，“A”表示任意值。
表1

即，啟用寄存器是保持在向啟用端口宣稱標(biāo)記(設(shè)置成“1”)時(shí)的輸入端口值，并在輸出端口傳遞內(nèi)部保持的值的電路。這里涉及的其它啟用寄存器按照表1中所示工作。
時(shí)鐘-頻率衰減計(jì)算電路1把這樣確定的峰值定時(shí)Np的時(shí)間變化率(梯度S)作為時(shí)鐘-頻率誤差，提供給符號(hào)邊界計(jì)算電路43。
初始相位計(jì)算電路初始相位計(jì)算電路42計(jì)算在符號(hào)邊界計(jì)算電路43中的過濾中使用的初始值(初始相位)。
初始相位計(jì)算電路42可由如圖23中所示的啟用寄存器42a形成。寄存器42a在其輸入端口D被供給峰值定時(shí)Np，而在其啟用端口EN被供給有效標(biāo)記。這種情況下，初始相位計(jì)算電路42把峰值定時(shí)Np延遲一個(gè)樣本(M個(gè)符號(hào))，并將其作為初始相位直接輸出給符號(hào)-邊界計(jì)算電路43。
另外，為了提高初始相位的精度，可如圖24-26中所示構(gòu)成初始相位計(jì)算電路42。
圖24中所示的初始相位計(jì)算電路42包括由N級(jí)啟用寄存器形成的移位寄存器42b，計(jì)算移位寄存器42b中的所有寄存器的輸出的總和的加法器42c，和把加法器42c的輸出乘以1/N的乘法器42d。在其第一級(jí)寄存器的輸入端口D，移位寄存器42b被供給來自保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路12的峰值定時(shí)Np。另外，在包含于其中的每個(gè)寄存器的啟用端口EN，移位寄存器42b被供給來自保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路12的有效標(biāo)記。圖24中所示的初始相位計(jì)算電路42輸出來自乘法器42d的輸出，作為初始相位。即，圖24中所示的初始相位計(jì)算電路42計(jì)算每N個(gè)樣本的峰值定時(shí)Np的移動(dòng)平均值，并輸出所述移動(dòng)平均值作為初始相位。
圖25中所示的初始相位計(jì)算電路42包括保持一個(gè)樣本的輸出的啟用寄存器42e，從保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路12供給的峰值定時(shí)Np中減去寄存器42e的輸出的減法器42f，把減法器42f的輸出乘以預(yù)定增益的乘法器42g，和把乘法器42g的輸出和寄存器42e的輸出相加的加法器42h。寄存器42在其輸入端口D被供給來自加法器42h的輸出，在其啟用端口EN被供給來自保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路12的有效標(biāo)記。圖25中所示的初始相位計(jì)算電路42輸出來自加法器42h的輸出，作為初始相位。即，圖25中所示的初始相位計(jì)算電路42通過IIR型濾波器的低通濾波，求峰值定時(shí)Np的平均值，并把平均值輸出為初始相位。
圖26中所示的初始相位計(jì)算電路42包括由N級(jí)啟用寄存器形成的移位寄存器42i，和從保存在移位寄存器42i中的所有寄存器中的值中選擇一個(gè)中位數(shù)的中位數(shù)選擇器42j。在其第一級(jí)寄存器的輸入端口D，移位寄存器42i被供給來自保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路12的峰值定時(shí)Np。在其每級(jí)寄存器的啟用端口EN，移位寄存器42i被供給來自保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路12的有效標(biāo)記。中值選擇器42j從移位寄存器42i中的寄存器接收N個(gè)輸入，并輸出按照降序排列的N個(gè)輸入中的第N/2個(gè)輸入。于是，圖26中所示的初始相位計(jì)算電路42輸出來自中位數(shù)選擇器42j的輸出，作為初始相位。即，初始相位計(jì)算電路42利用所謂的中位數(shù)選擇濾波器，計(jì)算每N個(gè)樣本的峰值定時(shí)Np的中位數(shù)，并輸出該中位數(shù)，作為初始相位。從而，在初始相位計(jì)算電路42中，能夠有效地抑制由到初始相位計(jì)算電路42的輸入的某一峰值定時(shí)Np的極大誤差引起的變化。
符號(hào)邊界計(jì)算電路下面舉例說明符號(hào)邊界計(jì)算電路43。
符號(hào)邊界計(jì)算電路43被供給來自保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路12的峰值定時(shí)Np，并通過根據(jù)峰值定時(shí)Np，實(shí)現(xiàn)DLL(延遲鎖定環(huán))過濾，估計(jì)符號(hào)邊界位置Nx。
(峰值定時(shí)Np，和符號(hào)邊界位置Nx)首先，說明峰值定時(shí)Np和符號(hào)邊界位置Nx。
峰值定時(shí)Np表示保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路12檢測(cè)的保護(hù)相關(guān)信號(hào)的峰值位置，符號(hào)邊界位置Nx表示接收的OFDM信號(hào)的OFDM符號(hào)的邊界位置。
峰值定時(shí)Np和符號(hào)邊界位置Nx分別采用在保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路12中的自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37計(jì)數(shù)的數(shù)值范圍內(nèi)的值。即，峰值定時(shí)Np和符號(hào)邊界位置Nx的值均在0～Ns之內(nèi)。由于峰值定時(shí)Np是從自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37輸出的計(jì)數(shù)，因此它采取從0～Ns的精度為整數(shù)的值。符號(hào)邊界位置Nx是從0～Ns的值，其精度在小數(shù)點(diǎn)之后。
由于保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路12中的自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37自由計(jì)數(shù)OFDM接收器1的操作時(shí)鐘，因此來自自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37的計(jì)數(shù)可被看作OFDM接收器1的參考時(shí)間。另外，自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37每個(gè)周期的的計(jì)數(shù)被設(shè)置成OFDM信號(hào)的一個(gè)符號(hào)中的樣本數(shù)目Ns(有效符號(hào)中的樣本數(shù)目Nu和保護(hù)間隔中的樣本數(shù)目Ng之和)。于是，峰值定時(shí)Np和符號(hào)邊界位置Nx均代表與自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37同步的時(shí)間。換句話說，它們代表和OFDM信號(hào)的符號(hào)周期相關(guān)的相位。
由于在OFDM接收器1中，在OFDM信號(hào)的一個(gè)符號(hào)中的樣本數(shù)目Ns的范圍內(nèi)的值被用于產(chǎn)生峰值定時(shí)Np和符號(hào)邊界位置Nx，因此能夠容易地控制反復(fù)發(fā)生的符號(hào)邊界位置的同步。
(符號(hào)邊界計(jì)算電路的內(nèi)部結(jié)構(gòu))下面，說明符號(hào)邊界計(jì)算電路43的內(nèi)部結(jié)構(gòu)。圖27是符號(hào)邊界計(jì)算電路43的電路圖。
如圖27中所示，符號(hào)邊界計(jì)算電路43包括相位比較電路51，限制器52，非對(duì)稱增益電路53，低通濾波器54，時(shí)鐘誤差校正電路55，相位發(fā)生電路56，同步管理電路57，第一寄存器58，第二寄存器59和第三寄存器60。
符號(hào)邊界計(jì)算電路43被供給峰值定時(shí)Np和有效標(biāo)記。與自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37的循環(huán)定時(shí)同步，每M個(gè)符號(hào)(M為自然數(shù))，有效標(biāo)記變成High(1)。符號(hào)邊界計(jì)算電路43計(jì)算每當(dāng)有效標(biāo)記變成High時(shí)的符號(hào)邊界位置Nx。
(相位比較電路)圖28是相位比較電路51的電路圖。
相位比較電路51包括減法器51a和模數(shù)計(jì)算器51b。從保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路12向相位比較電路51提供峰值定時(shí)Np，另外還借助反饋，從符號(hào)邊界計(jì)算電路43向相位比較電路51提供符號(hào)邊界位置Nx。在從保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路12輸出的峰值定時(shí)Np的輸入定時(shí)之前一個(gè)樣本(即，在有效標(biāo)記已變成High的最后定時(shí))，從符號(hào)邊界計(jì)算電路43輸出提供給相位比較電路51的符號(hào)邊界位置Nx。通過第一寄存器58，符號(hào)邊界位置Nx被提供給相位比較電路51。
減法器51a從峰值定時(shí)Np中減去符號(hào)邊界位置Nx。模數(shù)計(jì)算器51b計(jì)算來自減法器51a的輸出，確定每Ns(一個(gè)符號(hào)的樣本的數(shù)目)的減法余數(shù)。即，模數(shù)計(jì)算器51b把來自減法器51a的輸出除以Ns(一個(gè)符號(hào)的樣本的數(shù)目)，從而得到除法余數(shù)。
在假定自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37的計(jì)數(shù)被看作符號(hào)周期的情況下，如上所述構(gòu)成的相位比較電路51計(jì)算當(dāng)前估計(jì)的符號(hào)邊界相位和當(dāng)前的保護(hù)相關(guān)信號(hào)的峰值相位之間的差值Δθ。即，在假定自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37的計(jì)數(shù)被看作參考時(shí)間的情況下，它計(jì)算當(dāng)前估計(jì)的符號(hào)邊界時(shí)間和當(dāng)前的保護(hù)相關(guān)信號(hào)的峰值時(shí)間之間的差值。
相位比較電路51計(jì)算的相差Δθ被提供給限制器52。
(限制器)
圖29是限制器52的電路圖。
限制器52被供給來自相位比較電路51的相差Δθ。限制器52包括比較上限TH1和相差Δθ的第一比較器52a，比較下限TH2和相差Δθ的第二比較器52b，和選擇相差Δθ、上限值TH1和下限值TH2任意之一的選擇器52c。上限TH1和下限TH2之間的量值關(guān)系是TH1＞TH2。
當(dāng)相差Δθ小于上限TH1時(shí)，第一比較器52a輸出Low(0)，或者當(dāng)相差Δθ大于上限TH1時(shí)，第一比較器52a輸出High(1)。當(dāng)相差Δθ大于下限TH2時(shí)，第二比較器52b輸出Low(0)，或者當(dāng)相差Δθ小于下限TH2時(shí)，第二比較器52b輸出High(1)。
當(dāng)來自第一比較器52a的輸出為Low(0)，以及來自第二比較器52b的輸出為Low(0)時(shí)，選擇器52c照原樣輸出來自相位比較電路51的相差Δθ。當(dāng)來自第一比較器52a的輸出為High(1)時(shí)，選擇器52輸出上限TH1，當(dāng)來自第二比較器52b的輸出為High(1)時(shí)，選擇器52輸出下限TH2。即，當(dāng)供給的相差Δθ在上限TH1和下限TH2之間時(shí)，限制器52照原樣輸出相差Δθ。當(dāng)供給的相差Δθ高于上限TH1時(shí)，限制器52用上限TH1對(duì)輸出削波，或者當(dāng)供給的相差Δθ低于下限TH2時(shí)，限制器52用下限TH2對(duì)輸出削波。從而，限制器52把相差Δθ的水平限制在TH1＞TH2的范圍內(nèi)。
注意由于相差Δθ圍繞“0”沿向正和向負(fù)的方向變化，因此限制器52把上限TH1設(shè)置成等于或大于0，把下限TH2設(shè)置成小于或等于0。
由于限制器52的緣故，符號(hào)邊界計(jì)算電路43能夠消除在衰減環(huán)境中導(dǎo)致的較大脈沖噪聲，從而提高同步保持性能。
其水平受限制器52限制的相差Δθ被提供給非對(duì)稱增益電路53。
(非對(duì)稱增益電路)圖30表示非對(duì)稱增益電路53的電路圖。
非對(duì)稱增益電路53被供給從限制器52輸出的，其水平已受限制的相差Δθ。非對(duì)稱增益電路53包括確定相差Δθ的極性的比較器53a，把相差Δθ乘以第一增益Ga的第一乘法器53b，把相差Δθ乘以第二增益Gb的第二乘法器53c，和選擇來自第一或第二乘法器53b或53c的輸出的選擇器53d。第一和第二增益Ga和Gb之間的量值關(guān)系為Ga＞Gb。
比較器53a比較相差Δθ和0，當(dāng)相差Δθ＜0時(shí)，輸出Low(0)，當(dāng)相差Δθ＞0時(shí)，輸出High(1)。當(dāng)來自比較器53a的輸出為Low(0)時(shí)，選擇器53d選擇并輸出來自第一乘法器53b的輸出(相差Δθ和Ga的乘積)，當(dāng)來自比較器53a的輸出為High(1)時(shí)，選擇器53d選擇并輸出來自第二比較器53c的輸出(相差Δθ和Gb的乘積)。
即，非對(duì)稱增益電路53判斷峰值定時(shí)Np是在符號(hào)邊界位置Nx之前還是之后。當(dāng)判斷峰值定時(shí)Np早于符號(hào)邊界位置Nx時(shí)，非對(duì)稱增益電路53把相差乘以較小的增益(Gb)。當(dāng)峰值定時(shí)Np遲于符號(hào)邊界位置Nx時(shí)，非對(duì)稱增益電路53把相差乘以較大的增益(Ga)。即，在由于多路徑等的緣故，檢測(cè)到多個(gè)峰值的情況下，非對(duì)稱增益電路53將把相差Δθ乘以不同的增益，以便與時(shí)間上在先的信號(hào)(主電波)同步。
由非對(duì)稱增益電路53乘以增益的相差Δθ被提供給低通濾波器54。
(低通濾波器)圖31是低通濾波器54的電路圖。
低通濾波器54被供給由非對(duì)稱增益電路53乘以增益的相差Δθ，和來自保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路12的有效標(biāo)記。低通濾波器54包括啟用寄存器54a，減法器54b，乘法器54c和加法器54d。
啟用寄存器54a在其啟用端口EN，被供給有效標(biāo)記，在其輸入端口D，被供給來自低通濾波器54的輸出(平均相差A(yù)veΔθ)。
減法器54b從來自非對(duì)稱增益電路53的相差Δθ中減去來自寄存器54a的輸出。即，減法器54b從一個(gè)樣本前的定時(shí)(有效標(biāo)記變成High的最后定時(shí))供給的相差Δθ中，減去從低通濾波器54供給的輸出(平均相差A(yù)veΔθ)，從而計(jì)算相差Δθ的余差。
乘法器54c把來自減法器54b的相差Δθ的余差乘以預(yù)定系數(shù)K。加法器54d把乘以預(yù)定系數(shù)K的余差和來自寄存器54a的輸出加起來。加法器54d的輸出是低通濾波器54的輸出(平均相差A(yù)veΔθ)。
即，低通濾波器54是求供給的相差Δθ的平均數(shù)，并計(jì)算平均相差A(yù)veΔθ的IIR型低通濾波器。
低通濾波器54計(jì)算的平均相差A(yù)veΔθ被提供給時(shí)鐘誤差校正電路55。
(時(shí)鐘誤差校正電路)圖32是時(shí)鐘誤差校正電路55的電路圖，表示了控制時(shí)鐘誤差校正電路55的同步管理電路57。
時(shí)鐘誤差校正電路55被供給來自低通濾波器54的平均相差A(yù)veΔθ，和來自保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路12的有效標(biāo)記。
時(shí)鐘誤差校正電路55包括乘法器55a，寄存器55b，第一加法器55c和第二加法器55d。
乘法器55a把來自低通濾波器54的平均相差A(yù)veΔθ乘以預(yù)定系數(shù)K1。乘法器55a的輸出代表從估定時(shí)鐘頻率誤差中減去源于正被處理的特定符號(hào)的時(shí)鐘頻率誤差，所得到的殘余分量?？稍谙禂?shù)K1被用作n個(gè)樣本(n為關(guān)于其產(chǎn)生有效標(biāo)記的符號(hào)的間隔)的樣本數(shù)的倒數(shù)，即，作為1/(n×Ns)的情況下，計(jì)算時(shí)鐘頻率誤差的殘余分量。寄存器55b保存當(dāng)前估計(jì)的時(shí)鐘頻率誤差。加法器55c把保存在寄存器55b中的當(dāng)前估計(jì)的時(shí)鐘頻率誤差，和來自乘法器55a的殘余分量加起來，從而計(jì)算新的時(shí)鐘頻率誤差。
第二加法器55d把來自第一加法器55c的時(shí)鐘頻率和來自低通濾波器54的平均相差A(yù)veΔθ相加。已把時(shí)鐘頻率誤差加于其上的平均相差A(yù)veΔθ被提供給相位發(fā)生電路56。
時(shí)鐘誤差校正電路55通過如上所述，把時(shí)鐘頻率誤差和平均相差A(yù)veΔθ相加，實(shí)現(xiàn)平均相差A(yù)veΔθ的時(shí)鐘頻率誤差校正。從而，符號(hào)邊界計(jì)算電路43能夠在提高精度的情況下使符號(hào)同步。
當(dāng)前的估定時(shí)鐘頻率誤差被保存到寄存器55b中。從而兩種估計(jì)的時(shí)鐘頻率誤差中的任意之一被保存。這兩種估計(jì)的時(shí)鐘頻率誤差之一是來自第一加法器55c的估計(jì)值。另一種估計(jì)的時(shí)鐘頻率誤差是來自外部的時(shí)鐘頻率誤差計(jì)算電路41的估計(jì)值。
通過累加殘余分量，能夠計(jì)算時(shí)鐘頻率誤差。即，乘法器55a的輸出被累加，直到累加值變穩(wěn)定為止。穩(wěn)定值是估計(jì)的時(shí)鐘頻率誤差。另外，也可根據(jù)如上所述的峰值定時(shí)Np的梯度，計(jì)算時(shí)鐘頻率誤差。時(shí)鐘頻率誤差計(jì)算電路41輸出根據(jù)峰值定時(shí)Np的梯度計(jì)算的時(shí)鐘頻率誤差。上述兩個(gè)值可被用作添加到平均相差A(yù)veΔθ中的時(shí)鐘頻率誤差。但是，來自時(shí)鐘頻率誤差計(jì)算電路41的時(shí)鐘頻率誤差允許更快的響應(yīng)，因?yàn)樗槐貙?shí)現(xiàn)殘余分量的累加，通過任意其它路徑，只能計(jì)算時(shí)鐘頻率誤差。于是，能夠確定正確的時(shí)鐘頻率誤差，而不會(huì)受到任意相位誤差的影響。
因此，時(shí)鐘誤差校正電路55判斷時(shí)鐘頻率誤差計(jì)算電路41的輸出是否穩(wěn)定。當(dāng)輸出穩(wěn)定時(shí)，時(shí)鐘誤差校正電路55把時(shí)鐘頻率誤差校正電路41的輸出提供給寄存器55b。另一方面，當(dāng)輸出不穩(wěn)定時(shí)，時(shí)鐘誤差校正電路55通過反饋，把第一加法器55c的輸出提供給寄存器55b。
更具體地說，輸出穩(wěn)定性由同步管理電路57管理。同步管理電路57借助狀態(tài)機(jī)，管理時(shí)鐘頻率誤差計(jì)算電路41的輸出的穩(wěn)定性。在系統(tǒng)投入運(yùn)行之后，同步管理電路57的狀態(tài)機(jī)首先把輸出變動(dòng)為不穩(wěn)定狀態(tài)。當(dāng)時(shí)鐘頻率誤差計(jì)算電路41的輸出不穩(wěn)定時(shí)，如果在預(yù)定次數(shù)內(nèi)，所述輸出持續(xù)在恒定范圍內(nèi)，那么狀態(tài)機(jī)將把輸出變動(dòng)為穩(wěn)定狀態(tài)。此時(shí)，狀態(tài)機(jī)把當(dāng)變動(dòng)為穩(wěn)定狀態(tài)時(shí)的輸出保持為當(dāng)前的估計(jì)值。在該穩(wěn)定狀態(tài)下，狀態(tài)機(jī)將檢測(cè)時(shí)鐘頻率誤差計(jì)算電路41的輸出和當(dāng)前的估計(jì)值之間的差值，如果在預(yù)定次數(shù)內(nèi)，所述差值持續(xù)超過預(yù)定范圍，那么把輸出變動(dòng)為不穩(wěn)定狀態(tài)。當(dāng)狀態(tài)機(jī)穩(wěn)定時(shí)，同步管理電路57把第一負(fù)載標(biāo)記設(shè)置成High(1)，當(dāng)狀態(tài)機(jī)不穩(wěn)定時(shí)，同步管理電路57把第一負(fù)載標(biāo)記設(shè)置成Low(0)。
另外，通過用負(fù)載啟用寄存器形成寄存器55b，輸入路徑被轉(zhuǎn)換到寄存器55b。
負(fù)載啟用寄存器如表2中所示工作。表2中，“k”代表任意定時(shí)，“k+1”代表一個(gè)時(shí)鐘之后的定時(shí)?！癊N[x]”表示在時(shí)間x，啟用端口的值(0或1)，“LEN[x]”表示在時(shí)間x，負(fù)載啟用端口的值(0或1)，“D[x]”表示在時(shí)間x，寄存器的輸入端口的值，“LD[x]”表示在時(shí)間x，寄存器的負(fù)載端口的值，“Q[x]”表示在時(shí)間x，寄存器的輸出端口的值，“A”和“B”分別表示任意值。
表2

即，負(fù)載啟用寄存器保持當(dāng)向啟用端口EN宣稱信號(hào)(設(shè)置成“1”)時(shí)，輸入端口D或負(fù)載端口LD的值，并從輸出端口Q輸出內(nèi)部保持的值。根據(jù)負(fù)載啟用端口LEN是High(1)還是Low(0)，選擇輸入端口D或負(fù)載端口LD的任意一個(gè)值。這里涉及的其它負(fù)載啟用寄存器按照表2中所示工作。
負(fù)載啟用寄存器55b在其啟用部分EN被供給有效標(biāo)記，在其輸入端口D被供給來自第一加法器55c的輸出，在負(fù)載啟用端口LEN被供給來自同步管理電路57的第一負(fù)載標(biāo)記，在其負(fù)載端口LD被供給來自時(shí)鐘頻率誤差計(jì)算電路41的時(shí)鐘頻率誤差。
于是，當(dāng)同步管理電路57確定時(shí)鐘頻率誤差計(jì)算電路41的輸出穩(wěn)定時(shí)，寄存器55b接受時(shí)鐘頻率誤差計(jì)算電路41的輸出。當(dāng)確定時(shí)鐘頻率誤差計(jì)算電路41的輸出不穩(wěn)定時(shí)，寄存器55b將接受第一加法器55c的輸出。
由于如上設(shè)置的時(shí)鐘誤差校正電路55的緣故，當(dāng)計(jì)算符號(hào)邊界位置時(shí)，能夠校正在另一路徑上計(jì)算的符號(hào)邊界位置，這將有助于更快更精確地計(jì)算符號(hào)邊界。
(相位發(fā)生電路)圖33是相位發(fā)生電路56的電路圖，表示了控制相位發(fā)生電路56的同步管理電路57。
相位發(fā)生電路56被供給在來自時(shí)鐘誤差校正電路55的時(shí)鐘頻率誤差分量被校正之后的平均相差A(yù)veΔθ，和來自保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路12的有效標(biāo)記。另外，相位發(fā)生電路56被供給來自初始相位計(jì)算電路42的初始相位，和來自同步管理電路57的第二負(fù)載標(biāo)記。
相位發(fā)生電路56包括加法器56a和寄存器56b。
寄存器56b把當(dāng)前的估計(jì)相位保存于其中。
加法器56a被供給來自時(shí)鐘誤差校正電路55的平均相差A(yù)veΔθ，和來自寄存器56b的當(dāng)前的估計(jì)相位。加法器56a把平均相差A(yù)veΔθ和當(dāng)前的估計(jì)相位相加，從而提供符號(hào)邊界位置Nx。
相位發(fā)生電路56通過把當(dāng)前的估計(jì)相位和平均相差A(yù)veΔθ相加，計(jì)算符號(hào)邊界位置Nx。即，相位發(fā)生電路56通過把在從相位比較電路51到時(shí)鐘誤差校正電路55的路徑上計(jì)算的相位誤差分量和當(dāng)前的估計(jì)相位相加，產(chǎn)生指示最終符號(hào)邊界位置的輸出相位(符號(hào)邊界位置Nx)。應(yīng)注意由于輸出相位(符號(hào)邊界位置Nx)代表自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37產(chǎn)生的計(jì)數(shù)(0～Ns)的周期的相位，因此當(dāng)計(jì)算的輸出相位高于Ns或者低于0時(shí)，用自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37的計(jì)數(shù)周期(Ns)對(duì)值進(jìn)行模數(shù)計(jì)算。
當(dāng)前的估計(jì)相位被保存到寄存器56b中。估計(jì)相位是兩種估計(jì)相位中選擇的一個(gè)。一種估計(jì)相位是來自加法器56a的估計(jì)值，而另一估計(jì)相位來自外部的初始相位計(jì)算電路42。通過累加相位余量，能夠計(jì)算當(dāng)前的估計(jì)相位。即，加法器56a的輸出被累加，直到累加值變穩(wěn)定為止。穩(wěn)定值被用作當(dāng)前的估計(jì)相位。另外，當(dāng)前的估計(jì)相位可以是峰值定時(shí)Np本身或者過濾后的峰值定時(shí)Np。
如上所述，這兩個(gè)值可被用作當(dāng)前的估計(jì)相位。但是，來自初始相位計(jì)算電路42的初始相位允許更快的響應(yīng)，因?yàn)椴槐乩奂酉辔徽`差。
于是，相位發(fā)生電路56判斷來自初始相位計(jì)算電路42的輸出是否穩(wěn)定。當(dāng)輸出穩(wěn)定時(shí)，相位發(fā)生電路56把來自初始相位計(jì)算電路42的輸出保存到寄存器56b中。如果輸出不穩(wěn)定，那么相位發(fā)生電路56將反饋來自加法器56a的輸出，并把初始相位計(jì)算電路42的輸出保存到寄存器56b中。
更具體地說，狀態(tài)(穩(wěn)定或不穩(wěn)定)由同步管理電路57管理。同步管理電路57借助狀態(tài)機(jī)，管理初始相位計(jì)算電路42的輸出的穩(wěn)定性。當(dāng)系統(tǒng)投入運(yùn)行時(shí)，同步管理電路57的狀態(tài)機(jī)首先把狀態(tài)變動(dòng)為不穩(wěn)定狀態(tài)。當(dāng)初始相位計(jì)算電路42的輸出不穩(wěn)定時(shí)，如果持續(xù)預(yù)定次數(shù)，所述輸出在恒定范圍內(nèi)，那么所述輸出被變動(dòng)為穩(wěn)定狀態(tài)。此時(shí)，輸出被變動(dòng)為穩(wěn)定狀態(tài)時(shí)的輸出被用作當(dāng)前的估計(jì)值。當(dāng)輸出穩(wěn)定時(shí)，檢測(cè)初始相位計(jì)算電路42的輸出和當(dāng)前的估計(jì)值之間的差值，如果持續(xù)預(yù)定次數(shù)，所述差值超出恒定范圍，那么輸出被變動(dòng)為不穩(wěn)定狀態(tài)。當(dāng)狀態(tài)機(jī)穩(wěn)定時(shí)，同步管理電路57把第二負(fù)載標(biāo)記設(shè)置成High(1)，當(dāng)狀態(tài)機(jī)不穩(wěn)定時(shí)，同步管理電路57把第二負(fù)載標(biāo)記設(shè)置成Low(0)。
另外，通過用負(fù)載啟用寄存器形成寄存器56b，輸入路徑被轉(zhuǎn)換到寄存器56b。
負(fù)載啟用寄存器56b在其啟用端口EN被供給有效標(biāo)記，在其輸入端口D被供給來自加法器56a的輸出，在負(fù)載啟用端口LEN被供給來自同步管理電路57的第二負(fù)載標(biāo)記，在其負(fù)載端口LD被供給來自初始相位計(jì)算電路42的初始相位。
于是，如果同步管理電路57確定初始相位計(jì)算電路42的輸出穩(wěn)定，那么寄存器56b接受初始相位計(jì)算電路42的輸出。當(dāng)確定初始相位計(jì)算電路42的輸出不穩(wěn)定時(shí)，寄存器56b接受加法器56a的輸出。
由于如上設(shè)置的相位發(fā)生電路56的緣故，當(dāng)計(jì)算符號(hào)邊界位置時(shí)，能夠校正在另一路徑上計(jì)算的符號(hào)邊界位置，這將有助于更快更精確地計(jì)算符號(hào)邊界。
來自相位發(fā)生電路56的符號(hào)邊界位置Nx被提供給第一和第二寄存器58和59。
(輸出電路，和反饋電路)符號(hào)邊界計(jì)算電路43的第一和第二寄存器58和59都是啟用寄存器。
第一寄存器58在其啟用部分EN被供給有效標(biāo)記，在其輸入端口D被供給相位發(fā)生電路56的輸出(符號(hào)邊界位置Nx)。第一寄存器58在其輸出端口Q與相位比較電路51連接。第一寄存器58把符號(hào)邊界位置Nx延遲一個(gè)樣本(一個(gè)有效符號(hào))，并將其提供給相位比較電路51。
第二寄存器59在其啟用端口EN被供給有效標(biāo)記，在其輸入端口D被供給相位發(fā)生電路56的輸出(符號(hào)邊界位置Nx)。第二寄存器59在其輸出端口Q與符號(hào)邊界校正電路44連接。于是，第二寄存器59把符號(hào)邊界位置Nx延遲一個(gè)樣本(一個(gè)有效符號(hào))，并將其提供給符號(hào)邊界校正電路44。
第三寄存器60是常規(guī)寄存器，它把到輸入端口D的信號(hào)輸入延遲一個(gè)時(shí)鐘，并在輸出端口Q輸送被延遲的信號(hào)。第三寄存器60在其輸入端口D被供給來自保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路12的有效標(biāo)記，并使其輸出端口Q與符號(hào)邊界校正電路44連接。于是，第三寄存器實(shí)現(xiàn)與符號(hào)邊界位置Nx的定時(shí)同步，并向符號(hào)邊界校正電路44提供有效標(biāo)記。
符號(hào)邊界校正電路下面舉例說明符號(hào)邊界校正電路44。
圖34是邊界校正電路44的方框圖。
邊界校正電路44被供給來自符號(hào)邊界計(jì)算電路43的符號(hào)邊界位置Nx。符號(hào)邊界位置Nx的值在保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路12中的自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37的計(jì)數(shù)周期(0～Ns)之內(nèi)。即，符號(hào)邊界位置Nx是用與自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37的周期相關(guān)的相位，代表PFDM信號(hào)的符號(hào)邊界位置的值。換句話說，當(dāng)假定參考時(shí)間由自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37產(chǎn)生時(shí)，符號(hào)邊界位置Nx是由參考時(shí)間表示的值。
此外，符號(hào)邊界位置Nx由前面提及的符號(hào)邊界計(jì)算電路43過濾，以使其精度被表述成小于自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37的操作時(shí)鐘周期。即，符號(hào)邊界位置Nx是從0～Ns的值，其精度包括小數(shù)點(diǎn)之后的值。
符號(hào)邊界校正電路44用整數(shù)精度(這是操作時(shí)鐘周期的精度)重寫符號(hào)邊界位置Nx，從而以操作時(shí)鐘的精度計(jì)算符號(hào)邊界位置。另外，符號(hào)邊界校正電路44根據(jù)符號(hào)邊界位置Nx的小數(shù)點(diǎn)之后的精度，計(jì)算相位誤差量值βm，相位誤差量值βm指示FFT抽取定時(shí)和符號(hào)邊界定時(shí)之間，精度小于操作時(shí)鐘周期的差值，并根據(jù)相位誤差量值βm，產(chǎn)生提供給相位校正電路11的相位校正信號(hào)。
如下所述內(nèi)部構(gòu)成符號(hào)邊界校正電路44。
如圖34中所示，符號(hào)邊界校正電路44包括整數(shù)舍入電路44a，減法器44b，相位校正量計(jì)算電路44c和復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)換電路44d。
整數(shù)舍入電路44a被供給符號(hào)邊界計(jì)算電路43計(jì)算的符號(hào)邊界位置Nx。整數(shù)舍入電路44a把供給的符號(hào)邊界位置Nx四舍五入成操作時(shí)鐘精度的值。即，它把符號(hào)邊界位置Nx舍入成包括在0～Ns范圍中的整數(shù)。例如，整數(shù)舍入電路44a實(shí)現(xiàn)整數(shù)舍入，例如把符號(hào)邊界位置Nx下舍入成小數(shù)點(diǎn)之后的值，把符號(hào)邊界位置Nx上舍入成小數(shù)點(diǎn)之后的值，或者相對(duì)于a value the decimal point，把符號(hào)邊界位置Nx舍入。整數(shù)舍入后的符號(hào)邊界位置Nx被提供給減法器44b。另外，整數(shù)舍入后的符號(hào)邊界位置Nx作為符號(hào)開始信息被提供給開始標(biāo)記發(fā)生電路45。
減法器44b從來自符號(hào)邊界計(jì)算電路43的符號(hào)邊界位置Nx(表述到小數(shù)點(diǎn)之后的符號(hào)邊界位置Nx)中，減去來自整數(shù)舍入電路44a的符號(hào)邊界位置Nx(整數(shù)精度符號(hào)邊界位置Nx)。減法器44b的輸出是FFT抽取定時(shí)和符號(hào)邊界定時(shí)之間，精度小于操作時(shí)鐘周期的差值，即相位誤差量值βm。來自減法器44b的相位誤差量值βm被提供給相位校正量計(jì)算電路44c。
相位校正量計(jì)算電路44c被供給相位誤差量值βm和每個(gè)子載波的子載波編號(hào)n。子載波編號(hào)n從幀同步電路18等提供。相位校正量計(jì)算電路44c根據(jù)相位誤差量值βm，計(jì)算每個(gè)子載波的校正量θclk(n)，如下面的等式所示θclk(n)＝2πnβm/Nu這里n是子載波編號(hào)，Nu表示有效符號(hào)的數(shù)目(即，子載波的數(shù)目)。
對(duì)于位于OFDM信號(hào)的中心頻率的子載波，子載波編號(hào)n的取值為0。間隔頻率Δf(Δf＝1/TT是有效符號(hào)長度)布置子載波，并向每個(gè)子載波分配一個(gè)編號(hào)。布置在比中心頻率低的頻率的子載波分別被賦予編號(hào)-1～-512，而布置在比中心頻率高的頻率的子載波分別被賦予編號(hào)1～511。
另外，校正量不同于一個(gè)子載波，其原因在于由于相位校正量βm由FFT抽取定時(shí)和符號(hào)邊界定時(shí)之間的延遲表示，從而，關(guān)于延遲時(shí)間發(fā)生的相位旋轉(zhuǎn)因頻率而異。
如上所述，相位校正量計(jì)算電路44c確定相位校正量θclk(n)，并將其提供給復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)換電路44d。
復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)換電路44d通過計(jì)算相位校正量θclk(n)的正弦和余弦，把供給的相位校正量θclk(n)轉(zhuǎn)換成復(fù)數(shù)信號(hào)。復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)換電路44d把復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)換后的相位校正量(cos(θclk(n))和sin(θclk(n)))作為相位校正信號(hào)提供給相位校正電路11。
在被供給相位校正信號(hào)的情況下，相位校正電路11實(shí)現(xiàn)和來自FFT計(jì)算電路10的OFDM頻域信號(hào)中的每個(gè)子載波對(duì)應(yīng)的數(shù)據(jù)與來自復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)換電路44d的相位校正信號(hào)(cos(θclk(n))和sin(θclk(n)))的復(fù)數(shù)乘法。更具體地說，相位校正電路11實(shí)現(xiàn)如下所示的矩陣計(jì)算(Iout(n)Qout(n))=cosθclk(n)-sinθclk(n)sinθclk(n)cosθclk(n)(Iin(n)Qin(n))]]>這里Iin(n)和Qin(n)表示來自FFT計(jì)算電路10的子載波編號(hào)n的計(jì)算結(jié)果，Iin(n)表示實(shí)數(shù)部分，Qin(n)表示虛數(shù)部分，Iout(n)和Qout(n)表示來自相位校正電路11的子載波編號(hào)n的相位校正結(jié)果。Iout(n)表示實(shí)數(shù)分量，Qout(n)表示虛數(shù)分量。
從而，符號(hào)邊界校正電路44具有非常簡(jiǎn)單的電路結(jié)構(gòu)，并且能夠精確地校正誤差。此外，由于符號(hào)邊界校正電路44利用還未進(jìn)行FFT計(jì)算的保護(hù)相關(guān)/峰值信號(hào)，計(jì)算誤差量，因此和通過反饋引導(dǎo)信號(hào)等實(shí)現(xiàn)校正的情況相比，能夠很快引入同步。
開始標(biāo)記發(fā)生電路開始標(biāo)記發(fā)生電路45被供給從符號(hào)邊界校正電路44，每M個(gè)符號(hào)供給的符號(hào)開始信息(整數(shù)舍入符號(hào)邊界位置Nx)，并產(chǎn)生表示FFT計(jì)算的信號(hào)抽取定時(shí)(即，F(xiàn)FT計(jì)算開始定時(shí))的開始標(biāo)記。在每個(gè)OFDM符號(hào)產(chǎn)生一個(gè)開始標(biāo)記。
如圖34中所示，開始標(biāo)記發(fā)生電路45包括計(jì)數(shù)器45a，寄存器45b和比較器45c。
計(jì)數(shù)器45a是與保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路12中的自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37同步工作的同周期同步計(jì)數(shù)器。即，計(jì)數(shù)器45a計(jì)數(shù)值0～Ns。此外，計(jì)數(shù)器45a根據(jù)自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37中的計(jì)數(shù)，得到在前述符號(hào)邊界計(jì)算電路43中被延遲延遲時(shí)間的相位。
每次宣稱有效標(biāo)記時(shí)(定時(shí)“1”)，寄存器45b保存來自符號(hào)邊界校正電路44的符號(hào)開始信息(整數(shù)舍入符號(hào)邊界位置Nx)。
比較器45c比較來自計(jì)數(shù)器45a的計(jì)數(shù)和保存在寄存器45b中的符號(hào)開始信息，以便產(chǎn)生當(dāng)所述計(jì)數(shù)和符號(hào)開始信息一致時(shí)變成High(1)的開始標(biāo)記。
比較器45c產(chǎn)生的開始標(biāo)記被提供給FFT計(jì)算電路10。當(dāng)開始標(biāo)記變成High(1)時(shí)，F(xiàn)FT計(jì)算電路10使供給的串行數(shù)據(jù)序列并行化，以便抽取用于FFT計(jì)算的Nu塊數(shù)據(jù)。
如上所述，開始標(biāo)記發(fā)生電路45把由符號(hào)邊界計(jì)算電路43計(jì)算的符號(hào)邊界位置Nx指示的定時(shí)，轉(zhuǎn)換成與供給FFT計(jì)算電路10的串行數(shù)據(jù)序列同步的開始標(biāo)記，并將其提供給FFT計(jì)算電路10。
注意，雖然根據(jù)本實(shí)施例，計(jì)數(shù)器45a被設(shè)置在開始標(biāo)記發(fā)生電路45中，不過可借助延遲調(diào)整自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37的計(jì)數(shù)，并將其提供給比較器45c。
另外，與自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37的計(jì)數(shù)相關(guān)的計(jì)數(shù)器45a的延遲可以是由向符號(hào)邊界計(jì)算電路43的處理延遲增加余量，以調(diào)整FFT計(jì)算的抽取范圍而產(chǎn)生的值，以致源于在先幻象(ghost)的符號(hào)間干擾將被消除。
第一實(shí)施例的效果如上所述，作為本發(fā)明第一實(shí)施例的OFDM接收器1配備如同所謂的DLL電路那樣構(gòu)成的符號(hào)邊界計(jì)算電路43。于是，根據(jù)第一實(shí)施例的OFDM接收器1能夠根據(jù)利用保護(hù)間隔的相關(guān)性，計(jì)算的符號(hào)邊界位置，估計(jì)準(zhǔn)確的符號(hào)邊界位置。
另外，在符號(hào)邊界計(jì)算電路43中設(shè)置了限制器52，限制器52把作為DLL的殘余分量的相差Δθ的水平限制在TH1＞TH2的預(yù)定范圍內(nèi)。于是，作為本發(fā)明第一實(shí)施例的OFDM接收器1能夠消除在衰減環(huán)境中產(chǎn)生的脈沖噪聲，提高同步保持力。
另外，在符號(hào)邊界計(jì)算電路43中設(shè)置了把作為DLL的殘余分量的相差Δθ乘以某一增益的非對(duì)稱增益電路53。非對(duì)稱增益電路53判斷供給DLL的符號(hào)邊界位置(峰值定時(shí)Np)是早于還是晚于DLL估計(jì)的符號(hào)邊界位置(Nx)。當(dāng)峰值定時(shí)Np早于符號(hào)邊界位置Nx時(shí)，非對(duì)稱增益電路53把相差Δθ乘以較小的增益。如果峰值定時(shí)Np晚于符號(hào)邊界位置Nx，那么非對(duì)稱增益電路53將把相差Δθ乘以較大的增益。于是，在由于多路徑等的緣故，檢測(cè)到多個(gè)峰值的情況下，根據(jù)第一實(shí)施例的OFDM接收器1能夠更肯定地跟蹤較早的信號(hào)(主電波)。
另外，在符號(hào)邊界計(jì)算電路43中設(shè)置了時(shí)鐘誤差校正電路55，時(shí)鐘誤差校正電路55把時(shí)鐘頻率誤差量加入作為DLL的殘余分量的相差Δθ中。于是，作為本發(fā)明第一實(shí)施例的OFDM接收器1能夠更精確地估計(jì)符號(hào)邊界位置。此外，作為第一實(shí)施例的OFDM接收器1能夠在作為添加到相差Δθ中的時(shí)鐘頻率誤差，從相差Δθ轉(zhuǎn)換來的時(shí)鐘頻率誤差，和根據(jù)峰值定時(shí)Np計(jì)算的時(shí)鐘頻率誤差之間做出恰當(dāng)?shù)倪x擇。從而，根據(jù)第一實(shí)施例的OFDM接收器1通過增加從峰值定時(shí)Np轉(zhuǎn)換來的時(shí)鐘頻率誤差，能夠更快地引入同步。
另外，在符號(hào)邊界計(jì)算電路43中設(shè)置了相位發(fā)生電路56，相位發(fā)生電路56把作為DLL殘余分量的相差Δθ添加到當(dāng)前的估計(jì)符號(hào)邊界位置中，并更新估計(jì)的符號(hào)邊界位置。相位發(fā)生電路56能夠在通過累積殘余分量而產(chǎn)生的符號(hào)邊界位置和根據(jù)峰值定時(shí)Np計(jì)算的初始位置之間做出恰當(dāng)?shù)倪x擇，并把選擇的結(jié)果作為當(dāng)前的估計(jì)符號(hào)邊界位置。在根據(jù)本發(fā)明第一實(shí)施例的OFDM接收器1中，通過把起源于自峰值定時(shí)Np的轉(zhuǎn)換的初始位置，作為當(dāng)前的估計(jì)符號(hào)邊界位置添加到相差Δθ中，能夠更快地引入同步。
第二實(shí)施例下面，圖解說明本發(fā)明的第二實(shí)施例。
除了符號(hào)邊界計(jì)算電路是改進(jìn)形式的符號(hào)邊界計(jì)算電路43之外，類似于根據(jù)前述第一實(shí)施例的OFDM接收器1，設(shè)計(jì)作為本發(fā)明第二實(shí)施例的OFDM接收器。于是，將只關(guān)于符號(hào)邊界計(jì)算電路舉例說明根據(jù)第二實(shí)施例的OFDM接收器。和第一實(shí)施例中的組件相同或相似的組件用在第一實(shí)施例的說明中參考的附圖中的相同或相似的附圖標(biāo)記表示，并且將不再贅述。
圖35是設(shè)置在作為第二實(shí)施例的OFDM接收器中的符號(hào)邊界計(jì)算電路的方框圖。符號(hào)邊界計(jì)算電路用附圖標(biāo)記65表示。
如圖35中所示，符號(hào)邊界計(jì)算電路65包括相位比較電路51，限制器52，增益電路66，非對(duì)稱低通濾波器67，時(shí)鐘誤差校正電路55，相位發(fā)生電路56，同步管理電路57，第一寄存器58，第二寄存器59和第三寄存器60。
圖36是增益電路66和非對(duì)稱低通濾波器67的電路圖。
增益電路66被供給相差Δθ，所述相差Δθ是限制器52的輸出，并且已被限幅。增益電路66把供給的相差Δθ乘以預(yù)定增益G。乘以增益G的相差Δθ被提供給非對(duì)稱低通濾波器67。
非對(duì)稱低通濾波器67被供給在增益電路66中，乘以增益的相差Δθ，和來自保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路12的有效標(biāo)記。
如圖所示，非對(duì)稱低通濾波器67包括負(fù)載啟用寄存器67a，比較器67b，減法器67c，第一乘法器67d，第二乘法器67e，選擇器67f和加法器67g。
負(fù)載啟用寄存器67a在其啟用端口EN被供給有效標(biāo)記，在其輸入端口D被供給來自非對(duì)稱低通濾波器67的輸出(平均相差A(yù)veΔθ)。
比較器67b比較相差Δθ和0。當(dāng)相差Δθ小于0時(shí)，比較器67b輸出Low(0)。相反，如果相差Δθ大于0，那么比較器67b輸出High(1)。
減法器67c從來自增益電路66的相差Δθ中減去來自寄存器67a的輸出。更具體地說，減法器67c從供給的相差Δθ中減去一個(gè)樣本之前(當(dāng)有效標(biāo)記變成High時(shí))，來自非對(duì)稱低通濾波器67的輸出(平均相差A(yù)veΔθ)，從而提供相差Δθ的余量。
第一乘法器67d把來自減法器67c的相差Δθ的余量乘以第一系數(shù)Ka。第二乘法器67e把來自減法器67c的相差Δθ的余量乘以第二系數(shù)Kb。應(yīng)注意第一和第二系數(shù)Ka和Kb的關(guān)系是Ka＞Kb。當(dāng)比較器67b的輸出是Low(0)時(shí)，選擇器67f選擇并輸出來自第一乘法器67b的輸出(相差Δθ的余量和第一系數(shù)Ka的乘積)。如果比較器67b的輸出是High(1)時(shí)，選擇器67f將選擇并輸出來自第二乘法器67e的輸出(相差Δθ的余量和第二系數(shù)Kb的乘積)。
加法器67g把乘以第一或第二系數(shù)Ka或Kb的余量和寄存器67a的輸出相加。加法器67g的輸出也是非對(duì)稱低通濾波器67的輸出(平均相差A(yù)veΔθ)。
非對(duì)稱低通濾波器67計(jì)算的平均相差A(yù)veΔθ被提供給時(shí)鐘誤差校正電路55。
如上所述，非對(duì)稱低通濾波器67使用IIR型濾波器求供給的相差Δθ的平均值，從而提供平均相差A(yù)veΔθ。此外，非對(duì)稱低通濾波器67判斷峰值定時(shí)Np是早于還是晚于符號(hào)邊界位置Nx。如果峰值定時(shí)Np早于符號(hào)邊界位置Nx，那么非對(duì)稱低通濾波器67將設(shè)置高頻通帶。當(dāng)峰值定時(shí)Np晚于符號(hào)邊界位置Nx時(shí)，非對(duì)稱低通濾波器67將設(shè)置低頻通帶。即，在多路徑環(huán)境中，檢測(cè)到多個(gè)峰值的情況下，非對(duì)稱低通濾波器67改變通帶，以便更快地響應(yīng)時(shí)間在先的信號(hào)(主電波)。
第三實(shí)施例下面舉例說明本發(fā)明的第三實(shí)施例。
除了保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路和符號(hào)邊界計(jì)算電路分別是第一實(shí)施例中的保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路12和符號(hào)邊界計(jì)算電路43的改進(jìn)形式之外，作為本發(fā)明第三實(shí)施例的OFDM接收器類似于作為第一實(shí)施例的OFDM接收器1。于是，將只關(guān)于保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路和符號(hào)邊界計(jì)算電路，說明根據(jù)第三實(shí)施例的OFDM接收器。和第一實(shí)施例中的組件相同或相似的組件用在第一實(shí)施例的說明中參考的附圖中的相同或相似的附圖標(biāo)記表示，并且將不再贅述。
圖37是設(shè)置在作為第三實(shí)施例的OFDM接收器中的保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路的方框圖。保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路用附圖標(biāo)記70表示。另外，圖38是保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路70中的各種信號(hào)的定時(shí)圖。
如圖37中所示，作為本發(fā)明第三實(shí)施例的OFDM接收器使用保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路70代替第一實(shí)施例中的保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路12。
保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路70包括延遲電路31，復(fù)共軛電路32，乘法電路33，移動(dòng)和電路34，幅度計(jì)算電路35，角度轉(zhuǎn)換電路36，自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37，輸出電路39，定時(shí)控制計(jì)數(shù)器71，累加電路72，和峰值檢測(cè)電路73。
延遲電路31，復(fù)共軛電路32，乘法電路33，移動(dòng)和電路34，幅度計(jì)算電路35，角度轉(zhuǎn)換電路36，自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37和輸出電路39如同第一實(shí)施例中那樣工作。圖38A表示來自載頻糾錯(cuò)電路9的OFDM時(shí)域信號(hào)，圖38B表示被延遲電路31延遲有效符號(hào)時(shí)間的OFDM時(shí)域信號(hào)，圖38C表示保護(hù)相關(guān)信號(hào)，保護(hù)相關(guān)信號(hào)指示OFDM時(shí)域信號(hào)和被延遲有效符號(hào)(Nu個(gè)樣本)的OFDM時(shí)域信號(hào)之間的相關(guān)性。
定時(shí)控制計(jì)數(shù)器71計(jì)數(shù)來自自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37的符號(hào)標(biāo)記(High(1)，當(dāng)計(jì)數(shù)N變成0時(shí))。定時(shí)控制計(jì)數(shù)器71具有M個(gè)累加符號(hào)的循環(huán)(M是大于1的自然數(shù))。即，定時(shí)控制計(jì)數(shù)器71從0～M-1循環(huán)計(jì)數(shù)符號(hào)。定時(shí)控制計(jì)數(shù)器71產(chǎn)生有效標(biāo)記(High(1)，當(dāng)計(jì)數(shù)變成0時(shí))，并將其提供給累加電路72，峰值檢測(cè)電路73和輸出電路39。
累加電路72累加符號(hào)周期中，來自幅度計(jì)算電路35的保護(hù)相關(guān)信號(hào)的幅度分量，如圖38D中所示。更具體地說，累加電路72累加定時(shí)控制計(jì)數(shù)器71的一個(gè)周期(0～M-1)的幅度分量(從有效標(biāo)記變成High(1)時(shí)到有效標(biāo)記再次變成High(1)為止)。應(yīng)注意累加電路72參考來自自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37的計(jì)數(shù)N，并累加每次達(dá)到相同計(jì)數(shù)N時(shí)的值。即，OFDM符號(hào)中位于相同定時(shí)的信號(hào)分量被累加。累加電路72把指示保護(hù)相關(guān)信號(hào)的累加幅度分量的累加信號(hào)提供給峰值檢測(cè)電路73。
峰值檢測(cè)電路73檢測(cè)定時(shí)控制計(jì)數(shù)器71的一個(gè)周期(0～Ns-1)中，累加值較高的點(diǎn)，并檢測(cè)在該點(diǎn)的自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37的計(jì)數(shù)。當(dāng)定時(shí)控制計(jì)數(shù)器71的計(jì)數(shù)移向下一循環(huán)時(shí)，峰值檢測(cè)電路73檢測(cè)累加值再次較高的新點(diǎn)。峰值檢測(cè)電路73檢測(cè)的計(jì)數(shù)是表示保護(hù)相關(guān)信號(hào)的峰值時(shí)間的峰值定時(shí)Np。另外，峰值檢測(cè)電路73檢測(cè)在峰值時(shí)間的保護(hù)相關(guān)信號(hào)的相位分量，并將其提供給輸出電路39。
當(dāng)定時(shí)控制計(jì)數(shù)器71的計(jì)數(shù)變成0時(shí)(有效標(biāo)記變成High(1)時(shí))，輸出電路39接受來自峰值檢測(cè)電路73的計(jì)數(shù)，將其保存到內(nèi)部寄存器中，并把該計(jì)數(shù)設(shè)置成處于可向外提供的狀態(tài)(如圖38中所示)。保存在寄存器中的計(jì)數(shù)作為指示保護(hù)相關(guān)信號(hào)的峰值時(shí)間的信息(峰值定時(shí)Np)，被提供給下游的定時(shí)同步電路。類似地，當(dāng)定時(shí)控制計(jì)數(shù)器71的計(jì)數(shù)變成0時(shí)，輸出電路39接受來自峰值檢測(cè)電路的相位分量，將其保存在內(nèi)部寄存器中，并把該相位分量設(shè)置成處于可向外提供的狀態(tài)。保存在寄存器中的相位分量被提供給下游的窄帶載波誤差計(jì)算電路14。
上述保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路70累加M個(gè)符號(hào)的保護(hù)相關(guān)信號(hào)，從而根據(jù)累加結(jié)果計(jì)算峰值位置。于是，和在每個(gè)符號(hào)檢測(cè)峰值位置的情況相比，能夠更精確地檢測(cè)邊界位置。
保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路70輸出峰值定時(shí)Np(如圖38F中所示)，相位分量，有效標(biāo)記(如圖38G中所示)和符號(hào)標(biāo)記(如圖38H中所示)。當(dāng)有效標(biāo)記變成High(1)時(shí)，向外提供峰值定時(shí)Np和相位分量。即，每M個(gè)符號(hào)輸出峰值定時(shí)Np和相位分量。自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37每次循環(huán)時(shí)(當(dāng)自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37的計(jì)數(shù)變成0時(shí))，符號(hào)標(biāo)記(如圖38H中所示)變成High(1)。
圖39是包括在作為第三實(shí)施例的OFDM接收器中的符號(hào)邊界計(jì)算電路74的方框圖。
根據(jù)第三實(shí)施例的OFDM接收器使用符號(hào)邊界計(jì)算電路74(如圖39中所示)，代替包括在第一實(shí)施例中的OFDM接收器1中的符號(hào)邊界計(jì)算電路43。
符號(hào)邊界計(jì)算電路74包括相位比較電路51，限制器52，非對(duì)稱增益電路53，低通濾波器54，時(shí)鐘誤差校正電路55，同步管理電路57，時(shí)鐘誤差校正電路75，相位發(fā)生電路76和輸出電路77。
相位比較電路51，限制器52，非對(duì)稱增益電路53，低通濾波器54，和時(shí)鐘誤差校正電路55如同第一實(shí)施例中那樣工作。
符號(hào)邊界計(jì)算電路74被供給來自保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路70的峰值定時(shí)Np，有效標(biāo)記和符號(hào)標(biāo)記。每M個(gè)符號(hào)，有效標(biāo)記變成High(1)。每個(gè)符號(hào)，符號(hào)標(biāo)記變成High(1)。符號(hào)邊界計(jì)算電路43響應(yīng)每M個(gè)符號(hào)供給的峰值定時(shí)Np，每個(gè)符號(hào)地計(jì)算符號(hào)邊界位置Nx。
圖40是時(shí)鐘誤差校正電路75的電路圖。
時(shí)鐘誤差校正電路75被供給來自低通濾波器54的平均相差A(yù)veΔθ，和來自保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路70的有效標(biāo)記。另外，時(shí)鐘誤差校正電路75被供給來自時(shí)鐘頻率誤差計(jì)算電路41的時(shí)鐘頻率誤差，和來自同步管理電路57的第一負(fù)載標(biāo)記。
如圖所示，時(shí)鐘誤差校正電路75包括乘法器75a，第一加法器75b，第一寄存器75c，第二寄存器75d和第二加法器75e。
乘法器75a把來自低通濾波器54的平均相差A(yù)veΔθ乘以預(yù)定系數(shù)K1。乘法器75a的輸出代表時(shí)鐘頻率誤差的殘余分量。
第一加法器75b把保存在第一寄存器75c中的當(dāng)前的估定時(shí)鐘頻率誤差和來自乘法器75a的殘余分量相加，從而計(jì)算將相對(duì)于平均相差A(yù)veΔθ校正的時(shí)鐘頻率誤差。
第一寄存器75c保存來自第一加法器75b的當(dāng)前的估定時(shí)鐘頻率誤差。第一寄存器75c是所謂的負(fù)載啟用寄存器，在其啟用端口EN被供給有效標(biāo)記，在其輸入端口D被供給第一加法器75b的輸出，在低啟用端口LEN被供給來自同步管理電路57的第一負(fù)載標(biāo)記，在其負(fù)載端口LD被供給來自時(shí)鐘頻率誤差計(jì)算電路41的時(shí)鐘頻率誤差。于是，當(dāng)同步管理電路57確定時(shí)鐘頻率誤差計(jì)算電路41的輸出穩(wěn)定時(shí)，第一寄存器75c接受時(shí)鐘頻率誤差計(jì)算電路41的輸出。如果所述輸出被確定為不穩(wěn)定時(shí)，第一寄存器75c將接受第一加法器75b的輸出。
第二寄存器75d保存來自低通濾波器54的平均相差A(yù)veΔθ。第二寄存器75d也是負(fù)載啟用寄存器，在其啟用端口EN被供給有效標(biāo)記。即，第二寄存器75d把平均相差A(yù)veΔθ延遲一個(gè)有效標(biāo)記周期(M個(gè)符號(hào))。
第二加法器75e把來自第一寄存器75c的時(shí)鐘頻率誤差和來自第二寄存器75d的平均相差A(yù)veΔθ相加。已加入時(shí)鐘頻率誤差的平均相差A(yù)veΔθ被提供給相位發(fā)生電路76和輸出電路77。
上述時(shí)鐘誤差校正電路75能夠相對(duì)于平均相差A(yù)veΔθ校正時(shí)鐘頻率誤差分量，并持續(xù)一個(gè)有效標(biāo)記(M個(gè)符號(hào))的周期，保持輸出的平均相差A(yù)veΔθ。
圖41表示相位發(fā)生電路76和輸出電路77的電路結(jié)構(gòu)。
相位發(fā)生電路76被供給來自時(shí)鐘誤差校正電路75的平均相差A(yù)veΔθ，和來自保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路70的有效標(biāo)記。另外，相位發(fā)生電路76被供給來自初始相位計(jì)算電路42的初始相位，和來自同步管理電路57的第二負(fù)載標(biāo)記。
相位發(fā)生電路76包括加法器76a和寄存器76b。
加法器76a被供給來自時(shí)鐘誤差校正電路75的平均相差A(yù)veΔθ，和保存在寄存器76b中的當(dāng)前的估計(jì)相位。加法器76a的平均相差A(yù)veΔθ和當(dāng)前的估計(jì)相位相連，從而提供符號(hào)邊界位置Nx。
寄存器76b是所謂的負(fù)載啟用寄存器，在其啟用端口EN被供給有效標(biāo)記，在輸入端口D被供給第一加法器76a的輸出，在負(fù)載啟用端口LEN被供給來自同步管理電路57的第二負(fù)載標(biāo)記，并在負(fù)載端口LD被供給來自初始相位計(jì)算電路42的初始相位。于是，當(dāng)同步管理電路57確定初始相位計(jì)算電路42的輸出穩(wěn)定時(shí)，寄存器76b接受初始相位計(jì)算電路42的輸出。如果所述輸出被確定為不穩(wěn)定，那么寄存器76b將接受加法器76a的輸出。
來自相位發(fā)生電路76的符號(hào)邊界位置Nx被提供給相位比較電路51。
上述相位發(fā)生電路76通過把當(dāng)前的估計(jì)相位和平均相差A(yù)veΔθ相加，計(jì)算符號(hào)邊界位置Nx。即，相位發(fā)生電路76通過把在從相位比較電路51到時(shí)鐘誤差校正電路75的路徑上計(jì)算的相位的誤差分量和當(dāng)前的估計(jì)相位相加，產(chǎn)生表示最終符號(hào)邊界位置Nx的輸出相位。
另外，在相位發(fā)生電路76中，在每個(gè)有效標(biāo)記周期(每M個(gè)符號(hào))，更新寄存器76b中的值。
輸出電路77被供給來自時(shí)鐘誤差校正電路75的平均相差A(yù)veΔθ，和來自保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路70的符號(hào)標(biāo)記。另外，輸出電路77被供給來自初始相位計(jì)算電路42的初始相位，和來自同步管理電路57的第二負(fù)載標(biāo)記。
輸出電路77包括乘法器77a，加法器77b，第一寄存器77c和第二寄存器77d。
乘法器77a被供給來自時(shí)鐘誤差校正電路75的平均相差A(yù)veΔθ。每M個(gè)符號(hào)更新平均相差A(yù)veΔθ。乘法器77a把平均相差A(yù)veΔθ乘以1/M，以便將其插入對(duì)應(yīng)于一個(gè)符號(hào)的值中。
加法器77b被供給乘法器77a的輸出和保存在寄存器77c中的當(dāng)前的估計(jì)相位。加法器77b把插入與一個(gè)符號(hào)對(duì)應(yīng)的值中的平均相差A(yù)veΔθ和當(dāng)前的估計(jì)相位相加，從而輸出符號(hào)邊界位置Nx。
第一寄存器77c也是所謂的啟用寄存器，在其啟用端口EN被供給符號(hào)標(biāo)記，在輸入端口D被供給加法器77b的輸出，在負(fù)載啟用端口LEN被供給來自同步管理電路57的第二負(fù)載標(biāo)記，并在其負(fù)載端口LD被供給來自初始相位計(jì)算電路42的初始相位。于是，當(dāng)同步管理電路57確定來自初始相位計(jì)算電路42的輸出穩(wěn)定時(shí)，寄存器76b接受初始相位計(jì)算電路42的輸出。如果所述輸出被確定為不穩(wěn)定時(shí)，寄存器76b將接受加法器76a的輸出。
來自相位發(fā)生電路76的符號(hào)邊界位置Nx被提供給符號(hào)邊界校正電路44。
第二寄存器77d把在其輸入端口D供給的信號(hào)延遲一個(gè)時(shí)鐘。寄存器77d還在其輸入端口D被供給來自保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路70的有效標(biāo)記，并使其輸出端口Q與符號(hào)邊界校正電路44連接。于是，寄存器77d與符號(hào)邊界位置Nx同步，從而向符號(hào)邊界校正電路44提供符號(hào)標(biāo)記。從寄存器77d供給的符號(hào)標(biāo)記是用于提供給符號(hào)邊界校正電路44的符號(hào)邊界位置Nx的有效標(biāo)記。
上述輸出電路77在從相位比較電路51到時(shí)鐘誤差校正電路75的路徑上，把每M個(gè)符號(hào)計(jì)算的平均相差A(yù)veΔθ設(shè)置成1/M，并每個(gè)符號(hào)地累加數(shù)值。于是，即使每M個(gè)符號(hào)，保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路70產(chǎn)生峰值定時(shí)Np，也能夠每個(gè)符號(hào)地產(chǎn)生符號(hào)邊界位置。
第四實(shí)施例下面，舉例說明本發(fā)明的第四實(shí)施例。
在OFDM信號(hào)的一些傳輸標(biāo)準(zhǔn)中，定義OFDM符號(hào)的周期和保護(hù)間隔可被改變。例如，在ISDB-T標(biāo)準(zhǔn)中，定義模式1-3，符號(hào)長度和保護(hù)間隔之間的比值可被改變。在ISDB-T標(biāo)準(zhǔn)中，還定義1/4、1/8、1/16和1/32任意之一可被選為有效符號(hào)長度和保護(hù)間隔之間的比值。
作為第四實(shí)施例的OFDM接收器具有對(duì)應(yīng)于接收的OFDM信號(hào)的符號(hào)周期和保護(hù)間隔，選擇各種控制參數(shù)的功能。
除了具有模式發(fā)生電路和控制器的定時(shí)同步電路之外，作為本發(fā)明第四實(shí)施例的OFDM接收器類似于作為第一實(shí)施例的OFDM接收器1。于是，將只關(guān)于定時(shí)同步電路，模式發(fā)生電路和控制器，說明根據(jù)第四實(shí)施例的OFDM接收器。和第一實(shí)施例中的組件相同或相似的組件用在第一實(shí)施例的說明中參考的附圖中的相同或相似的附圖標(biāo)記表示，并且將不再贅述。
圖42是根據(jù)本發(fā)明第四實(shí)施例的OFDM接收器中的定時(shí)同步電路80的電路圖。
作為第四實(shí)施例的OFDM接收器包括定時(shí)同步電路80，模式/GI發(fā)生電路81和頻帶控制電路82。
代替作為本發(fā)明第一實(shí)施例的OFDM接收器1中的定時(shí)同步電路13，設(shè)置定時(shí)同步電路80。
模式/GI發(fā)生電路81產(chǎn)生表示接收OFDM信號(hào)的有效符號(hào)長度的信息(模式)，和表示保護(hù)間隔的信息(GI)。用于設(shè)置模式的信息和用于設(shè)置GI的信息由外部控制器，用戶等給出。模式/GI發(fā)生電路81檢測(cè)來自控制器或用戶的設(shè)置信息，并把信息提供給符號(hào)邊界計(jì)算電路83。
頻帶控制電路82產(chǎn)生表示符號(hào)邊界計(jì)算電路83中的每個(gè)過濾因數(shù)和增益系數(shù)的信息(頻帶控制信息)。用于頻帶控制的設(shè)置信息從外部控制器或用戶提供。頻帶控制電路82檢測(cè)來自控制器或用戶的設(shè)置信息，并把信息提供給符號(hào)邊界計(jì)算電路83。
如圖43中所示，符號(hào)邊界計(jì)算電路83包括相位比較電路51，限制器52，非對(duì)稱增益電路53，低通濾波器54，時(shí)鐘誤差校正電路55，相位發(fā)生電路56，同步管理電路57，第一寄存器58，第二寄存器59，第三寄存器60和過濾控制電路84。
相位比較電路51，限制器52，非對(duì)稱增益電路53，低通濾波器54和時(shí)鐘誤差校正電路55在內(nèi)部電路結(jié)構(gòu)和操作方面與第一實(shí)施例相同，但是，諸如過濾因數(shù)，符號(hào)系數(shù)和閾值之類各種參數(shù)可由過濾控制電路84改變。
過濾控制電路84根據(jù)模式/GI和頻帶控制信息，控制用于相位比較電路51，限制器52，非對(duì)稱增益電路53，低通濾波器54和時(shí)鐘誤差校正電路55的參數(shù)，例如過濾因數(shù)，增益系數(shù)和閾值。
過濾控制電路84如下所述控制這些參數(shù)作為第一實(shí)施例的OFDM接收器1中的符號(hào)邊界計(jì)算電路43每隔峰值定時(shí)Np的每次輸入(每次產(chǎn)生有效標(biāo)記)，實(shí)現(xiàn)單一循環(huán)過濾。循環(huán)過濾周期是自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37的周期。即，它與接收的OFDM信號(hào)的符號(hào)周期同步。于是，在第一實(shí)施例中，當(dāng)接收的OFDM信號(hào)的模式和保護(hù)間隔(GI)被改變時(shí)，自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37的周期相應(yīng)變化。當(dāng)自由運(yùn)行計(jì)數(shù)器37的周期被改變時(shí)，即使符號(hào)邊界計(jì)算電路43中的過濾因數(shù)等未被改變，過濾頻帶也將對(duì)應(yīng)于符號(hào)長度發(fā)生變化。
但是，最好應(yīng)對(duì)應(yīng)于接收IFDM信號(hào)的環(huán)境，例如Doppler頻率等，改變?cè)诜?hào)邊界計(jì)算電路43內(nèi)設(shè)置的過濾頻帶，而不是取決于符號(hào)長度。
因此，作為第四實(shí)施例的OFDM接收器中的過濾控制電路84對(duì)應(yīng)于模式/GI，控制各種參數(shù)，例如過濾因數(shù)，增益系數(shù)和閾值，從而即使符號(hào)長度發(fā)生變化，基本過濾頻帶也不會(huì)發(fā)生變化。例如，在假定模式3下的過濾因數(shù)是基本過濾因數(shù)的情況下，控制參數(shù)，以致當(dāng)模式被設(shè)置成模式3時(shí)，按照1/2改變所有過濾因數(shù)。此外，過濾控制電路84對(duì)應(yīng)于模式/GI，控制諸如過濾因數(shù)，增益系數(shù)和閾值之類參數(shù)，從而按照來自用戶的頻帶改變命令改變基本過濾頻帶。
從而，根據(jù)本發(fā)明第四實(shí)施例的OFDM接收器能夠?qū)?yīng)于接收的OFDM信號(hào)的設(shè)置，實(shí)現(xiàn)最佳解調(diào)。
注意雖然在第四實(shí)施例中，過濾因數(shù)本身被改變，從而即使接收的OFDM信號(hào)的設(shè)置被改變，過濾頻帶也不會(huì)發(fā)生變化，不過也可控制保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路12的峰值定時(shí)Np的間隔。更具體地說，可不太頻繁地產(chǎn)生峰值定時(shí)Np，或者可控制保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路12產(chǎn)生峰值定時(shí)Np的間隔，從而，即使符號(hào)長度發(fā)生變化，也能間隔恒定的距離產(chǎn)生峰值定時(shí)Np。
第五實(shí)施例下面，將舉例說明本發(fā)明的第五實(shí)施例。
第五實(shí)施例的OFDM接收器使用前饋型濾波器，而不是在本發(fā)明第一實(shí)施例的OFDM接收器1中使用的DLL結(jié)構(gòu)反饋型濾波器。
除了對(duì)應(yīng)于根據(jù)第一實(shí)施例的OFDM接收器1中的定時(shí)同步電路13的定時(shí)同步電路之外，本發(fā)明第五實(shí)施例的OFDM接收器類似于第一實(shí)施例的OFDM接收器1。于是，將只關(guān)于定時(shí)同步電路，說明根據(jù)第五實(shí)施例的OFDM接收器。和第一實(shí)施例中的組件相同或相似的組件用在第一實(shí)施例的說明中參考的附圖中的相同或相似的附圖標(biāo)記表示，并且將不再贅述。
第五實(shí)施例的OFDM接收器包括如圖44中所示的定時(shí)同步電路85。代替第一實(shí)施例中的定時(shí)同步電路13，設(shè)置定時(shí)同步電路85。
定時(shí)同步電路85包括初始相位計(jì)算電路42，符號(hào)邊界計(jì)算電路86，符號(hào)邊界校正電路44和開始標(biāo)記發(fā)生電路45。
圖45表示符號(hào)邊界校正電路44的內(nèi)部結(jié)構(gòu)。
如圖45中所示，符號(hào)邊界計(jì)算電路86包括非對(duì)稱增益電路87，低通濾波器88，同步管理電路89，選擇器90a和啟用寄存器90b。
符號(hào)邊界計(jì)算電路86被供給峰值定時(shí)Np和有效標(biāo)記，并被供給來自初始相位計(jì)算電路42的初始相位。
(非對(duì)稱增益電路)非對(duì)稱增益電路87被供給來自保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路12的峰值定時(shí)Np，和來自符號(hào)邊界計(jì)算電路86的，已被寄存器90b延遲一個(gè)有效標(biāo)記的符號(hào)邊界位置Nx。
非對(duì)稱增益電路87包括減法器87a，比較器87b，把峰值定時(shí)Np乘以第一增益Ga的第一乘法器87c，把峰值定時(shí)Np乘以第二增益Gb的第二乘法器87d，和選擇第一或第二乘法器87c或87d的輸出的選擇器87e。第一和第二增益Ga和Gb的關(guān)系是Ga＞Gb。但是，該關(guān)系可被設(shè)置成Ga+Gb＝1。
減法器87a從保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路12供給的峰值定時(shí)Np中減去符號(hào)邊界誤差Nx，從而計(jì)算它們之間的差值。
比較器87b比較來自減法器87a的余數(shù)和0。當(dāng)余數(shù)小于0時(shí)，比較器87b輸出Low(0)。如果余數(shù)大于0，那么比較器87b將輸出High(1)。當(dāng)比較器87b輸出Low(0)時(shí)，選擇器87e選擇并輸出來自第一乘法器87c的峰值定時(shí)Np和Ga的乘積。如果比較器87b輸出High(1)，選擇器87c將選擇并輸出來自第二乘法器87d的峰值定時(shí)Np和Gb的乘積。
更具體地說，非對(duì)稱增益電路87判斷峰值定時(shí)Np是早于還是晚于符號(hào)邊界位置Nx。當(dāng)峰值定時(shí)Np早于符號(hào)邊界位置Nx時(shí)，在非對(duì)稱增益電路87中，峰值定時(shí)Np被乘以較小的增益Gb。相反，如果峰值定時(shí)Np晚于符號(hào)邊界位置Nx，那么它被乘以較大的增益Ga。即，在由于多路徑環(huán)境等的緣故，檢測(cè)到多個(gè)峰值的情況下，非對(duì)稱增益電路87選擇某一增益作為峰值定時(shí)Np的乘數(shù)，從而能夠容易地實(shí)現(xiàn)與時(shí)間在先信號(hào)(主電波)的同步。
在非對(duì)稱增益電路87中被乘以某一增益的峰值定時(shí)Np被提供給低通濾波器88。
(低通濾波器和選擇器)低通濾波器88被供給在非對(duì)稱增益電路87中乘以某一增益的峰值定時(shí)Np，和來自保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路12的有效標(biāo)記。另外，低通濾波器88被供給來自初始相位計(jì)算電路42的初始相位，和來自同步管理電路89的負(fù)載標(biāo)記。
低通濾波器88包括寄存器88a，乘法器88b，減法器88c和加法器88d。
寄存器88a保存當(dāng)前的估計(jì)相位。乘法器88b把保存在寄存器88a中的當(dāng)前的估計(jì)相位乘以預(yù)定系數(shù)。減法器88c從非對(duì)稱增益電路87的輸出中減去乘法器88b的輸出。加法器88d把保存在寄存器88a中的當(dāng)前的估計(jì)相位和減法器88c的輸出相加，從而提供估計(jì)相位。加法器88d的輸出被提供為低通濾波器88的輸出。
選擇器90a在低通濾波器88的輸出和初始相位計(jì)算電路42的輸出之間進(jìn)行選擇，從而提供符號(hào)邊界位置Nx。選擇器90a根據(jù)來自同步管理電路89的負(fù)載標(biāo)記進(jìn)行選擇。當(dāng)負(fù)載標(biāo)記為High(1)時(shí)，來自初始相位計(jì)算電路42的初始相位被輸出為符號(hào)邊界位置Nx。如果負(fù)載標(biāo)記為Low(0)，那么來自低通濾波器88的輸出將被輸出為符號(hào)邊界位置Nx。
這里注意寄存器88a是負(fù)載啟用寄存器，在其啟用端口EN被供給有效標(biāo)記，在輸入端口D被供給來自加法器88d的輸出，在負(fù)載啟用端口LEN被供給來自同步管理電路89的負(fù)載標(biāo)記，在其負(fù)載端口LE被供給來自初始相位計(jì)算電路42的初始相位。即，寄存器88a可被供給兩個(gè)估計(jì)值，一個(gè)估計(jì)值是來自加法器88d的當(dāng)前的估計(jì)相位，另一個(gè)是來自外部初始相位計(jì)算電路42的估計(jì)值。
上述兩個(gè)值可用作供給寄存器88a的當(dāng)前的估計(jì)相位。來自初始相位計(jì)算電路42的初始相位允許更快的響應(yīng)，因?yàn)椴槐乩奂酉辔徽`差。
于是，在低通濾波器88中，同步管理電路89管理兩種狀態(tài)同步引入和穩(wěn)態(tài)。
當(dāng)處于同步引入狀態(tài)時(shí)，同步管理電路89把來自初始相位計(jì)算電路42的初始相位保存到寄存器88a中，同時(shí)負(fù)載標(biāo)記被設(shè)置成High91)，以便縮短引入周期，并在選擇器90a輸送來自初始相位計(jì)算電路42的輸出，作為符號(hào)邊界位置Nx。另一方面，當(dāng)處于穩(wěn)態(tài)時(shí)，同步管理電路89把來自低通濾波器88的，在加法器88d輸送的輸出保存到寄存器88a中，同時(shí)負(fù)載標(biāo)記被設(shè)置成Low(0)，并在選擇器90a輸送來自低通濾波器88的輸出，作為符號(hào)邊界位置Nx。
另外，同步管理電路89利用狀態(tài)機(jī)管理引入狀態(tài)和穩(wěn)態(tài)。例如，同步管理電路89使用定時(shí)器，把系統(tǒng)工作開始之后的狀態(tài)用作引入狀態(tài)，直到過去預(yù)定時(shí)間為止，而把過去預(yù)定時(shí)間之后的狀態(tài)用作穩(wěn)態(tài)，或者監(jiān)視來自初始相位計(jì)算電路42的輸出，從而把在來自初始相位計(jì)算電路42的輸出的變化落入預(yù)定范圍之前的狀態(tài)作為引入狀態(tài)，而把輸出變化落入所述范圍之后的狀態(tài)作為穩(wěn)態(tài)。
在上述第五實(shí)施例中，通過用前饋型濾波器形成符號(hào)邊界計(jì)算電路，快速引入符號(hào)邊界位置的同步。
(第五實(shí)施例的變形)根據(jù)第五實(shí)施例，可類似于圖46中所示的電路，設(shè)計(jì)符號(hào)邊界計(jì)算電路86。
如圖46中所示，符號(hào)邊界計(jì)算電路86包括非對(duì)稱低通濾波器91，同步管理電路89，選擇器90a，和啟用寄存器90b。
非對(duì)稱低通濾波器91被供給來自保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路12的峰值定時(shí)Np和有效標(biāo)記。另外，非對(duì)稱低通濾波器91被供給來自初始相位計(jì)算電路42的初始相位和來自同步管理電路89的負(fù)載標(biāo)記。
如圖所示，非對(duì)稱低通濾波器91包括第一減法器91a，比較器91b，寄存器91c，第二減法器91d，把來自第二減法器91d的余量乘以第一增益Ka的第一乘法器91e，把來自第二減法器91d的余量乘以第一增益Kb的第二乘法器91f，和選擇器91g。
第一和第二增益Ka和Kb的關(guān)系是Ka＞Kb。
第一減法器91a從保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路12供給的峰值定時(shí)Np中減去符號(hào)邊界位置Nx，從而得到余量。
比較器91b比較來自第一減法器91a的余量和0。當(dāng)余量小于0時(shí)，比較器91b輸出Low(0)。如果余量大于0，那么比較器91b將輸入High(1)。
寄存器91c保存當(dāng)前的估計(jì)相位。第二減法器91d從來自保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路12的峰值定時(shí)Np中減去保存在寄存器91c中的當(dāng)前的估計(jì)相位，從而得到殘余分量。
第一乘法器91e把來自第二減法器91d的殘余分量乘以第一系數(shù)Ka。第二乘法器91f把來自第二減法器91d的余量乘以第二系數(shù)Kb。
當(dāng)比較器91b的輸出是Low(0)時(shí)，選擇器91g選擇并輸出第一乘法器91e的輸出(殘余分量和Ka的乘積)。如果比較器91b的輸出是High(1)時(shí)，選擇器91g將選擇并輸出第二乘法器91f的輸出(殘余分量和Kb的乘積)。
同樣包括在非對(duì)稱低通濾波器91中的加法器91h把保存在寄存器91c中的當(dāng)前的估計(jì)相位和選擇器91g的輸出相加，從而提供估計(jì)相位。加法器91h的輸出是非對(duì)稱低通濾波器91的輸出。
在第五實(shí)施例的上述變形中，通過用前饋形IIR濾波器形成符號(hào)邊界計(jì)算電路，快速引入符號(hào)邊界位置的同步。
另外在第五實(shí)施例的變形中，非對(duì)稱低通濾波器91判斷峰值定時(shí)Np是早于還是晚于符號(hào)邊界位置Nx。當(dāng)峰值定時(shí)Np早于符號(hào)邊界位置Nx時(shí)，非對(duì)稱低通濾波器91設(shè)置高頻通帶。如果峰值定時(shí)Np晚于符號(hào)邊界位置Nx，那么非對(duì)稱低通濾波器91將設(shè)置低頻通帶。即，在由于多路徑環(huán)境等的緣故，檢測(cè)到多個(gè)峰值的情況下，非對(duì)稱低通濾波器91選擇更快響應(yīng)時(shí)間在先信號(hào)(主電波)的通帶。
第六實(shí)施例下面，舉例說明本發(fā)明的第六實(shí)施例。
除了不包括分別和根據(jù)第一實(shí)施例的OFDM接收器1的定時(shí)同步電路13中的時(shí)鐘頻率誤差計(jì)算電路41及初始相位計(jì)算電路42對(duì)應(yīng)的任意時(shí)鐘頻率誤差計(jì)算電路及初始相位計(jì)算電路之外，本發(fā)明第六實(shí)施例的OFDM接收器類似于第一實(shí)施例的OFDM接收器1。于是，將只關(guān)于定時(shí)同步電路，說明根據(jù)第六實(shí)施例的OFDM接收器。和第一實(shí)施例中的組件相同或相似的組件用在第一實(shí)施例的說明中參考的附圖中的相同或相似的附圖標(biāo)記表示，并且將不再贅述。
第六實(shí)施例的OFDM接收器包括如圖47中所示的定時(shí)同步電路92。代替第一實(shí)施例中的定時(shí)同步電路13，設(shè)置定時(shí)同步電路92。
定時(shí)同步電路92包括符號(hào)邊界校正電路93，符號(hào)邊界校正電路44，和開始標(biāo)記發(fā)生電路45。即，定時(shí)同步電路92對(duì)應(yīng)于第一實(shí)施例中的定時(shí)同步電路13的一種形式，其中省略了時(shí)鐘誤差計(jì)算電路41和初始相位計(jì)算電路42。
由于這種結(jié)構(gòu)，符號(hào)邊界計(jì)算電路93包括相位比較電路51，限制器52，非對(duì)稱增益電路53，低通濾波器54，時(shí)鐘誤差校正電路55，相位發(fā)生電路56，第一寄存器58，第二寄存器59和第三寄存器60。即，符號(hào)邊界計(jì)算電路93對(duì)應(yīng)于包括在第一實(shí)施例中的符號(hào)邊界計(jì)算電路43的一種形式，其中省略了同步管理電路57。另外，與同步管理電路57的省略同時(shí)，時(shí)鐘誤差校正電路55中的寄存器55b可以是如圖49中所示的啟用寄存器，相位發(fā)生電路56中的寄存器55b可以是如圖50中所示的啟用寄存器。
第七實(shí)施例下面，舉例說明本發(fā)明的第七實(shí)施例。
第七實(shí)施例的OFDM接收器使用圖51中所示的電路，代替第一實(shí)施例的OFDM接收器1中的時(shí)鐘頻率誤差計(jì)算電路41，從而除了這方面之外，第七實(shí)施例和第一實(shí)施例相同。于是，只關(guān)于同樣用附圖標(biāo)記41表示的時(shí)鐘頻率誤差計(jì)算電路，說明根據(jù)第七實(shí)施例的OFDM接收器。
如圖51中所示，在第七實(shí)施例中應(yīng)用的時(shí)鐘頻率誤差計(jì)算電路41包括梯度檢測(cè)電路95，直方圖發(fā)生電路96和輸出電路97。
梯度檢測(cè)電路95檢測(cè)從保護(hù)相關(guān)/峰值檢測(cè)電路12供給的峰值定時(shí)Np的時(shí)間變化率。即，它是檢測(cè)峰值定時(shí)Np的梯度S的電路。在梯度檢測(cè)電路95內(nèi)，提供在檢測(cè)梯度的檢測(cè)周期中，彼此不同的多個(gè)路徑，并輸出在所述多個(gè)路徑上確定的多個(gè)梯度S。
例如，在頻率選擇衰減環(huán)境中接收OFDM信號(hào)的情況下，主電波和延遲電波的接收電平分別循環(huán)變化。從而，當(dāng)檢測(cè)保護(hù)相關(guān)信號(hào)的峰值位置時(shí)，峰值位置指示的符號(hào)邊界位置在主電波和延遲電波之間循環(huán)轉(zhuǎn)換。即，當(dāng)主電波的接收電平較高時(shí)，檢測(cè)到主電波的符號(hào)邊界位置。如果延遲電波的接收電平較高時(shí)，檢測(cè)到延遲電波的符號(hào)邊界位置。
在頻率選擇衰減狀態(tài)下，并且當(dāng)產(chǎn)生時(shí)鐘頻率誤差時(shí)，在每個(gè)通常恒定的周期(衰減周期)中，峰值定時(shí)Np將反復(fù)被增大和減小主電波和延遲電波之間的時(shí)間差值。另外，其中在主電波和延遲電波之間轉(zhuǎn)換接收電平的周期將因接收環(huán)境而不同，更長或者更短。
當(dāng)在接收環(huán)境，例如頻率選擇衰減環(huán)境中檢測(cè)峰值定時(shí)Np的梯度S時(shí)，不可能精確地檢測(cè)任意梯度，取決于檢測(cè)周期T的長度和檢測(cè)相位。于是，當(dāng)在固定的檢測(cè)周期T和檢測(cè)相位中檢測(cè)梯度S時(shí)，可能檢測(cè)到不正確的梯度S，取決于衰減周期。
于是，在梯度檢測(cè)電路95中，設(shè)置了在檢測(cè)峰值定時(shí)Np的梯度S的檢測(cè)周期T方面，彼此不同的多個(gè)梯度檢測(cè)路徑，以便根據(jù)在多個(gè)梯度檢測(cè)路徑上檢測(cè)到的梯度S(例如，圖51中所示的S1-S5)，全面地測(cè)量時(shí)鐘頻率誤差。借助這種檢測(cè)，即使發(fā)生任意頻率選擇衰減，也能夠以較高的精度檢測(cè)時(shí)鐘頻率誤差。
直方圖發(fā)生電路96被供給在檢測(cè)峰值定時(shí)Np的梯度的周期方面不同的多個(gè)梯度S。直方圖發(fā)生電路96把供給的多個(gè)梯度S分入水平彼此不同的多個(gè)類別中，并產(chǎn)生代表梯度S的分類類別的檢測(cè)頻率的直方圖。直方圖發(fā)生電路96累積梯度S的檢測(cè)頻率，繪制直方圖，并輸出直方圖中的最高檢測(cè)頻率值(最頻繁梯度類別的梯度)。
通過根據(jù)這樣的直方圖估定時(shí)鐘頻率誤差，能夠精確并且穩(wěn)定地地計(jì)算時(shí)鐘頻率誤差。
輸出電路97判斷來自直方圖發(fā)生電路96的最頻繁梯度是否穩(wěn)定。當(dāng)確定所述梯度穩(wěn)定時(shí)，輸出電路97產(chǎn)生達(dá)到同步標(biāo)記，并把最大頻率梯度輸出為時(shí)鐘頻率誤差。
在根據(jù)第七實(shí)施例的OFDM解調(diào)器中，設(shè)置了檢測(cè)峰值定時(shí)Np的梯度S的多個(gè)路徑，并利用彼此不同的路徑之間的檢測(cè)間隔，計(jì)算時(shí)鐘頻率誤差。從而，即使接收環(huán)境惡化，也能夠準(zhǔn)確地計(jì)算時(shí)鐘頻率誤差。另外，在根據(jù)第七實(shí)施例的OFDM解調(diào)器中，檢測(cè)到峰值定時(shí)Np的梯度的頻率被形成為直方圖，根據(jù)該直方圖，計(jì)算時(shí)鐘頻率誤差。從而，能夠精確并且穩(wěn)定地計(jì)算時(shí)鐘頻率誤差。
前面，參考附圖，關(guān)于本發(fā)明的某些優(yōu)選實(shí)施例，詳細(xì)說明了本發(fā)明。但是，本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員應(yīng)明白本發(fā)明并不局限于這些實(shí)施例，相反在不脫離附加權(quán)利要求限定的本發(fā)明的范圍和精神的情況下，可按照各種方式修改本發(fā)明，以各種其它形式構(gòu)成或體現(xiàn)本發(fā)明。
權(quán)利要求
1.一種OFDM解調(diào)器，用于解調(diào)使用傳輸符號(hào)作為傳輸單位的正交頻分復(fù)用(OFDM)信號(hào)，所述傳輸符號(hào)包括通過對(duì)信息序列進(jìn)行時(shí)分，并將所述信息調(diào)制到多個(gè)子載波中而產(chǎn)生的有效符號(hào)，以及通過復(fù)制一部分所述有效符號(hào)的信號(hào)波形而產(chǎn)生的保護(hù)間隔，所述設(shè)備包括參考時(shí)間發(fā)生電路，用于基于參考時(shí)鐘而產(chǎn)生參考時(shí)間；保護(hù)相關(guān)峰值時(shí)間檢測(cè)電路，用于檢測(cè)所述OFDM信號(hào)的保護(hù)間隔部分的自相關(guān)性達(dá)到其峰值的定時(shí)，并產(chǎn)生與所述參考時(shí)間同步的定時(shí)(峰值時(shí)間)；符號(hào)邊界時(shí)間計(jì)算電路，用于基于峰值時(shí)間而計(jì)算符號(hào)邊界時(shí)間，其中所述符號(hào)邊界時(shí)間是與所述參考時(shí)間同步的傳輸符號(hào)的邊界時(shí)間，所述符號(hào)邊界時(shí)間計(jì)算電路包括用于產(chǎn)生與所述參考時(shí)間同步的符號(hào)邊界時(shí)間的符號(hào)邊界時(shí)間發(fā)生器；用于檢測(cè)所述符號(hào)邊界時(shí)間和峰值時(shí)間之間的差值的時(shí)間差檢測(cè)器；和用于通過對(duì)于所述時(shí)間差進(jìn)行低通濾波，計(jì)算平均時(shí)間差的求平均單元，其中所述符號(hào)邊界時(shí)間發(fā)生器根據(jù)所述平均時(shí)間差，計(jì)算所述符號(hào)邊界時(shí)間。
2.按照權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其中所述符號(hào)邊界時(shí)間計(jì)算電路包括非對(duì)稱增益單元，用于將時(shí)間差乘以某一增益，并將乘積提供給所述求平均單元；其中所述非對(duì)稱增益單元判斷所述峰值時(shí)間是早于還是晚于所述符號(hào)邊界時(shí)間，并使當(dāng)所述峰值時(shí)間晚于符號(hào)邊界時(shí)間時(shí)的增益大于當(dāng)所述峰值時(shí)間早于所述符號(hào)邊界時(shí)間時(shí)的增益。
3.按照權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其中所述求平均單元是IIR型低通濾波器，它包括用于將由從時(shí)間差中減去平均時(shí)間差而產(chǎn)生的余量乘以某一系數(shù)的乘法器，所述乘法器判斷所述峰值時(shí)間是早于還是晚于所述符號(hào)邊界時(shí)間，并使當(dāng)所述峰值時(shí)間晚于所述符號(hào)邊界時(shí)間時(shí)的系數(shù)大于當(dāng)所述峰值時(shí)間早于所述符號(hào)邊界時(shí)間時(shí)的系數(shù)。
4.按照權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其中所述符號(hào)邊界時(shí)間計(jì)算電路包括用于限制時(shí)間差的水平，并將限制后的時(shí)間差水平提供給所述求平均單元的限制器，所述限制器具有為此設(shè)置的上限和下限，并且當(dāng)時(shí)間差大于所述上限時(shí)，輸出所述上限作為時(shí)間差，當(dāng)時(shí)間差低于所述下限時(shí)，輸出所述下限作為時(shí)間差，當(dāng)時(shí)間差的值介于所述上限和所述下限之間時(shí)，輸出所述時(shí)間差。
5.按照權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其中所述符號(hào)邊界時(shí)間計(jì)算電路包括時(shí)鐘頻率誤差加法器，所述時(shí)鐘頻率誤差加法器將OFDM信號(hào)傳輸時(shí)鐘和基準(zhǔn)時(shí)鐘之間的時(shí)鐘頻率誤差加入到平均時(shí)間差中。
6.按照權(quán)利要求5所述的設(shè)備，其中所述符號(hào)邊界時(shí)間計(jì)算電路根據(jù)所述平均時(shí)間差，轉(zhuǎn)換所述時(shí)鐘頻率誤差的剩余分量，通過累加所述剩余分量，計(jì)算時(shí)鐘頻率誤差，并將計(jì)算出的時(shí)鐘頻率誤差和平均時(shí)間差相加。
7.按照權(quán)利要求5所述的設(shè)備，還包括時(shí)鐘頻率誤差計(jì)算電路，用于根據(jù)峰值時(shí)間的變化率來計(jì)算時(shí)鐘頻率誤差，所述符號(hào)邊界時(shí)間計(jì)算電路將由所述時(shí)鐘頻率誤差計(jì)算電路所計(jì)算的時(shí)鐘頻率誤差加入平均時(shí)間差中。
8.按照權(quán)利要求1所述的設(shè)備，還包括余量轉(zhuǎn)換電路，用于根據(jù)平均時(shí)間差，轉(zhuǎn)換OFDM信號(hào)傳輸時(shí)鐘和參考時(shí)鐘之間的時(shí)鐘頻率誤差的剩余分量；第一時(shí)鐘頻率誤差計(jì)算電路，用于通過累加所述剩余分量來計(jì)算第一時(shí)鐘頻率誤差；第二時(shí)鐘頻率誤差計(jì)算電路，用于根據(jù)峰值時(shí)間的變化率來計(jì)算第二時(shí)鐘頻率誤差；和時(shí)鐘頻率誤差選擇電路，用于選擇所述第一和第二時(shí)鐘頻率誤差的其中一個(gè)，所述符號(hào)邊界時(shí)間計(jì)算電路將由所述時(shí)鐘頻率誤差選擇電路所選擇的時(shí)鐘頻率誤差以及由所述余量轉(zhuǎn)換電路所轉(zhuǎn)換的余量相加，并進(jìn)一步將相加結(jié)果和平均時(shí)間差相加。
9.按照權(quán)利要求8所述的設(shè)備，其中所述時(shí)鐘頻率誤差選擇電路判斷所述第二時(shí)鐘頻率誤差是否穩(wěn)定，并且當(dāng)所述第二時(shí)鐘頻率誤差不穩(wěn)定時(shí)，選擇所述第一時(shí)鐘頻率誤差，或者當(dāng)所述第二時(shí)鐘頻率誤差穩(wěn)定時(shí)，選擇所述第二時(shí)鐘頻率誤差。
10.按照權(quán)利要求8所述的設(shè)備，其中所述第二時(shí)鐘頻率誤差計(jì)算電路包括多個(gè)變化率計(jì)算器，用于計(jì)算峰值時(shí)間的變化率；和誤差計(jì)算器，用于根據(jù)來自所述變化率計(jì)算器的多個(gè)時(shí)間變化率，計(jì)算所述第二時(shí)鐘頻率誤差，每個(gè)所述時(shí)間變化計(jì)算器具有為計(jì)算時(shí)間變化率而設(shè)置的時(shí)間間隔，其中所述時(shí)間間隔因所述時(shí)間變化計(jì)算器而不同。
11.按照權(quán)利要求8所述的設(shè)備，其中所述第二時(shí)鐘頻率誤差計(jì)算電路包括變化率計(jì)算器，用于以傳輸符號(hào)為單位來計(jì)算峰值時(shí)間變化率；直方圖發(fā)生器，被供給以傳輸符號(hào)為單位的時(shí)間變化率而對(duì)時(shí)間變化率進(jìn)行分類，并且產(chǎn)生直方圖，其中所述直方圖表示用于檢測(cè)每種類別中的時(shí)間變化率的頻率；和誤差計(jì)算器，用于根據(jù)直方圖計(jì)算第二時(shí)鐘頻率誤差。
12.按照權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其中所述符號(hào)邊界時(shí)間計(jì)算電路包括初始時(shí)間選擇器，用于選擇基于過去符號(hào)邊界時(shí)間而產(chǎn)生的第一初始時(shí)間以及基于峰值時(shí)間而產(chǎn)生的第二初始時(shí)間的其中一個(gè)，所述符號(hào)邊界時(shí)間發(fā)生器通過將由所述初始時(shí)間選擇器所選擇的初始時(shí)間和平均時(shí)間差相加，產(chǎn)生符號(hào)邊界時(shí)間。
13.按照權(quán)利要求12所述的設(shè)備，還包括用于根據(jù)峰值時(shí)間計(jì)算第二初始時(shí)間的初始時(shí)間計(jì)算電路，所述初始時(shí)間選擇器判斷從所述初始時(shí)間計(jì)算電路輸出的第二初始時(shí)間是否穩(wěn)定，當(dāng)所述第二初始時(shí)間不穩(wěn)定時(shí)，選擇所述第一初始時(shí)間，或者當(dāng)所述第二初始時(shí)間穩(wěn)定時(shí)，選擇所述第二初始時(shí)間。
14.按照權(quán)利要求13所述的設(shè)備，其中所述初始時(shí)間計(jì)算電路利用低通濾波器，根據(jù)峰值時(shí)間計(jì)算第二初始時(shí)間。
15.按照權(quán)利要求13所述的設(shè)備，其中所述初始時(shí)間計(jì)算電路利用移動(dòng)平均濾波器，根據(jù)峰值時(shí)間計(jì)算第二初始時(shí)間。
16.按照權(quán)利要求13所述的設(shè)備，其中所述初始時(shí)間計(jì)算電路利用中值選擇濾波器，根據(jù)峰值時(shí)間計(jì)算第二初始時(shí)間。
17.按照權(quán)利要求1所述的設(shè)備，還包括對(duì)應(yīng)于OFDM信號(hào)的傳輸符號(hào)周期，控制由所述符號(hào)邊界時(shí)間計(jì)算電路做出的每種設(shè)置的設(shè)置控制電路。
18.按照權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其中所述符號(hào)邊界時(shí)間計(jì)算電路對(duì)應(yīng)于傳輸符號(hào)周期，使所供給的峰值時(shí)間變得稀疏，從而峰值時(shí)間的輸入間隔將是恒定的。
19.按照權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其中所述保護(hù)間隔/峰值時(shí)間檢測(cè)電路以預(yù)定數(shù)目的符號(hào)為單位累加自相關(guān)，并根據(jù)累加結(jié)果，每隔每個(gè)被累加的符號(hào)產(chǎn)生一個(gè)峰值時(shí)間。
20.按照權(quán)利要求19所述的設(shè)備，其中對(duì)應(yīng)于峰值時(shí)間的出現(xiàn)間隔，來控制所述符號(hào)邊界時(shí)間計(jì)算電路。
21.按照權(quán)利要求20所述的設(shè)備，其中所述保護(hù)間隔/峰值時(shí)間檢測(cè)電路對(duì)應(yīng)于傳輸符號(hào)周期，控制符號(hào)的累加數(shù)，從而峰值時(shí)間的出現(xiàn)間隔將是恒定的。
22.按照權(quán)利要求1所述的設(shè)備，還包括傅里葉變換電路，用于抽取每個(gè)有效符號(hào)周期的OFDM信號(hào)，并且對(duì)于所抽取的有效符號(hào)周期的OFDM信號(hào)進(jìn)行傅里葉變換；和開始信號(hào)發(fā)生電路，用于根據(jù)由所述符號(hào)邊界時(shí)間計(jì)算電路所產(chǎn)生的符號(hào)邊界時(shí)間，產(chǎn)生開始信號(hào)，其中所述開始信號(hào)指示傅里葉變換抽取OFDM信號(hào)的時(shí)間。
23.按照權(quán)利要求22所述的設(shè)備，其中所述開始信號(hào)發(fā)生電路設(shè)置小于保護(hù)間隔周期的余量，并在從符號(hào)邊界計(jì)算時(shí)間被延遲所述余量的時(shí)間，產(chǎn)生開始信號(hào)。
24.按照權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其中所述符號(hào)邊界計(jì)算電路包括用于將時(shí)間差乘以某一增益的非對(duì)稱增益單元；和用于限制時(shí)間差的水平的限制器，其中所述非對(duì)稱增益單元判斷峰值時(shí)間是早于還是晚于所述符號(hào)邊界時(shí)間，并使當(dāng)所述峰值時(shí)間晚于所述符號(hào)邊界時(shí)間時(shí)的增益大于當(dāng)所述峰值時(shí)間早于所述符號(hào)邊界時(shí)間時(shí)的增益；和所述限制器具有為此設(shè)置的上限和下限，并且當(dāng)時(shí)間差大于所述上限時(shí)，輸出所述上限作為時(shí)間差，當(dāng)時(shí)間差低下所述下限時(shí)，輸出所述下限作為時(shí)間差，當(dāng)時(shí)間差的值介于所述上限和所述下限之間時(shí)，輸出所述時(shí)間差。
25.按照權(quán)利要求24所述的設(shè)備，其中所述符號(hào)邊界時(shí)間計(jì)算電路包括時(shí)鐘頻率誤差加法器，用于將OFDM信號(hào)傳輸時(shí)鐘和參考時(shí)鐘之間的時(shí)鐘頻率誤差加入平均時(shí)間差中。
26.按照權(quán)利要求24所述的設(shè)備，還包括余量轉(zhuǎn)換電路，用于根據(jù)平均時(shí)間差，轉(zhuǎn)換OFDM信號(hào)傳輸時(shí)鐘和參考時(shí)鐘之間的時(shí)鐘頻率誤差的剩余分量；第一時(shí)鐘頻率誤差計(jì)算電路，用于通過累加所述剩余分量，計(jì)算第一時(shí)鐘頻率誤差；第二時(shí)鐘頻率誤差計(jì)算電路，用于根據(jù)峰值時(shí)間的變化率，計(jì)算第二時(shí)鐘頻率誤差；和時(shí)鐘頻率誤差選擇電路，用于選擇第一和第二時(shí)鐘頻率誤差的其中一個(gè)，所述符號(hào)邊界時(shí)間計(jì)算電路將由所述時(shí)鐘頻率誤差選擇電路所選擇的時(shí)鐘頻率誤差以及由所述余量轉(zhuǎn)換電路所轉(zhuǎn)換的余量相加，并進(jìn)一步將相加結(jié)果和平均時(shí)間差相加。
27.按照權(quán)利要求24所述的設(shè)備，其中所述符號(hào)邊界時(shí)間計(jì)算電路包括初始時(shí)間選擇器，用于選擇根據(jù)過去符號(hào)邊界時(shí)間而產(chǎn)生的第一初始時(shí)間以及根據(jù)峰值時(shí)間而產(chǎn)生的第二初始時(shí)間的其中一個(gè)，所述符號(hào)邊界時(shí)間發(fā)生器通過將由所述初始時(shí)間選擇器所選擇的初始時(shí)間和平均時(shí)間差相加，產(chǎn)生符號(hào)邊界時(shí)間。
28.按照權(quán)利要求24所述的設(shè)備，還包括對(duì)應(yīng)于OFDM信號(hào)的傳輸符號(hào)周期，控制所述符號(hào)邊界時(shí)間計(jì)算電路做出的每種設(shè)置的設(shè)置控制電路。
29.按照權(quán)利要求24所述的設(shè)備，其中所述保護(hù)間隔/峰值時(shí)間檢測(cè)電路以預(yù)定數(shù)目的符號(hào)為單位來累加自相關(guān)，并根據(jù)累加結(jié)果，每隔每個(gè)被累加符號(hào)產(chǎn)生一個(gè)峰值時(shí)間。
30.按照權(quán)利要求24所述的設(shè)備，還包括傅里葉變換電路，用于抽取每個(gè)有效符號(hào)周期的OFDM信號(hào)，并且對(duì)于所抽取的有效符號(hào)周期的OFDM信號(hào)進(jìn)行傅里葉變換；和開始信號(hào)發(fā)生電路，用于根據(jù)所述符號(hào)邊界時(shí)間計(jì)算電路所產(chǎn)生的符號(hào)邊界時(shí)間，產(chǎn)生開始信號(hào)，其中所述開始信號(hào)指示傅里葉變換抽取OFDM信號(hào)的時(shí)間。
31.一種OFDM解調(diào)器，用于解調(diào)利用傳輸符號(hào)作為傳輸單位的正交頻分復(fù)用(OFDM)信號(hào)，所述傳輸符號(hào)包括通過對(duì)信息序列進(jìn)行時(shí)分，并將所述信息調(diào)制到多個(gè)子載波中而產(chǎn)生的有效符號(hào)，以及通過復(fù)制一部分所述有效符號(hào)的信號(hào)波形而產(chǎn)生的保護(hù)間隔，所述設(shè)備包括參考時(shí)間發(fā)生電路，用于根據(jù)參考時(shí)鐘而產(chǎn)生參考時(shí)間；保護(hù)相關(guān)峰值時(shí)間檢測(cè)電路，用于檢測(cè)OFDM信號(hào)的保護(hù)間隔部分的自相關(guān)性達(dá)到其峰值的定時(shí)，并產(chǎn)生與所述參考時(shí)間同步的定時(shí)(峰值時(shí)間)；符號(hào)邊界時(shí)間計(jì)算電路，用于根據(jù)峰值時(shí)間來計(jì)算符號(hào)邊界時(shí)間，其中所述符號(hào)邊界時(shí)間是與所述參考時(shí)間同步的傳輸符號(hào)的邊界時(shí)間，所述符號(hào)邊界時(shí)間計(jì)算電路包括非對(duì)稱增益單元，用于判斷峰值時(shí)間是早于還是晚于符號(hào)邊界時(shí)間，使當(dāng)所述峰值時(shí)間晚于所述符號(hào)邊界時(shí)間時(shí)的增益大于當(dāng)所述峰值時(shí)間早于所述符號(hào)邊界時(shí)間時(shí)的增益，并將所述峰值時(shí)間乘以增益；和求平均單元，用于通過對(duì)于所述非對(duì)稱增益單元乘以所述增益的峰值時(shí)間進(jìn)行低通濾波，計(jì)算符號(hào)邊界時(shí)間。
32.按照權(quán)利要求31所述的設(shè)備，其中所述非對(duì)稱增益單元將所述求平均單元中的低通濾波器所產(chǎn)生的剩余分量乘以某一系數(shù)。
33.按照權(quán)利要求31所述的設(shè)備，其中所述符號(hào)邊界時(shí)間計(jì)算電路包括初始時(shí)間選擇器，用于選擇根據(jù)過去符號(hào)邊界時(shí)間而產(chǎn)生的第一初始時(shí)間以及根據(jù)峰值時(shí)間而產(chǎn)生的第二初始時(shí)間的其中一個(gè)，所述求平均單元通過將所述初始時(shí)間選擇器所選擇的初始時(shí)間和所述低通濾波器所計(jì)算的值相加，產(chǎn)生符號(hào)邊界時(shí)間。
全文摘要
提供一種OFDM解調(diào)器，它包括產(chǎn)生保護(hù)間隔相關(guān)值的峰值定時(shí)Np的保護(hù)相關(guān)/峰值時(shí)間檢測(cè)電路(12)，以及根據(jù)峰值定時(shí)Np估計(jì)符號(hào)邊界時(shí)間Nx的定時(shí)同步電路(13)。定時(shí)同步電路(13)通過用DLL(延遲鎖定環(huán))濾波器(43)過濾峰值時(shí)間Np，計(jì)算符號(hào)邊界時(shí)間Nx。此外，DLL濾波器(43)包括限制相位誤差分量的范圍的限制器(52)，和對(duì)應(yīng)于相位誤差的極性，改變?cè)鲆娴牧恐?，以便防止由于衰減或多路徑，使定時(shí)不同步的非對(duì)稱增益電路(53)。
文檔編號(hào)H04L27/14GK1692588SQ20038010034
公開日2005年11月2日 申請(qǐng)日期2003年12月18日 優(yōu)先權(quán)日2002年12月27日
發(fā)明者舟本一久, 岡田隆宏, 池田保, 矢島篤, 池田康成 申請(qǐng)人:索尼株式會(huì)社