專(zhuān)利名稱(chēng)：一種基于二維擴(kuò)頻的信道估計(jì)方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于電子技術(shù)領(lǐng)域，如無(wú)線(xiàn)通信、移動(dòng)通信、雷達(dá)、電子對(duì)抗等，特別涉及采用直接序列擴(kuò)頻(如DS-CDMA)技術(shù)進(jìn)行通信的無(wú)線(xiàn)移動(dòng)通信系統(tǒng)(如WCDMA、cdma2000、TD-SCDMA等)。
背景技術(shù)：
圖1不失一般性的概括了直接序列擴(kuò)頻信號(hào)的發(fā)射機(jī)的組成PN序列發(fā)生器模塊1、乘法器2、擴(kuò)頻碼發(fā)生器模塊3、加法器模塊4、本地載波5、射頻處理1模塊6和發(fā)射天線(xiàn)7。
發(fā)射機(jī)工作過(guò)程信息比特b(t)通過(guò)乘法器模塊2與PN序列發(fā)生器模塊1產(chǎn)生的擴(kuò)頻序列元素αn相乘(αn的碼片速率為T(mén)c，原始的信息比特的速率為T(mén)，且T/Tc＝N，N就是直接序列擴(kuò)頻的處理增益，1≤n≤N)，相乘后得到的信號(hào)加入導(dǎo)引信號(hào)P(t)經(jīng)過(guò)擴(kuò)頻碼發(fā)生器模塊3產(chǎn)生的擴(kuò)頻碼擴(kuò)頻后的信號(hào)再與本地載波5相乘，調(diào)制到發(fā)射頻段，調(diào)制后的信號(hào)經(jīng)過(guò)射頻處理1模塊6饋入發(fā)射天線(xiàn)7，隨后輸入到傳輸介質(zhì)中。其中，射頻處理1模塊6的功能是使信號(hào)達(dá)到發(fā)射的要求，不同的發(fā)射機(jī)有著不同的射頻處理方式，這并不影響本發(fā)明的信道估計(jì)方法。
圖2示出了典型的RAKE接收機(jī)模型，它由接收天線(xiàn)8，射頻處理2模塊9，本地載波模塊10，乘法器2，濾波器11，捕獲跟蹤模塊12，PN序列發(fā)生器模塊1，信道估計(jì)模塊13，積分器模塊14，時(shí)域信道校正模塊15、合并器模塊16，判決模塊17組成。其工作過(guò)程為接收信號(hào)經(jīng)過(guò)接收天線(xiàn)8接收，送到射頻處理2模塊9處理后，經(jīng)過(guò)乘法器2混頻，濾波器11濾波后送到RAKE接收機(jī)18進(jìn)行接收處理，然后送到判決模塊17中判決恢復(fù)出發(fā)射的信息。
圖3示出了一種新的直接序列擴(kuò)頻信號(hào)的接收方法(專(zhuān)利發(fā)明人唐友喜邵士海，專(zhuān)利申請(qǐng)?zhí)?00410022547.8)它包括接收天線(xiàn)8、射頻處理3模塊19、同步模塊20、DFT模塊21、信道估計(jì)模塊22、乘法器模塊2、信道校正模塊23、求和模塊24、時(shí)域解擴(kuò)模塊25、判決模塊26，如圖3所示。其工作過(guò)程為接收機(jī)中接收天線(xiàn)8收到的信號(hào)經(jīng)過(guò)射頻處理3模塊19處理后，得到信號(hào)r(t)，將信號(hào)r(t)輸入到同步模塊20同步，經(jīng)過(guò)射頻處理后得到的信號(hào)r(t)輸入到DFT模塊21完成Nf點(diǎn)的DFT變換，然后通過(guò)乘法器模塊2跟βkmδkm相乘，相乘后的信號(hào)經(jīng)過(guò)信道估計(jì)模塊22輸出的信道估計(jì)信息在信道校正模塊23中進(jìn)行信號(hào)校正后，將各個(gè)信號(hào)通過(guò)求和模塊24做求和處理，求和的結(jié)果為將信號(hào)送入時(shí)域解擴(kuò)模塊25進(jìn)行時(shí)域解擴(kuò)后判決信號(hào)，最后，判決信號(hào)輸入到判決模塊26進(jìn)行判決，判決模塊輸出信息比特b(t)的估計(jì)值(t)為了使接收方能根據(jù)接收信息估計(jì)出信道響應(yīng)，去掉信道對(duì)接收解調(diào)的影響，準(zhǔn)確的恢復(fù)發(fā)射的信息，接收機(jī)利用接收到的發(fā)射機(jī)發(fā)射的導(dǎo)頻信號(hào)，進(jìn)行信道估計(jì)。如WCDMA、cdma2000、TD-SCDMA等通信系統(tǒng)。
現(xiàn)有的直接序列擴(kuò)頻通信的基于導(dǎo)引的信道估計(jì)方法(技術(shù))可以概括為以下四種(1)多時(shí)隙加權(quán)平均法(WMSA)該方法將多個(gè)時(shí)段的導(dǎo)引數(shù)據(jù)，分別乘以一個(gè)加權(quán)系數(shù)，然后累加，其結(jié)果就是該方法的信道估計(jì)結(jié)果。該方法的具體原理和實(shí)現(xiàn)見(jiàn)S.Abeta，M.Sawahashi，and F.Adachi，“Performance comparison betweentime-multiplexed pilot channel and parallel pilot channel for coherent Rake combining inDS-CDMA mobile radio，”IEICE Trans.Commun.，vol.E81-B，no.7，pp.1417-1425，July 1998。
(2)小波基擴(kuò)展法該方法的基本思想是時(shí)變信道是由許多正交的小波基組成，通過(guò)自適應(yīng)算法和導(dǎo)引信號(hào)，得到各個(gè)小波基的系數(shù)，然后通過(guò)離散小波變換的重建就獲得了信道小波的系數(shù)，從而完成信道估計(jì)。該方法的具體原理和實(shí)現(xiàn)見(jiàn)M.Martone，“Wavelet-based seperating kemels for array processing cellular DS/CDMA signals infast fading，”IEEE Trans.Commun，vol.48，pp.979-995，June 2000。
(3)魯棒性信道估計(jì)法該方法的基本原理跟多時(shí)隙加權(quán)平均法相似，不同的是加權(quán)系數(shù)的確定不一樣，該方法的加權(quán)系數(shù)的選擇為加權(quán)系數(shù)的傅立葉變換要滿(mǎn)足一定的條件。其具體原理和實(shí)現(xiàn)見(jiàn)Y.Li，L.J.Cimini，and N.R.Sollenberger，“Robustchannel estimation for OFDM systems with rapid dispersive fading channels，”IEEETrans.Commun.，vol.46，pp.902-915，July 1998。
(4)多項(xiàng)式插值法該方法的基本思想是利用收到的多個(gè)時(shí)段的導(dǎo)引數(shù)據(jù)，產(chǎn)生一個(gè)多項(xiàng)式表示一個(gè)時(shí)變的信道，從而完成信道估計(jì)。該方法的具體原理和實(shí)現(xiàn)見(jiàn)GuosenYue，Xiaobo Zhou，and Xiaodong Wang，“Performance Comparisons of ChannelEstimation Techniques in Multipath Fading CDMA，”IEEE TRANSACTIONS ONWIRELESS COMMUNICATIONS，VOL.3，NO.3，MAY 2004。
現(xiàn)有的直接序列擴(kuò)頻通信的基于導(dǎo)引的信道估計(jì)方法(技術(shù))，它們存在的缺點(diǎn)是(1)上述的方法1多時(shí)隙加權(quán)平均法、方法2小波基擴(kuò)展法，以及方法4多項(xiàng)式插值法，這些方法需要多個(gè)時(shí)段的導(dǎo)引數(shù)據(jù)，在快速變化的信道中估計(jì)精度不夠；(2)上述的方法中，所有的信道估計(jì)都是在時(shí)域進(jìn)行，在頻率選擇性信道中，由于各頻率在信道中的響應(yīng)不一樣，這些方法在頻率選擇性信道中估計(jì)就不夠準(zhǔn)確；(3)上述的各種方法計(jì)算繁瑣，復(fù)雜度高；(4)上述的各種方法適用于各種時(shí)域接收機(jī)，如時(shí)域直接序列擴(kuò)頻信號(hào)時(shí)域直接接收機(jī)、時(shí)域直接序列擴(kuò)頻信號(hào)時(shí)域瑞克(RAKE)接收機(jī)，這些信道估計(jì)方法不適合頻域接收機(jī)，如時(shí)域直接序列擴(kuò)頻信號(hào)頻域等效接收、一種新的直接序列擴(kuò)頻信號(hào)的接收方法(專(zhuān)利發(fā)明人唐友喜邵士海，專(zhuān)利申請(qǐng)?zhí)?00410022547.8)發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明的目的是提供一種基于二維擴(kuò)頻的信道估計(jì)方法，按照本發(fā)明方法組成的信道估計(jì)方法不僅能適用于時(shí)域接收機(jī)，而且能適用于頻域接收機(jī)，該方法具有低的復(fù)雜度、易集成、改善了信道估計(jì)性能、對(duì)芯片的要求降低，減小了系統(tǒng)開(kāi)銷(xiāo)，低成本的等特點(diǎn)。
為了方便地描述本發(fā)明的內(nèi)容，首先對(duì)有關(guān)術(shù)語(yǔ)定義如下導(dǎo)引提取模塊在接收到的信號(hào)中提取出導(dǎo)引信息；復(fù)數(shù)除模塊對(duì)輸入的數(shù)據(jù)進(jìn)行復(fù)數(shù)的除法運(yùn)算；時(shí)域平均模塊對(duì)輸入的信號(hào)，進(jìn)行時(shí)域的累加求和，然后求平均的運(yùn)算，如圖7所示。
需要說(shuō)明的是，上述模塊的內(nèi)容均為本領(lǐng)域的技術(shù)人員所熟知的。
本發(fā)明提供的一種基于二維擴(kuò)頻的信道估計(jì)方法，它包括離散傅立葉變換(DFTDiscrete Fourier Transform)模塊21、導(dǎo)引提取模塊27、復(fù)數(shù)除模塊28、時(shí)域平均模塊29、逆離散傅立葉變換(IDFTInverse Discrete Fourier Transform)模塊30，如圖5、圖6所示。
本發(fā)明的一種基于二維擴(kuò)頻的信道估計(jì)方法，包括下面的步驟接收機(jī)前端處理步驟 接收信號(hào)經(jīng)過(guò)接收天線(xiàn)接收，送給接收機(jī)前端處理；其特征是對(duì)于時(shí)域接收機(jī)它采用時(shí)域接收機(jī)信道估計(jì)方法，對(duì)于頻域接收機(jī)它采用頻域接收機(jī)信道估計(jì)方法；所述時(shí)域接收機(jī)進(jìn)行信道估計(jì)方法(如圖5所示)，采用如下步驟離散傅立葉變換處理步驟 將經(jīng)過(guò)接收機(jī)前端處理后得到的信號(hào)r(t)輸入到離散傅立葉變換(DFTDiscrete Fourier Transform)模塊21中，離散傅立葉變換模塊21完成點(diǎn)數(shù)為Nf的DFT變換，Nf是頻域的處理增益，Nf的取值可以根據(jù)通信信道的狀況及通信系統(tǒng)的具體需要設(shè)置；導(dǎo)引提取步驟 將離散傅立葉變換處理輸出的頻域信號(hào)送到導(dǎo)引提取模塊27，在導(dǎo)引提取模塊27中，根據(jù)發(fā)射機(jī)插入導(dǎo)引的方法，提取出第i個(gè)導(dǎo)引信號(hào)的頻域信息Pi，km輸出；復(fù)數(shù)除步驟 將導(dǎo)引提取輸出的第i個(gè)導(dǎo)引信號(hào)的頻域信息Pi，km送到復(fù)數(shù)除模塊28，在復(fù)數(shù)除模塊28中，將提取導(dǎo)引模塊27送出的第i個(gè)導(dǎo)引信號(hào)的頻域信息Pi，km除以αi，km后輸出ρi，km，其中αi，km為已知的導(dǎo)引數(shù)據(jù)的離散傅立葉變換后的信號(hào)；時(shí)域平均步驟 將復(fù)數(shù)除得到的信號(hào)ρi，km輸入到時(shí)域平均模塊29中，在時(shí)域平均模塊29中，將從復(fù)數(shù)除的模塊28中得到的信號(hào)在時(shí)間上進(jìn)行I個(gè)導(dǎo)引(如圖9所示)Nt組的累加后完成頻率的上的信道估計(jì)，輸出頻域信道估計(jì)信息Hm，其中Nt為直接序列擴(kuò)頻信號(hào)進(jìn)行時(shí)域平均時(shí)的處理增益；逆離散傅立葉變換步驟 將時(shí)域平均得到的頻域上的信道估計(jì)信息Hm送入到逆離散傅立葉變換模塊30，在IDFT模塊30中進(jìn)行逆離散傅立葉變換，得到時(shí)域上的信道估計(jì)h(t)。
經(jīng)過(guò)以上步驟后，就可以完成對(duì)直接序列擴(kuò)頻通信中用于時(shí)域接收機(jī)的信道估計(jì)，它的流程圖如圖8所示。
所述頻域接收機(jī)進(jìn)行信道估計(jì)方法(如圖6所示)，采用如下步驟導(dǎo)引提取步驟 將接收前端處理后的信號(hào)送到導(dǎo)引提取模塊27，在導(dǎo)引提取模塊27中，根據(jù)發(fā)射機(jī)插入導(dǎo)引的方法，提取出第i個(gè)導(dǎo)引信號(hào)的頻域信息Pi，km輸出；復(fù)數(shù)除步驟 將導(dǎo)引提取輸出的第i個(gè)導(dǎo)引信號(hào)的頻域信息Pi，km送到復(fù)數(shù)除模塊28，在復(fù)數(shù)除模塊28中，將提取導(dǎo)引模塊27送出的第i個(gè)導(dǎo)引信號(hào)的頻域信息Pi，km除以αi，km后輸出ρi，km，其中αi，km為已知的導(dǎo)引數(shù)據(jù)的離散傅立葉變換后的信號(hào)；時(shí)域平均步驟 將復(fù)數(shù)除得到的信號(hào)ρi，km輸入到時(shí)域平均模塊29中，在時(shí)域平均模塊29中，將從復(fù)數(shù)除的模塊28中得到的信號(hào)在時(shí)間上進(jìn)行I個(gè)導(dǎo)引(如圖9所示)Nt組的累加后完成頻率的上的信道估計(jì)，輸出頻域信道估計(jì)信息Hm，其中Nt為直接序列擴(kuò)頻信號(hào)進(jìn)行時(shí)域平均時(shí)的處理增益。
經(jīng)過(guò)以上步驟后，就可以完成對(duì)直接序列擴(kuò)頻通信中用于頻域接收機(jī)的信道估計(jì)。
這樣，按照上述方法，就可以完成對(duì)直接序列擴(kuò)頻通信中用于時(shí)域接收機(jī)或頻域接收機(jī)的信道估計(jì)。
需要說(shuō)明的是所述Nf的具體取值方式，可以是將發(fā)射端的擴(kuò)頻序列(長(zhǎng)度為N)分成 段，每一段中含有Nf個(gè)擴(kuò)頻序列的元素，每一段的序號(hào)用字母k(k=0,1,...,NNf-1)]]>來(lái)標(biāo)識(shí)，每段的信號(hào)經(jīng)DFT變換后輸出Nf路信號(hào)，其中第m路信號(hào)為Xkm，m＝1，2，...，Nf，如圖5、6所示；所述的DFT變換的點(diǎn)數(shù)Nf的取值取決于發(fā)射機(jī)和接收機(jī)的性能指標(biāo)以及通信信道的狀況等因素，圖5、6只是給出了一種具體的設(shè)置方式。其中，圖4表示將發(fā)射端的擴(kuò)頻序列αn(1≤n≤N)做分段處理，共分成 段，如果 不是正整數(shù)，那么最后一段的元素個(gè)數(shù)可能會(huì)小于Nf，這時(shí)可以采用一些信號(hào)處理方法使信號(hào)處理過(guò)程不受影響，所述的信號(hào)處理方法可以是序列尾部補(bǔ)零法，也可以是舍去法，等等。
所述的離散傅立葉變換(DFTDiscrete Fourier Transform)模塊21可以采用離散傅立葉變換技術(shù)，也可以采用快速傅立葉變換(FFTFast Fourier Transform)技術(shù)。
所述的時(shí)域平均模塊29中的時(shí)域平均的導(dǎo)引符號(hào)的總個(gè)數(shù)的I取值取決于發(fā)射機(jī)和接收機(jī)的性能指標(biāo)以及通信信道的狀況等因素，I可以是一個(gè)連續(xù)時(shí)間段內(nèi)的導(dǎo)引的個(gè)數(shù)，也可以是幾個(gè)連續(xù)時(shí)間段內(nèi)的導(dǎo)引的個(gè)數(shù)；時(shí)域處理增益Nt可以是等于 的整數(shù)部分，也可以是不等于 的整數(shù)部分。
本發(fā)明的一種基于二維擴(kuò)頻的信道估計(jì)方法，可用于各種接收直接序列擴(kuò)頻信號(hào)的接收機(jī)中的信道估計(jì)，如用于RAKE接收機(jī)等。
本發(fā)明是一種基于二維擴(kuò)頻的信道估計(jì)方法，它對(duì)直接序列擴(kuò)頻信號(hào)的發(fā)射機(jī)并沒(méi)有特殊的要求。
本發(fā)明的工作過(guò)程如圖5所示，接收信號(hào)經(jīng)過(guò)接收機(jī)射頻和同步處理后的信號(hào)r(t)送到DFT模塊21中進(jìn)行Nf點(diǎn)的離散傅立葉變換，輸出Nf路信號(hào)，第m路信號(hào)為Xkm(m＝1，2，...，Nf)，然后Xkm通過(guò)導(dǎo)引提取模塊27提取出第i個(gè)導(dǎo)引符號(hào)的頻域信息，輸出Nf路信號(hào)，第m路信號(hào)為Pi，km(m＝1，2，...，Nf)，抽取出的提取出第i個(gè)導(dǎo)引信號(hào)的頻域信息Pi，km送到復(fù)數(shù)除模塊28，除以已知的導(dǎo)引數(shù)據(jù)的Nf點(diǎn)的離散傅立葉變換后的信號(hào)，輸出Nf路信號(hào)，第m路信號(hào)為ρi，km(m＝1，2，...，Nf)，復(fù)數(shù)除后的信號(hào)ρi，km送到時(shí)域平均模塊29，在I個(gè)導(dǎo)引符號(hào)內(nèi)進(jìn)行Nt組的ρi，km時(shí)域累加后輸出Nf路頻域信道估計(jì)信息，第m路信號(hào)為Hm(m＝1，2，...，Nf)，將頻域上的信道估計(jì)送入IDFT模塊30，進(jìn)行IDFT變換，得到時(shí)域上的信道估計(jì)h(t)。
上述過(guò)程完成了本發(fā)明為時(shí)域接收機(jī)提供的信道估計(jì)方法，本發(fā)明為頻域接收機(jī)提供的信道估計(jì)方法的工作過(guò)程如圖6所示，頻域接收機(jī)的信道估計(jì)方法(如圖6所示)除了沒(méi)有對(duì)于接收信號(hào)的IDF變換和信道估計(jì)完成后的IDFT變換外，其余的工作過(guò)程與時(shí)域接收機(jī)的信道估計(jì)方法(如圖5所示)的工作過(guò)程完全一樣。
本發(fā)明的創(chuàng)新點(diǎn)本發(fā)明利用二維擴(kuò)頻的思想，將一維擴(kuò)頻的信號(hào)在時(shí)域和頻域上進(jìn)行處理，充分利用接收導(dǎo)引信號(hào)的所有能量，降低多徑間干擾的影響，同時(shí)將信號(hào)帶寬分成多個(gè)小于相關(guān)帶寬的子帶寬，減小了信道頻率選擇性的影響，提高了信道估計(jì)的準(zhǔn)確性。
本發(fā)明的實(shí)質(zhì)本發(fā)明利用二維擴(kuò)頻的思想，將接收到的導(dǎo)引信號(hào)同時(shí)進(jìn)行頻域分集和時(shí)域分集來(lái)進(jìn)行信道估計(jì)。按照本發(fā)明完成的信道估計(jì)，在頻域和時(shí)域上都進(jìn)行了分集，增加了處理增益。利用本發(fā)明的信道估計(jì)的方法完成的信道估計(jì)克服了在頻率選擇性信道中，時(shí)域上的信道估計(jì)不準(zhǔn)確的缺點(diǎn)，同時(shí)保持時(shí)域上的分集增益，增加了信道估計(jì)的準(zhǔn)確性。
按照本發(fā)明方法組成的信道估計(jì)方法與現(xiàn)有的其它的信道估計(jì)方法相比，有如下優(yōu)點(diǎn)(1)由于本發(fā)明采用FFT算法，降低了系統(tǒng)的復(fù)雜度，而且FFT芯片技術(shù)已經(jīng)相當(dāng)成熟，這樣有利于系統(tǒng)的集成實(shí)現(xiàn)，；(2)由于采用FFT技術(shù)對(duì)信號(hào)進(jìn)行接收，因此本發(fā)明可以充分利用接收信號(hào)的所有能量，降低信道中各徑間干擾的影響，有利于信道估計(jì)性能的改善；(3)本發(fā)明在步驟3中進(jìn)行Nf點(diǎn)的DFT運(yùn)算，而Nf的取值可以小于發(fā)射機(jī)中的擴(kuò)頻處理增益N，與現(xiàn)有的信道估計(jì)方法相比，本發(fā)明DFT運(yùn)算一次性處理的信號(hào)所對(duì)應(yīng)的時(shí)間長(zhǎng)度可以控制在信道的相干時(shí)間內(nèi)，這樣就可以在信道的相干時(shí)間內(nèi)進(jìn)行信道估計(jì)，提高了信道估計(jì)的精度；(4)本發(fā)明在步驟3中進(jìn)行Nf點(diǎn)的DFT運(yùn)算，將整個(gè)信號(hào)的帶寬平均分成Nf個(gè)子帶寬，這樣就可以將各個(gè)子帶寬控制在相關(guān)帶寬內(nèi)，提高頻域上的信道估計(jì)精度，從而提高信道估計(jì)精度；(5)本發(fā)明在步驟6中進(jìn)行多個(gè)導(dǎo)引的時(shí)域平均，增加了時(shí)域上的分集增益，提高了信道估計(jì)精度。
綜上所述，采用本發(fā)明所提出的一種基于二維擴(kuò)頻的信道估計(jì)方法，降低了現(xiàn)有的信道估計(jì)的復(fù)雜度；采用FFT算法，利用成熟的FFT芯片技術(shù)，有利于系統(tǒng)的集成；并且還可以充分利用接收導(dǎo)引信號(hào)的所有能量，降低徑間干擾的影響；同時(shí)將信號(hào)帶寬分成多個(gè)小于相關(guān)帶寬的子帶寬，減小信道頻率選擇的影響，提高了信道估計(jì)的準(zhǔn)確性。
附圖及


圖1是現(xiàn)有的直接序列擴(kuò)頻信號(hào)發(fā)射機(jī)的系統(tǒng)模型其中，1是PN序列發(fā)生器模塊，2是乘法器模塊，3是擴(kuò)頻碼發(fā)生器，4是加法器，5是發(fā)射機(jī)的本地載波模塊，6是射頻處理1模塊，7是發(fā)射天線(xiàn)，b(t)是發(fā)射的信息比特，αn是發(fā)射機(jī)的擴(kuò)頻序列元素，1≤n≤N，P(t)是發(fā)射的導(dǎo)引信息比特，cn是發(fā)射機(jī)的導(dǎo)引信息的擴(kuò)頻序列元素，1≤n≤N。
圖2是現(xiàn)有的RAKE接收機(jī)的系統(tǒng)模型其中，8是接收天線(xiàn)，9是射頻處理2模塊，10是接收機(jī)的本地載波模塊，2是乘法器，11是濾波器，12是捕獲跟蹤模塊，1是PN序列發(fā)生器，13是信道估計(jì)模塊，14是積分器，15是時(shí)域信道校正模塊，16是合并器，18是RAKE接收機(jī)，17是判決模塊，r(t)是經(jīng)過(guò)濾波器11輸出的信號(hào)，τl(1≤l≤L)是捕獲跟蹤模塊輸出的系統(tǒng)同步信號(hào)，ατl(1≤l≤L)是PN序列發(fā)生器輸出的解擴(kuò)序列，xl(1≤l≤L)是經(jīng)過(guò)乘法器后輸出的信號(hào)，wl(1≤l≤L)是各支路的權(quán)重因子，(t)是對(duì)發(fā)射的信息比特b(t)的估計(jì)值。
圖3是一種現(xiàn)有的直接序列擴(kuò)頻信號(hào)的接收方法的系統(tǒng)模型其中，8是接收天線(xiàn)，19是射頻處理3模塊，20是同步模塊，21是DFT模塊，22是信道估計(jì)模塊，2是乘法器，23是信道校正模塊，24是求和模塊，25是時(shí)域解擴(kuò)模塊，26是判決模塊，r(t)是射頻處理3輸出的信號(hào)，ε是同步模塊的輸出信號(hào)，Xkm(1≤m≤Nf)是DFT模塊的輸出信號(hào)，βkm(1≤m≤Nf)是頻域解擴(kuò)因子，δkm(1≤m≤Nf)是權(quán)重因子，Ykm(1≤m≤Nf)是乘法器的輸出信號(hào)，Hkm(1≤m≤Nf)是信道估計(jì)模塊的輸出信號(hào)，Wkm(1≤m≤Nf)是信道校正模塊的輸出信號(hào)，Zk(0≤k≤Nt-1)是求和模塊的輸出信號(hào)，U是時(shí)域解擴(kuò)模塊的輸出信號(hào)，(t)是對(duì)發(fā)射的信息比特b(t)的估計(jì)值。
圖4是本發(fā)明的擴(kuò)頻序列分段方法的示意圖其中，T是一個(gè)導(dǎo)引信息比特P(t)所占的時(shí)間，Tc是導(dǎo)引信號(hào)擴(kuò)頻碼cn(1≤n≤N)持續(xù)時(shí)間，cn(1≤n≤N)是發(fā)射機(jī)導(dǎo)引信號(hào)擴(kuò)頻序列的元素，N是直接序列擴(kuò)頻處理增益，Nf是頻域解擴(kuò)的處理增益，k是將發(fā)射機(jī)擴(kuò)頻序列分段后每一段的序號(hào)標(biāo)識(shí)。
圖5是本發(fā)明的時(shí)域接收機(jī)信道估計(jì)模型示意圖其中，21是離散傅立葉變換(DFT)模塊，27是導(dǎo)引提取模塊，28是復(fù)數(shù)除模塊，29是時(shí)域平均模塊，30是逆離散傅立葉模塊(IDFT)模塊。r(t)是接收機(jī)同步后的輸出到DFT模塊的信號(hào)，cn(1≤n≤N)是導(dǎo)引信號(hào)擴(kuò)頻序列的元素，Xkm(1≤m≤Nf)是r(t)通過(guò)DFT模塊的輸出信號(hào)，αi，km(1≤m≤Nf)是已知的導(dǎo)引符號(hào)通過(guò)DFT模塊的輸出信號(hào)，Pi，km(1≤m≤Nf)是導(dǎo)引提取模塊的輸出信號(hào)，ρi，km(1≤m≤Nf)為復(fù)數(shù)除模塊的輸出信號(hào)，Hm(1≤m≤Nf)是時(shí)域平均模塊輸出的信號(hào)，也就是頻域信道估計(jì)的結(jié)果，h(t)為IDFT模塊的輸出信號(hào)，也就是時(shí)域信道估計(jì)的結(jié)果。
圖6是本發(fā)明的頻域接收機(jī)信道估計(jì)模型示意圖其中，21是離散傅立葉變換(DFT)模塊，27是導(dǎo)引提取模塊，28是復(fù)數(shù)除模塊，29是時(shí)域平均模塊。cn(1≤n≤N)是導(dǎo)引信號(hào)擴(kuò)頻序列的元素，Xkm(1≤m≤Nf)是導(dǎo)引提出模塊的輸入信號(hào)，αi，km(1≤m≤Nf)是已知的導(dǎo)引符號(hào)通過(guò)DFT模塊的輸出信號(hào)，Pi，km(1≤m≤Nf)是導(dǎo)引提取模塊的輸出信號(hào)，ρi，km(1≤m≤Nf)為復(fù)數(shù)除模塊的輸出信號(hào)，Hm(1≤m≤Nf)是時(shí)域平均模塊輸出的信號(hào)，也就是頻域信道估計(jì)的結(jié)果。
圖7是時(shí)域平均模塊的示意圖其中，ρi，km(1≤m≤Nf)為輸入信號(hào)，I為參與信道估計(jì)的導(dǎo)引符號(hào)的個(gè)數(shù)，Nt為時(shí)域處理增益，Hm(1≤m≤Nf)是時(shí)域平均模塊輸出的信號(hào)。
圖8是本發(fā)明的時(shí)域接收機(jī)進(jìn)行信道估計(jì)方法流程9是導(dǎo)引符號(hào)示意圖其中，P1(t)為第一個(gè)導(dǎo)引符號(hào)，P2(t)為第二個(gè)導(dǎo)引符號(hào)，Pi(t)為第i個(gè)導(dǎo)引符號(hào)，PI(t)為第I個(gè)導(dǎo)引符號(hào)。
具體實(shí)施例方式
本發(fā)明的一種基于二維擴(kuò)頻的信道估計(jì)方法的系統(tǒng)組成如圖5所示，包括離散傅立葉變換(DFTDiscrete Fourier Transform)模塊21、導(dǎo)引提取模塊27、復(fù)數(shù)除模塊28、時(shí)域平均模塊29、逆離散傅立葉變換(IDFT)模塊30。
下面以發(fā)射機(jī)的導(dǎo)引信號(hào)的擴(kuò)頻增益N＝256，頻域解擴(kuò)處理增益Nf＝16，時(shí)域解擴(kuò)處理增益Nt＝16，在一個(gè)導(dǎo)引符號(hào)內(nèi)做信道估計(jì)為例，結(jié)合時(shí)域接收機(jī)和頻域接收機(jī)說(shuō)明本發(fā)明的信道估計(jì)的信號(hào)處理步驟。
時(shí)域接收機(jī)信道估計(jì)方法包括接收機(jī)前端處理步驟 接收信號(hào)經(jīng)過(guò)接收天線(xiàn)接收，送給接收機(jī)前端后處理后，進(jìn)行信道估計(jì)；離散傅立葉變換處理步驟 將經(jīng)過(guò)接收機(jī)前端處理后得到的信號(hào)r(t)輸入到離散傅立葉變換(DFT)模塊21中，離散傅立葉變換模塊21完成點(diǎn)數(shù)為16點(diǎn)的DFT變換，經(jīng)過(guò)DFT變換后輸出16路信號(hào)，其中第m路信號(hào)為Xkm，m＝1，2，...，16，k＝0，1，...，15；導(dǎo)引提取步驟 將離散傅立葉變換處理輸出的信號(hào)送到導(dǎo)引提取模塊27，在導(dǎo)引提取模塊27中，根據(jù)發(fā)射機(jī)插入導(dǎo)引的方法，抽取出導(dǎo)引信號(hào)P1，km，m＝1，2，...，16，k＝0，1，...，15；復(fù)數(shù)除步驟 將導(dǎo)引提取輸出的信號(hào)P1，km送到復(fù)數(shù)除模塊28，在復(fù)數(shù)除模塊28中，將提取導(dǎo)引模塊27送出的信號(hào)除以已知的導(dǎo)引數(shù)據(jù)的離散傅立葉變換后的信號(hào)，輸出ρ1，km，m＝1，2，...，16，k＝0，1，...，15；時(shí)域平均步驟 將復(fù)數(shù)除得到的信號(hào)ρ1，km輸入到時(shí)域平均模塊29中，將ρ1，km在時(shí)間上進(jìn)行16次的累加平均，完成頻率的上的信道估計(jì)Hm，m＝1，2，...，16；逆離散傅立葉變換步驟 將時(shí)域平均得到的頻域上的信道估計(jì)Hm送入到逆離散傅立葉變換模塊30，在IDFT模塊中進(jìn)行16點(diǎn)的逆離散傅立葉變換，得到時(shí)域上的信道估計(jì)h(t)。
經(jīng)過(guò)以上步驟后，就可以完成本發(fā)明的用于時(shí)域接收機(jī)的信道估計(jì)。
頻域接收機(jī)信道估計(jì)步驟包括接收機(jī)前端處理步驟 接收信號(hào)經(jīng)過(guò)接收天線(xiàn)接收，送給接收機(jī)前端后處理后，進(jìn)行信道估計(jì)；導(dǎo)引提取步驟 將從接收機(jī)前端處理的信號(hào)送到導(dǎo)引提取模塊27，在導(dǎo)引提取模塊27中，根據(jù)發(fā)射機(jī)插入導(dǎo)引的方法，抽取出導(dǎo)引信號(hào)P1，km，m＝1，2，...，16，k＝0，1，...，15；復(fù)數(shù)除步驟 將導(dǎo)引提取輸出的信號(hào)P1，km送到復(fù)數(shù)除模塊28，在復(fù)數(shù)除模塊28中，將提取導(dǎo)引模塊27送出的信號(hào)除以已知的導(dǎo)引數(shù)據(jù)的離散傅立葉變換后的信號(hào)，輸出ρ1，km，m＝1，2，...，16，k＝0，1，...，15；時(shí)域平均步驟 將復(fù)數(shù)除得到的信號(hào)ρ1，km輸入到時(shí)域平均模塊29中，將ρ1，km在時(shí)間上進(jìn)行16次的累加平均，完成頻率的上的信道估計(jì)Hm，m＝1，2，...，16；經(jīng)過(guò)以上步驟后，就可以完成本發(fā)明的用于頻域接收機(jī)的信道估計(jì)。
按照本發(fā)明具體實(shí)施方式
提供的信道估計(jì)方法，降低了現(xiàn)有的信道估計(jì)的復(fù)雜度；它采用FFT算法，利用成熟的FFT芯片技術(shù)，有利于系統(tǒng)的集成；并且還可以充分利用接收導(dǎo)引信號(hào)的所有能量，降低徑間干擾的影響；同時(shí)將信號(hào)帶寬分成多個(gè)小于相關(guān)帶寬的子帶寬，減小了信道頻率選擇性的影響，提高了信道估計(jì)的準(zhǔn)確性。本發(fā)明提供的方法可用于各種接收直接序列擴(kuò)頻信號(hào)的接收機(jī)中的信道估計(jì)。
權(quán)利要求
1.本發(fā)明的一種基于二維擴(kuò)頻的信道估計(jì)方法，包括下面的步驟接收機(jī)前端處理步驟 接收信號(hào)經(jīng)過(guò)接收天線(xiàn)接收，送給接收機(jī)前端處理；其特征是對(duì)于時(shí)域接收機(jī)它采用時(shí)域接收機(jī)信道估計(jì)方法，對(duì)于頻域接收機(jī)它采用頻域接收機(jī)信道估計(jì)方法；所述對(duì)于時(shí)域接收機(jī)進(jìn)行信道估計(jì)方法，采用如下步驟離散傅立葉變換處理步驟將經(jīng)過(guò)接收機(jī)前端處理后得到的信號(hào)r(t)輸入到離散傅立葉變換(DFT)模塊(21)中，離散傅立葉變換模塊(21)完成點(diǎn)數(shù)為Nf的DFT變換，Nf是頻域的處理增益，Nf的取值可以根據(jù)通信信道的狀況及通信系統(tǒng)的具體需要設(shè)置；導(dǎo)引提取步驟將離散傅立葉變換處理輸出的頻域信號(hào)送到導(dǎo)引提取模塊(27)，在導(dǎo)引提取模塊(27)中，根據(jù)發(fā)射機(jī)插入導(dǎo)引的方法，提取出第i個(gè)導(dǎo)引信號(hào)的頻域信息Pi，km輸出；復(fù)數(shù)除步驟將導(dǎo)引提取輸出的第i個(gè)導(dǎo)引信號(hào)的頻域信息Pi，km送到復(fù)數(shù)除模塊(28)，在復(fù)數(shù)除模塊(28)中，將提取導(dǎo)引模塊(27)送出的第i個(gè)導(dǎo)引信號(hào)的頻域信息Pi，km除以αi，km后輸出ρi，km，其中αi，km為已知的導(dǎo)引數(shù)據(jù)的離散傅立葉變換后的信號(hào)；時(shí)域平均步驟將復(fù)數(shù)除得到的信號(hào)ρi，km輸入到時(shí)域平均模塊(29)中，在時(shí)域平均模塊(29)中，將從復(fù)數(shù)除的模塊(28)中得到的信號(hào)在時(shí)間上進(jìn)行I個(gè)導(dǎo)引Nt組的累加后完成頻率的上的信道估計(jì)，輸出頻域信道估計(jì)信息Hm，其中Nt為直接序列擴(kuò)頻信號(hào)進(jìn)行時(shí)域平均時(shí)的處理增益；逆離散傅立葉變換步驟將時(shí)域平均得到的頻域上的信道估計(jì)信息Hm送入到逆離散傅立葉變換模塊(30)，在IDFT模塊(30)中進(jìn)行逆離散傅立葉變換，得到時(shí)域上的信道估計(jì)h(t)；經(jīng)過(guò)以上步驟后，就可以完成對(duì)直接序列擴(kuò)頻通信中用于時(shí)域接收機(jī)的信道估計(jì)；所述對(duì)于頻域接收機(jī)進(jìn)行信道估計(jì)方法，采用如下步驟導(dǎo)引提取步驟將接收前端處理后的信號(hào)送到導(dǎo)引提取模塊(27)，在導(dǎo)引提取模塊(27)中，根據(jù)發(fā)射機(jī)插入導(dǎo)引的方法，提取出第i個(gè)導(dǎo)引信號(hào)的頻域信息Pi，km輸出；復(fù)數(shù)除步驟將導(dǎo)引提取輸出的第i個(gè)導(dǎo)引信號(hào)的頻域信息Pi，km送到復(fù)數(shù)除模塊(28)，在復(fù)數(shù)除模塊(28)中，將提取導(dǎo)引模塊(27)送出的第i個(gè)導(dǎo)引信號(hào)的頻域信息Pi，km除以αi，km后輸出ρi，km，其中αi，km為已知的導(dǎo)引數(shù)據(jù)的離散傅立葉變換后的信號(hào)；時(shí)域平均步驟將復(fù)數(shù)除得到的信號(hào)ρi，km輸入到時(shí)域平均模塊(29)中，在時(shí)域平均模塊(29)中，將從復(fù)數(shù)除的模塊(28)中得到的信號(hào)在時(shí)間上進(jìn)行I個(gè)導(dǎo)引Nt組的累加后完成頻率的上的信道估計(jì)，輸出頻域信道估計(jì)信息Hm，其中Nt為直接序列擴(kuò)頻信號(hào)進(jìn)行時(shí)域平均時(shí)的處理增益；經(jīng)過(guò)以上步驟后，就可以完成對(duì)直接序列擴(kuò)頻通信中用于頻域接收機(jī)的信道估計(jì)。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的一種基于二維擴(kuò)頻的信道估計(jì)方法，其特征是所述的頻域擴(kuò)頻增益Nf的具體取值方式，可以是將發(fā)射端的擴(kuò)頻序列(長(zhǎng)度為N)分成 段，每一段中含有Nf個(gè)擴(kuò)頻序列的元素，每一段的序號(hào)用字母k(k=0,1,···,NNf-1)]]>來(lái)標(biāo)識(shí)，每段的信號(hào)經(jīng)DFT變換后輸出Nf路信號(hào)，其中第m路信號(hào)為Xkm，m＝1，2，...，Nf；如果 不是正整數(shù)，那么最后一段的元素個(gè)數(shù)可能會(huì)小于Nf，這時(shí)可以采用一些信號(hào)處理方法使信號(hào)處理過(guò)程不受影響，所述的信號(hào)處理方法可以采用序列尾部補(bǔ)零法，也可以采用舍去法。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的一種基于二維擴(kuò)頻的信道估計(jì)方法，其特征所述的離散傅立葉變換(DFT)模塊(21)可以采用離散傅立葉變換技術(shù)，也可以采用快速傅立葉變換(FFT)技術(shù)。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的一種基于二維擴(kuò)頻的信道估計(jì)方法，其特征所述的時(shí)域平均模塊(29)中的時(shí)域平均的導(dǎo)引符號(hào)的總個(gè)數(shù)的I可以是一個(gè)連續(xù)時(shí)間段內(nèi)的導(dǎo)引的個(gè)數(shù)，也可以是幾個(gè)連續(xù)時(shí)間段內(nèi)的導(dǎo)引的個(gè)數(shù)；時(shí)域處理增益Nt可以是等于 的整數(shù)部分(N為發(fā)射端的擴(kuò)頻序列的長(zhǎng)度)，也可以是不等于 的整數(shù)部分。
全文摘要
本發(fā)明提供的一種基于二維擴(kuò)頻的信道估計(jì)方法，它包括時(shí)域接收機(jī)信道估計(jì)方法和頻域接收機(jī)信道估計(jì)方法。本發(fā)明利用二維擴(kuò)頻的思想，將一維擴(kuò)頻的信號(hào)在時(shí)域和頻域上進(jìn)行處理，充分利用接收導(dǎo)引信號(hào)的能量，降低多徑間干擾的影響，同時(shí)將信號(hào)帶寬分成多個(gè)小于相關(guān)帶寬的子帶寬，減小了信道頻率選擇性的影響，提高了信道估計(jì)的準(zhǔn)確性；同時(shí)適用于時(shí)域接收機(jī)和頻域接收機(jī)。本發(fā)明提供的方法可用于各種接收直接序列擴(kuò)頻信號(hào)的接收機(jī)中的信道估計(jì)。
文檔編號(hào)H04B1/707GK1705240SQ20041002268
公開(kāi)日2005年12月7日 申請(qǐng)日期2004年6月3日 優(yōu)先權(quán)日2004年6月3日
發(fā)明者唐友喜, 潘文生 申請(qǐng)人:電子科技大學(xué)