專利名稱：正交頻分多址系統(tǒng)中的自適應傳輸方案的制作方法
技術領域：
本發(fā)明是一種用于正交頻分多址(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing-OFDM)蜂窩移動通信系統(tǒng)的自適應傳輸方案，屬于OFDM蜂窩移動通信系統(tǒng)傳輸技術領域。
背景技術：
不斷增長的無線多媒體業(yè)務的需求，要求在無線信道上進行可靠的高速率的數(shù)據(jù)通信。而在移動多徑信道下進行寬帶傳輸?shù)闹饕獑栴}，在于抗符號間干擾(Inter-symbol Interference，ISI)的能力。多載波通信由于其抗符號間干擾的能力引起了人們極大的興趣。OFDM作為多載波通信技術的一種，具有廣闊的前景。OFDM是一種并行傳輸方法，它使用很多子載波來并行發(fā)送信息符號從而降低了符號速率，這樣每個子載波經(jīng)歷的都是平坦衰落信道，同時在發(fā)射符號中插入比信道延時擴展更長的保護間隔來避免塊干擾(Inter-block Interference，IBI)。由于系統(tǒng)的數(shù)據(jù)吞吐量是所有并行信道吞吐量之和，因此我們設計高速率數(shù)據(jù)的系統(tǒng)時，只要保持符號持續(xù)時間比信道記憶長得多，就可以避免采用信道均衡技術，從而降低復雜度。OFDM是一個很好的抗多徑衰落的途徑。
無線信道的時變特性限制了傳統(tǒng)無線通信系統(tǒng)的容量，為了提高系統(tǒng)的頻譜效率，人們提出了自適應傳輸系統(tǒng)即根據(jù)信道特性來自適應地選擇包括循環(huán)前綴的長度、子載波數(shù)目、編碼碼率、導頻插入密度、交織長度、功率和調制方式等發(fā)送參數(shù)，這樣可以最大限度的利用信道特性，使得系統(tǒng)容量逼近香農(nóng)容量。如果對以上這些參數(shù)都進行自適應調整，則調整的參數(shù)太多，復雜度太高，系統(tǒng)資源也會占用太多，因此需要有效地選擇合適的自適應調整的參數(shù)。考慮到可以通過現(xiàn)場測試得到在各種環(huán)境下的平均時延，因而循環(huán)前綴長度和子載波數(shù)目可以根據(jù)測試結果設定為定值。大多數(shù)糾錯碼用于糾正隨機信道錯誤，但是由移動無線信道引起的錯誤通常是突發(fā)的，交織被用于隨機化突發(fā)信道錯誤，從而使得糾錯碼變得更加有效。另外，交織去除了信道狀態(tài)的記憶。但是低多普勒頻移的情況下，由于信道之間相關性很大，需要使用長交織，這樣會帶來很大的延時。所以交織只適用于多普勒頻移較大的情況。而采用自適應調制方式，會使得信道衰落對系統(tǒng)性能的影響趨于一致，突發(fā)錯誤也被隨機化了。而自適應調制也受限于信道的相關性，在高多普勒頻移下，自適應調制的性能會變差。如何有效地調整這些參數(shù)，從而使得在復雜度比較低時，系統(tǒng)仍然有較好的性能，是自適應傳輸系統(tǒng)設計的關鍵。

發(fā)明內(nèi)容
技術問題本發(fā)明的目的是提出一種正交頻分多址系統(tǒng)中的自適應傳輸方案，該方案將自適應調制、交織、功率控制以及導頻插入技術有機地結合在一起，該方案在保持較低復雜度的基礎上，可以獲得較大的增益。
技術方案本發(fā)明的自適應傳輸方案可以表示為如下幾個步驟步驟1初始化系統(tǒng)，根據(jù)實測的多徑時延來選擇插入OFDM系統(tǒng)的循環(huán)前綴的數(shù)目，在OFDM系統(tǒng)中，循環(huán)前綴的數(shù)目要大于多徑時延的數(shù)目，這樣才能避免符號間的干擾。再根據(jù)循環(huán)前綴數(shù)目，確定頻域導頻插入的頻率，而頻域插入導頻的個數(shù)也應該選擇大于歸一化的最大時延，取過采樣值為2，即頻域插入導頻的頻率為循環(huán)前綴長度的兩倍，從而相鄰導頻之間的符號數(shù)為子載波數(shù)除以插入導頻頻率。而在OFDM系統(tǒng)中，可以對連續(xù)的幾個子載波采用相同的調制方式。選擇相同調制方式的組數(shù)等于子載波數(shù)除以選擇相同調制方式的連續(xù)子載波的個數(shù)，根據(jù)頻率選擇性信道的特性，選擇相同調制方式的組數(shù)與其頻域插入導頻的數(shù)目一致，每一組根據(jù)該組頻域上的平均信納比選擇相同的調制方式。開始發(fā)送導頻信號。
步驟2由高層協(xié)議設定各種調制方式(BPSK，QPSK，16QAM，64QAM等)的信納比界值，將第1步獲得的信納比數(shù)值與各種調制方式對應的界值一一進行比較，就可以知道與信納比最接近的調制方式的界值，從而選擇相應的發(fā)送端調制方式；步驟3估計出多普勒頻移，確定多普勒頻移和幀長的乘積在哪個范圍，選擇合適的模式，分為以下三種情況(其中fD表示最大多普勒頻移，而TF表示一幀的時間長度)當fDTF≤0.022時，可以直接通過當前的信道狀態(tài)來確定下一幀的調制方式，并且采用當前的信道狀態(tài)確定下一幀采用的功率分配方式，對每個OFDM符號，對信道條件差的子載波不分配功率，而對信道條件好的子載波平均地分配功率，同時保持瞬時總功率一定，這樣可以最大限度地利用信道。在時域，導頻插入密度為0.005，不使用交織器。
當0.022/TF＜fD≤0.2/TF時，需要對信道參數(shù)進行預測，然后再確定采用什么調制方式，可以將每一組子載波的信道估計參數(shù)都送進同樣的預測濾波器，再進行平均，從而可以減少復雜度。此時在各個子載波上平均地分配功率。時域導頻插入密度為0.09，不使用交織器。
當fD＞0.2/TF時，采用長期平均信納比來選擇調制方式，而且采用時域頻域混合交織來提高編碼性能。導頻插入密度取0.15。
步驟4在每一組的第一個子載波，選擇合適的Gray(格萊)碼來表示調制方式，用4個比特傳送信號。對調制方式用Gray碼來表示，用發(fā)送調制方式指令(Transmit Modulation Command，TMC)反饋給發(fā)送端。這個指令包括兩個部分，第一個比特確定是否需要反饋調制方式，后面幾個比特則是用Gray碼表示采用的是哪種調制方式。同樣的，發(fā)送端也以相同的方式來分配TMC指令，這樣就可以完成自適應的反饋調制方式。
步驟5發(fā)送端根據(jù)接收到的TMC指令分配調制方式給下一幀數(shù)據(jù)，再發(fā)送出去。
有益效果該方案將自適應調制、交織、功率控制以及導頻插入技術有機地結合在一起，通過對FDD方式下的自適應調制技術進行了研究，提出了在平坦衰落下的迭代的自適應調制的方案。即根據(jù)多普勒頻移和幀長度的乘積自適應的選擇不同調制模式從而獲得比較好的性能與復雜度的折衷。仿真結果表明了在不同的多普勒頻移和幀時間長度的乘積范圍內(nèi)，選擇不同模式可以獲得最大的頻譜效率。采用自適應調制時，系統(tǒng)的頻譜效率隨著該乘積的增加而逐漸降低。即自適應調制是有一定的范圍限制的，超過了這個范圍，自適應調制方式的頻譜效率反而低于固定調制方式的頻譜效率。該方案通過不同模式的選取，保證了在低復雜度的基礎上，能降低開銷的比例，最大限度的利用頻譜效率，較大幅度地提高系統(tǒng)的吞吐量，改善系統(tǒng)誤碼率性能。


下面結合附圖對本發(fā)明做進一步的詳細說明。
圖1是頻分復用(Frequency Division Duplex，F(xiàn)DD)模式下的采用自適應鏈路的OFDM系統(tǒng)結構框圖。
圖2是FDD方式的下行自適應調制示意圖。
圖3是FDD方式下的反饋時序圖。
圖4是自適應鏈路系統(tǒng)的實現(xiàn)流程示意圖。
圖5是OFDM系統(tǒng)中交織與不交織性能的比較。
圖6表示OFDM系統(tǒng)中的各個子載波的信噪比。
圖7表示不同的組數(shù)下調制方式的正確判斷概率。
圖8是不同分配組數(shù)下的頻譜效率的比較。
具體實施例方式
以下對發(fā)明中的各個組成部分分別加以論述。
1、交織模式在步驟3中，需要確定交織的模式。交織主要通過改變相鄰比特的相關性，從而更好地達到分集的效果。有很多文獻對自適應交織進行了研究，有文獻根據(jù)已知的信道狀態(tài)信息(Channel State Information，CSI)將信道分成好、壞兩種狀態(tài)，通過交織使得這兩個狀態(tài)在OFDM系統(tǒng)的頻域交錯出現(xiàn)，從而使Viterbi譯碼更為有效，而在收發(fā)兩端采用相同的預測器可以實現(xiàn)這種算法的同步。而另外有文獻利用信道的馬爾可夫模型研究交織在不同衰落條件下的性能以及交織長度和深度對誤碼率的影響從而選擇合適的交織長度和深度。
在OFDM系統(tǒng)中，由于時域和頻域都有相關性，所以交織在二維進行。假定塊交織為R行C列，編碼后的比特按行讀到矩陣內(nèi)，并按列讀出。定義交織深度為行數(shù)R，交織長度為列數(shù)C，交織深度R應該大于最大突發(fā)錯誤，而交織長度應該大于解碼限制長度和相干帶寬。交織需要存儲，所以有延時。交織的維數(shù)是延時與性能的折衷。在時域上，交織深度應該不小于相干時間所包含的符號數(shù)目，時域的交織長度導致了系統(tǒng)的延時；在頻域上，交織深度和解碼限制長度和相干帶寬有關，交織深度應該大于相干帶寬和解碼限制長度。
2、導頻插入樣式步驟1和步驟3分別確定了頻域和時域導頻插入模式。導頻可以按照不同的樣式插入到OFDM系統(tǒng)中，不同的插入模式會帶來不同的信道估計性能。當導頻插入的密度滿足二維采樣定理時，采用二維導頻插入樣式可以提高信道估計的性能，但是這樣的復雜度很高，因此將其分解為兩個一維的問題，在時域和頻域中將導頻信號均勻地插入到子載波中，并分別經(jīng)過兩個一維濾波器來實現(xiàn)信道估計。
根據(jù)采樣定理，在頻域的采樣頻率必須滿足N/Df＞τmax·B (1)其中，N為子載波數(shù)，Df為相鄰導頻之間插入的子載波數(shù)目，而τmax為最大時延周期，插入的導頻個數(shù)應該大于歸一化的最大時延。
根據(jù)采樣定理，在時域中應該滿足1DtTs>2fD----(2)]]>其中fD是信道的最大多普勒頻移，Dt為導頻之間相隔的OFDM符號數(shù)。
事實上，信道估計的性能是導頻插入密度和頻譜效率的折衷，導頻插入密度越大，信道估計越準確，頻譜效率就越低，而導頻插入密度越小，雖然數(shù)據(jù)的比例越大，但是信道估計越不準確，從而導致接收機誤碼率性能降低，這樣也降低了頻譜效率。一般我們?nèi)∵^采樣值為2。
3、FDD(frequency division duplex)方式下的自適應調制結構對于閉環(huán)方式，自適應調制有以下兩個問題1)、如何可靠地反饋信道質量信息到發(fā)送端。
2)、在實際的信道環(huán)境下調制方式的反饋速率。
綜合以上分析，我們提出了自適應調制的結構，在FDD方式下，本方案所采用的下行自適應調制的結構框圖如圖2所示，上行自適應調制方式是與之相對稱的。具體自適應調制步驟如下[1]首先選擇初始傳輸調制方式，進行上行和下行同步。
為了獲得幾種調制方式信納比的界值，可以通過高層外環(huán)控制來為每一個連接調節(jié)其目標信納比。
在接收端，利用接收到的數(shù)據(jù)計算出接收到的一幀數(shù)據(jù)的信納比，再選擇合適的算法對信納比進行預測，根據(jù)預測出的信納比，選擇合適的調制方式，對于可選擇的調制方式種類，分別對應于一個Gray碼，比如總共有6種調制方式，可以用3個比特的不同Gray碼來表示。并在接收端采用自適應反饋速率的方式，為了有效的實現(xiàn)這種方式，在Gray碼前再加一比特位來表示是否有調制方式發(fā)送，如果是‘0’，表示沒有調制方式發(fā)送，發(fā)射機的調制方式保持和前一幀一致，這樣后面幾個傳輸調制方式的比特可以用來傳輸其他的信息，節(jié)約了資源，如果是‘1’，則表示有調制方式發(fā)送。發(fā)射機根據(jù)所接收到的調制方式來改變下一幀的調制方式。這樣就可以簡單而有效地實現(xiàn)自適應反饋速率方案。
將調制方式反饋到發(fā)送端并且選擇下一幀的調制方式。
4、FDD方式下的反饋時序在這里假定一幀的時間長度固定不變，而反饋的時間以及信號處理的時間假定小于一幀的時間長度，即完全可以通過反饋過來的信息調整下一幀的調制方式，則其自適應調制的時序類似于閉環(huán)功控指令反饋的時序，即在允許一定的延遲下控制調制方式的變化。其反饋時序如圖3所示，其中Pilot為導頻符號，TCI為發(fā)送的控制指令，而TMC為發(fā)送的調制方式指令，DATA為要發(fā)送的數(shù)據(jù)，導頻和數(shù)據(jù)是時分復用的。每一幀包括發(fā)送的指令、數(shù)據(jù)、導頻。假定系統(tǒng)處于完全同步的情況下，首先根據(jù)接收到的前一幀的下行發(fā)送導頻的信納比來確定當前上行的調制方式指令即TMC指令，并且根據(jù)當前下行發(fā)送的TMC指令來確定下一幀上行數(shù)據(jù)的調制方式，而其當前下行發(fā)送的TMC指令又是由前一幀上行發(fā)送導頻的信納比所決定的，并且根據(jù)當前上行發(fā)送的TMC指令來確定下一幀下行數(shù)據(jù)的調制方式，即當前每一幀上行數(shù)據(jù)的調制方式是由上一幀下行鏈路的TMC指令所確定的，而當前每一幀下行數(shù)據(jù)的調制方式都是由上一幀上行鏈路的TMC指令所確定的。通過這種方式，閉環(huán)自適應調制方式可以進行良好的工作。
5、系統(tǒng)的結構框圖從圖1可以看出，發(fā)送的數(shù)據(jù)存放在緩沖區(qū)里，假定系統(tǒng)帶寬一定，一幀所包含的OFDM的符號數(shù)也一定。根據(jù)多普勒頻移的范圍，選擇合適的導頻插入模式，確定一幀的導頻插入位置，將導頻所在位置置‘1’。然后根據(jù)各個子載波分配的調制方式，去除導頻插入符號所占子載波位置，計算出每一個OFDM符號所包含的比特數(shù)即各個子載波發(fā)送比特數(shù)之和，再根據(jù)編碼速率，確定一幀的發(fā)送比特數(shù)，從緩沖區(qū)提取對應長度的數(shù)據(jù)比特，進行信道編碼，并對編碼后的比特進行交織，再經(jīng)過串并轉換，將單載波轉換成N個子載波，最后進行數(shù)據(jù)發(fā)送，每個子載波將根據(jù)分配的調制方式將比特調制成符號，而導頻插入位置始終為1。每個子載波根據(jù)其各自的衰落來決定分配的調制方式?？梢钥闯?，該系統(tǒng)的符號速率保持不變，但比特速率是不斷變化的。IFFT變換后進行并串轉換，然后再加上循環(huán)前綴，經(jīng)過多徑信道后，在接收機首先去除循環(huán)前綴，再進行串并轉換和FFT計算。然后在每個子載波上分離導頻和數(shù)據(jù)，再根據(jù)每個子載波上不同的調制方式，分離出符號的軟信息。最后進行并串轉換，解交織，信道解碼，最后輸出比特流。
6、迭代的自適應調制方案考慮在一幀數(shù)據(jù)內(nèi)，通過當前幀導頻的信納比來近似表示下一幀數(shù)據(jù)的信納比，從而確定數(shù)據(jù)的調制方式，這種方式的準確程度依賴于導頻和數(shù)據(jù)信納比的相關性，只有當相關性很大時，以導頻信納比進行近似才會比較準確。而下一幀的導頻信納比，需要通過預測來得到。對于平坦衰落的瞬時信納比，可以由以下公式來表示ri=|gi|2·EsN0----(3)]]>其中，gi為第i個采樣點的信道參數(shù)，為復高斯過程。Es/N0為平均的符號信噪比，它可以通過對接收到的信號進行長期平均獲得。
而對于任意兩個采樣點的信納比的相關性，可以由以下的公式來表示E[γiγm]E[γiγi]=Es2/N02·E[|gi|2|gm|2]Es2/N02·E[|gi|2|gi|2]=E[|gi|2|gm|2]E[|gi|2|gi|2]=0.5*(1+J02(2πfDTs(i-m)))----(4)]]>其中，J0(x)為第一類零階貝塞爾函數(shù)，Ts為相鄰信道采樣點之間的時間，即采樣時間。
由上式可以看出，兩個信納比的相關性完全取決于fD和Ts和(i-m)的乘積。當其乘積很大時，表明這兩個信納比的相關系數(shù)很小，也就是說，采用前一個信納比以及再前面的信納比不能準確預測后面的信納比。一幀的平均信納比就是對一幀內(nèi)所有瞬時的信納比進行平均?？紤]兩個極端的情況，當fD為0時，式(4)的值為1，表示平均信納比是完全相關的，在這個情況下，平均信納比沒有變化，即兩個信納比可以完全互相表示。當fD趨于無窮大時，其相關值趨于0.5，即表示完全不相關的，則每一幀的平均信納比可以看成是由很多完全不相關的信納比狀態(tài)所組成，由中心極限定理，平均信納比可以看成是高斯噪聲，即互相是不相關的，在這種情況下，不能由當前和過去的平均信納比預測出下一幀的平均信納比的，也不能用當前信納比直接選擇下一幀的調制方式的。由此可見，自適應調制是有一定范圍的限制的。
首先考慮平均信納比相關性很大的情況，在這種情況下，可以直接由當前的導頻信納比來確定下一幀的調制方式，即信道質量參數(shù)不需要進行預測，令TF表示一幀的時間間隔。兩個相鄰幀的平均信納比可以看成是相隔為TF的瞬時信納比的平均，不需要預測則表示在時間間隔為TF的瞬時信納比的包絡的差別很小，考慮到自適應調制只要信納比在一定的界值范圍內(nèi)，且再考慮到估計誤差，則選定在一幀的范圍內(nèi)，其包絡的均方差保持在0.5dB內(nèi)，即
E[|gi+M+1|2-|gi|2]2E[|gi|4]=1-J02(2πfDTF)≤0.01----(5)]]>其中M表示一幀的符號數(shù)?？梢杂嬎愠鰂DTF≤0.022 (6)當fD≤0.022/TF時，不需要預測，僅僅采用當前的平均信納比來表示下一個幀的平均信納比，此時的頻譜效率接近于預測的頻譜效率。
由于信納比可以預測的前提就是其信道包絡之間的相關性比較大，而當相關性比較小時，則預測本身并不準確，而且由導頻信納比直接來表示數(shù)據(jù)信納比本身也不準確，同時考慮到信道估計誤差的影響，因而選擇信納比的預測誤差比較小，可以得出fDTF≤0.2(7)當0.022/TF＜fD≤0.2/TF時，可以通過平均信道參數(shù)預測得到下一幀導頻的平均信納比，這樣可以通過預測出來的平均信納比來選擇下一幀的調制方式。
而當fDTF＞0.2時，即fD＞0.2/TF，由于兩個相鄰幀的平均信納比的相關性比較小，預測并不準確，并且導頻的平均信納比不能表示數(shù)據(jù)的平均信納比。另一方面，在一幀范圍內(nèi)包含了很多種屬于不同調制方式下的信道狀態(tài)，經(jīng)過平均以后，相鄰幾幀內(nèi)的平均信納比的相關性也很小，即系統(tǒng)跟蹤不上平均信納比的變化，不能根據(jù)這個變化而正確的選擇調制方式，所以自適應調制方式在這種情況下是不適用的，此時采用長期固定的調制方式更合適，即根據(jù)長期的平均信納比和信道條件，選擇出合適的調制方式。
根據(jù)以上所述，我們提出一種根據(jù)多普勒頻移和幀時間長度的乘積而改變模式的迭代自適應調制方案，其過程如下所述第一步初始化參數(shù)，建立上行和下行同步，開始發(fā)導頻。
第二步根據(jù)接收到的信號計算出fD和導頻的平均信納比，根據(jù)fD的值選擇合適的調制模式。當fD≤0.022/TF時，直接將當前估計的導頻平均信納比存入儲存器，當0.022/TF＜fD≤0.2/TF時，利用當前的平均信納比和前面的平均信納比對下一幀的平均信納比進行預測，并將預測出來的信納比存入儲存器，當fD＞0.2/TF時，則采用固定的調制方式，將計算出來的長期的平均信納比存入儲存器。
第三步通過高層外環(huán)控制可以獲得幾種調制方式的界值。根據(jù)以上所獲得的信納比和調制方式界值進行比較，則可以獲得相應的發(fā)送端調制方式。
第四步對調制方式用Gray碼來表示，F(xiàn)DD方式下用TMC指令反饋給發(fā)送端，TDD方式下將TMC發(fā)送給接收端。這個指令包括兩個部分，第一個比特確定是否需要反饋，后面幾個比特則是用Gray碼表示哪種調制方式。同樣的，發(fā)送端也以相同的方式來分配TMC指令，這樣就可以完成自適應的反饋調制方式。
第五步發(fā)送端根據(jù)接收到的TMC指令分配調制方式給下一幀數(shù)據(jù)，再發(fā)送出去。
7、多普勒頻移估計本方案提出的自適應鏈路算法是基于多普勒頻移和幀長的乘積已知的情況的。幀長本身已知，所以要對多普勒頻移進行估計。
當接收機移動速度為V，移動方向與反射體(散射體)的徑向夾角為θ時，多普勒擴展為f＝Vcosθ/λ＝fDcosθ，其中，λ為載波波長，fD＝V/λ為最大多普勒擴展，也就是我們所要估計的多普勒頻移。綜合已有的文獻，我們對5種多普勒頻移估計器進行對比分析。這些估計器分為三類一是基于協(xié)方差的估計器，包括基于均方對數(shù)包絡差分的估計器和基于信道自相關函數(shù)(ACFAutocorrelation function)的估計器；二是基于包絡各階過零率(ZCRZero CrossingRate)的估計器，包括基于電平通過率(LCRLevel Crossing Rate)的估計器；三是基于信道相位特性的估計器。綜合考慮精確度和復雜度兩方面，本發(fā)明中選擇基于信道自相關函數(shù)的估計器。
在單載波系統(tǒng)中，利用最強徑在時域中的相關性對多普勒進行估計，但是，在OFDM系統(tǒng)中，信道估計直接在頻域進行，因而需要利用頻域的信道估計值。各個頻點的信道值的相關系數(shù)可以寫作 其中，Hm(k)為信道估計值，m為頻域坐標，k為時域坐標，TS為符號間隔?？梢娙我膺x定一個子載波，其上的頻域信道估計值在時域中的相關函數(shù)仍然是貝塞爾函數(shù)。
在這里采用零點方法，當lag即n為l0時，信道參數(shù)的自相關函數(shù)為0，則有fD=2.4052πTsl0----(9)]]>該算法比較精確，復雜度較高，需要多次搜索零點，但比較穩(wěn)定。通過計算得到fD，可以對上述的自適應鏈路系統(tǒng)進行不同模式的選擇。
8、OFDM系統(tǒng)中自適應鏈路技術OFDM系統(tǒng)的每個子載波所經(jīng)歷的信道是平坦衰落信道，所以自適應調制方案可以分為以下幾種情況，1)每個子載波采用不同的調制方式，這種方式頻譜效率最高，因為可以實時的根據(jù)每個子載波本身的信道衰落特性選擇不同的調制方式，最大限度地利用頻率選擇性信道。但是由于要對每個子載波估計的信道參數(shù)都進行信道預測，復雜度比較高，可以通過采用同樣的預測濾波器來簡化，即在多普勒頻移一定的情況下，相關系數(shù)一定，所有預測濾波器的系數(shù)也相同，這樣就大大簡化了復雜度。但是在TDD方式下每一個子載波需要實時的通知接收機采用了什么調制方式，在FDD方式下，對所有預測出的調制方式都進行反饋，資源浪費比較大。
2)每個子載波采用相同的調制方式，從理論上來說，采用相同的調制方式效率很低，因為信道屬于頻率選擇性信道，在每個頻帶所經(jīng)歷的信道衰落不一樣，如果采用同樣的調制方式，則不能利用頻率上的信息，只能對信道在時域的好壞起作用。
幾個連續(xù)的子載波一組，每一組采用相同的調制方式，這是復雜度和性能的折衷。分配的組數(shù)越多，每一種調制方式所代表的子載波數(shù)目就越少，則資源浪費越多，處理越復雜，但是頻譜利用率就越高。當組數(shù)為子載波數(shù)時，就是上述第1種情況；當組數(shù)為1時，該系統(tǒng)就為上述第二種情況下的系統(tǒng)。為了確保調制方式選擇的正確性，分配的組數(shù)應該大于歸一化的多徑時延。同樣取過采樣值為2，這樣就可以計算出，每一組包含的子載波數(shù)的約束與插入導頻之間相隔的數(shù)目相同。
權利要求
1.一種正交頻分多址系統(tǒng)中的自適應傳輸方案，其特征在于自適應傳輸過程為如下幾個步驟步驟1初始化系統(tǒng)，根據(jù)實測的多徑時延來選擇插入OFDM系統(tǒng)的循環(huán)前綴的數(shù)目，再根據(jù)循環(huán)前綴數(shù)目，確定頻域導頻插入的頻率，而頻域插入導頻的個數(shù)選擇大于歸一化的最大時延，取過采樣值為2，即頻域插入導頻的頻率為循環(huán)前綴長度的兩倍，從而相鄰導頻之間的符號數(shù)為子載波數(shù)除以插入導頻頻率；在OFDM系統(tǒng)中，對連續(xù)的幾個子載波采用相同的調制方式；選擇相同調制方式的組數(shù)等于子載波數(shù)除以選擇相同調制方式的連續(xù)子載波的個數(shù)，根據(jù)頻率選擇性信道的特性，選擇相同調制方式的組數(shù)與其頻域插入導頻的數(shù)目一致，每一組根據(jù)該組頻域上的平均信納比選擇相同的調制方式，開始發(fā)送導頻信號；步驟2由高層協(xié)議設定各種調制方式BPSK、QPSK、16QAM、64QAM的信納比界值，將第1步獲得的信納比數(shù)值與各種調制方式對應的界值一一進行比較，就可以知道與信納比最接近的調制方式的界值，從而選擇相應的發(fā)送端調制方式；步驟3估計出多普勒頻移，確定多普勒頻移和幀長的乘積在哪個范圍，根據(jù)以下三種情況，選擇合適的模式；其中fD表示最大多普勒頻移，而TF表示一幀的時間長度當fDTF≤0.022時，可以直接通過當前的信道狀態(tài)來確定下一幀的調制方式，并且采用當前的信道狀態(tài)確定下一幀采用的功率分配方式，對每個OFDM符號，對信道條件差的子載波不分配功率，而對信道條件好的子載波平均地分配功率，同時保持瞬時總功率一定，這樣可以最大限度地利用信道；在時域，導頻插入密度為0.005，不使用交織器；當0.022/TF＜fD≤0.2/TF時，需要對信道參數(shù)進行預測，然后再確定采用什么調制方式，可以將每一組子載波的信道估計參數(shù)都送進同樣的預測濾波器，再進行平均，從而可以減少復雜度；此時在各個子載波上平均地分配功率；時域導頻插入密度為0.09，不使用交織器；當fD＞0.2/TF時，采用長期平均信納比來選擇調制方式，而且采用時域頻域混合交織來提高編碼性能；導頻插入密度取0.15；步驟4在每一組的第一個子載波，用格萊碼來表示調制方式，用4個比特傳送信號；對調制方式用格萊碼來表示，用發(fā)送調制方式指令反饋給發(fā)送端；這個指令包括兩個部分，第一個比特確定是否需要反饋調制方式，后面幾個比特則是用Gray碼表示采用的是哪種調制方式；同樣的，發(fā)送端也以相同的方式來分配TMC指令，這樣就可以完成自適應的反饋調制方式；步驟5發(fā)送端根據(jù)接收到的TMC指令分配調制方式給下一幀數(shù)據(jù)，再發(fā)送出去。
全文摘要
正交頻分多址系統(tǒng)中的自適應傳輸方案是一種用于正交頻分多址蜂窩移動通信系統(tǒng)的自適應傳輸方案，為如下幾個步驟步驟1初始化系統(tǒng)，根據(jù)實測的多徑時延來選擇插入OFDM系統(tǒng)的循環(huán)前綴的數(shù)目，再根據(jù)循環(huán)前綴數(shù)目，確定頻域導頻插入的頻率，步驟2由高層協(xié)議設定各種調制方式BPSK、QPSK、16QAM、64QAM的信納比界值，將第1步獲得的信納比數(shù)值與各種調制方式對應的界值一一進行比較，步驟3估計出多普勒頻移，確定多普勒頻移和幀長的乘積在哪個范圍，步驟4在每一組的第一個子載波，用格萊碼來表示調制方式，用4個比特傳送信號；步驟5發(fā)送端根據(jù)接收到的TMC指令分配調制方式給下一幀數(shù)據(jù)，再發(fā)送出去。
文檔編號H04L27/26GK1585392SQ20041004492
公開日2005年2月23日 申請日期2004年6月7日 優(yōu)先權日2004年6月7日
發(fā)明者尤肖虎, 方昕, 潘志文, 高西奇, 金潤姬, 樸宇歐 申請人:東南大學