專利名稱：利用快速傅立葉變換實現(xiàn)全數(shù)字無線通信系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明是一種應(yīng)用于中、高速無線通信系統(tǒng)，實現(xiàn)全數(shù)字寬帶、超寬帶中、高速無線通信物理層的解決方案，尤其涉及一種利用快速傅立葉變換實現(xiàn)全數(shù)字無線通信系統(tǒng)的方法。
背景技術(shù)：
超寬帶(Ultra-Wideband，UWB)技術(shù)是無線通信領(lǐng)域的一項革命性新技術(shù)。超寬帶技術(shù)的特點是利用極寬的頻帶進行通信，可以達到超過1000M比特/秒的無線傳輸速率。為了不對使用頻帶內(nèi)的其它通信系統(tǒng)造成干擾，超寬帶系統(tǒng)的發(fā)射功率受到了嚴(yán)格的限制，因此，目前高速超寬帶通信的距離一般在10米以內(nèi)。
目前，超寬帶通信有兩種基本的實現(xiàn)方式一種是基帶窄脈沖方式，另一種是調(diào)制載波方式?；鶐д}沖方式利用基帶窄脈沖序列攜帶信息，無需調(diào)制載波，一般用于較低速率、低成本、低功耗的系統(tǒng)。調(diào)制載波方式將超寬帶信號調(diào)制在正弦載波上傳輸，可以實現(xiàn)很高的數(shù)據(jù)傳輸速率，并且具有頻譜利用率高、頻帶使用靈活等優(yōu)點。
在目前提出的調(diào)制載波的超寬帶無線通信系統(tǒng)中，一般采用的都是模擬的調(diào)制、解調(diào)器。即在發(fā)射端將數(shù)字信號通過數(shù)模變換(Digital-to-Analog Conversion，DAC)得到基帶模擬信號，然后將其與模擬載波相乘、濾波，完成載波調(diào)制；在接收端，將收到的帶通信號與模擬載波相乘、濾波，得到基帶模擬信號，完成載波解調(diào)，再將此基帶模擬信號通過模數(shù)變換(Analog-to-Digital Conversion，ADC)，得到數(shù)字信號，并進行進一步的處理。采用這樣的方法，系統(tǒng)中需要采用模擬載波調(diào)制器和解調(diào)器，增大了系統(tǒng)實現(xiàn)的復(fù)雜度、成本和功耗，并且模擬調(diào)制中引入噪聲、相位不均衡性等，也會影響系統(tǒng)的性能。同時，模擬調(diào)制、解調(diào)器的中心頻率等參數(shù)無法隨意改變，影響了系統(tǒng)使用頻譜的靈活性。
另一方面，目前還存在著利用數(shù)字上變頻(Digital-Up-Conversion，DUC)和數(shù)字下變頻(Digital-Down-Conversion，DDC)技術(shù)實現(xiàn)全數(shù)字通信系統(tǒng)的方法。這一方法是利用數(shù)控振蕩器(Numerically Controlled Oscillators，NCO)產(chǎn)生數(shù)字載波信號，將其與數(shù)字信號相乘、濾波，在數(shù)字域完成載波調(diào)制與解調(diào)。因為超寬帶系統(tǒng)的數(shù)據(jù)傳輸速率很高，如果在超寬帶系統(tǒng)中利用這種方法，實現(xiàn)難度很大，對硬件要求非常高。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明提供一種能夠在調(diào)制載波的超寬帶技術(shù)中利用快速傅立葉變換實現(xiàn)全數(shù)字無線通信系統(tǒng)的方法，本發(fā)明能使系統(tǒng)實現(xiàn)成本低、功耗小、易集成，具有系統(tǒng)性能穩(wěn)定的優(yōu)點。
本發(fā)明采用如下技術(shù)方案一種應(yīng)用于中、高速無線通信系統(tǒng)的利用快速傅立葉變換實現(xiàn)全數(shù)字無線通信系統(tǒng)的方法，包括發(fā)射方法和接收方法，在發(fā)射端，所發(fā)送的數(shù)據(jù)1采用基于包的突發(fā)結(jié)構(gòu)，每一個數(shù)據(jù)包的前端是包檢測、同步序列和信道估計序列，用于進行包檢測、符號同步和信道估計；每個數(shù)據(jù)包首先經(jīng)過信道編碼器2編碼，加入了用于校驗和糾錯的冗余信息；信道編碼后進行信道交織3，減輕信道傳輸中的突發(fā)錯誤對性能的影響；信道交織的輸出比特流經(jīng)過符號映射器4，形成可用于傳輸?shù)姆柫?；接著進行串并變換5，將串行的符號流變換成并行的符號流，作為正交調(diào)制器6的輸入，正交調(diào)制器6對每一組的N點輸入符號序列進行P次正交調(diào)制，該正交調(diào)制的步驟如下(a)將輸入的N點符號序列進行頻域相位旋轉(zhuǎn)，使本次正交調(diào)制輸出的N點樣值序列所對應(yīng)的時間偏移量為Δn，該時間偏移量Δn從0依次增加到P-1，每次正交調(diào)制增加1，上述頻域相位旋轉(zhuǎn)為XΔn(l,k)=X(l,k)ej2πΔnkPN,k=0,1,···,(N-1),]]>其中{X(l，k)，k＝0，1，…，(N-1)}和{XΔn(l，k)，k＝0，1，…，(N-1)}分別為輸入的N點符號序列和進行頻域相位旋轉(zhuǎn)后得到的N點符號序列；(b)對{XΔn(l，k)，k＝0，1，…，(N-1)}進行N點反向快速傅立葉變換，得到N點樣值序列{x1，Δn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}；(c)對{x1，Δn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}進行時域相位旋轉(zhuǎn)，將輸出的信號搬移到[(K0-1/2)Δf，(k0+N-1/2)Δf]的頻帶范圍之內(nèi)，這里Δf為OFM的子載波間隔，K0為起始頻偏，根據(jù)系統(tǒng)工作頻段的要求設(shè)定或自適應(yīng)地更改，上述時域相位旋轉(zhuǎn)為x2,Δn(l,n)=x1,Δn(l,n)ej2π(nP+Δn)k0PN,n=0,1,···,(N-1),]]>
這里{x2，Δn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}為時域相位旋轉(zhuǎn)后得到的N點樣值序列；(d)將{x2，Δn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}按M＝log2N比特二進制倒序進行整序，得到{xΔn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}，上述M比特二進制倒序整序是將原序列中的樣值序號寫成M比特二進制數(shù)，將表示此二進制數(shù)的比特序列左右倒序排列，再將新的二進制數(shù)對應(yīng)的自然數(shù)作為原樣值的新的序號；(e)將序列{xΔn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}放在P×N點序列{x′(l，n)}的[NΔn′，NΔn′+N-1]的位置，這里Δn′為Δn的Q比特二進制倒序，Q＝log2P，上述Q比特二進制倒序是將Δn寫成Q比特二進制數(shù)，將表示此二進制數(shù)的比特序列左右倒序排列，再將新的二進制數(shù)對應(yīng)的自然數(shù)作為Δn′，每次正交調(diào)制得到時間偏移量為Δn的N個輸出樣值，P次正交調(diào)制后得到P×N點輸出樣值序列{x′(l，n)，n＝0，1，…，(P×N-1)}，對{x′(l，n)}進行Q×M比特二進制倒序整序，得到最后的輸出樣值序列{x(l，n)，n＝0，1，…，(P×N-1)}，經(jīng)正交調(diào)制器6處理后數(shù)據(jù)進行并串變換7，將并行的數(shù)據(jù)流變換成串行的數(shù)據(jù)流；并串變換后的數(shù)字信號加上循環(huán)前綴，生成正交頻分復(fù)用(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，OFDM)符號8；接著經(jīng)過數(shù)模變換器9，產(chǎn)生模擬帶通信號，經(jīng)放大器10和帶通濾波器11后，由發(fā)射端天線12發(fā)射；在接收端，接收天線13接收到的信號由帶通濾波器14濾除有用信號頻帶之外的干擾信號和噪聲，信號經(jīng)放大器15放大后由模數(shù)變換器16進行模數(shù)變換，在模數(shù)變換后，在每一個數(shù)據(jù)包的接收過程中，首先進行包檢測和符號同步17，獲得每一個數(shù)據(jù)幀的起始位置，同步后的信號進行串并變換18和相位旋轉(zhuǎn)19，該相位旋轉(zhuǎn)19用來補償正交調(diào)制器6帶來的對時域信號的相位旋轉(zhuǎn)，其方法為r1(l,n)=r(l,n)e-j2πnk0/N,n=0,1,···,(N-1),]]>其中{r(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}為N點接收數(shù)據(jù)序列，{r1(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}為相位旋轉(zhuǎn)之后的數(shù)據(jù)，在相位旋轉(zhuǎn)后進行N點快速傅立葉變換器20進行快速傅立葉變換(Fast Fourier Transfer，F(xiàn)FT)，將信號變換到頻域，并在該頻域進行信道估計21，用信道估計得到的信道頻率響應(yīng)的估計值對后面的接收數(shù)據(jù)進行頻域均衡22，頻域均衡后的數(shù)據(jù)進行并串變換23、符號逆映射24、信道解交織25和信道譯碼26，得到輸出數(shù)據(jù)27。
與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明具有如下優(yōu)點采用本發(fā)明提出的以“P×N點正交調(diào)制”為核心的全數(shù)字超寬帶無線通信系統(tǒng)方案，可以獲得下列的有益效果1.系統(tǒng)采用全數(shù)字的實現(xiàn)方式，不需要模擬調(diào)制器、解調(diào)器等模擬器件，使得整個通信系統(tǒng)成本降低，并易于集成到單芯片的大規(guī)模集成電路中。
2.在超寬帶通信系統(tǒng)中，因為基帶信號的帶寬一般很大，所以P值較小?！癙×N點正交調(diào)制”又進一步減小了P×N點IFFT的運算量。所以與現(xiàn)有的數(shù)字調(diào)制技術(shù)相比，本發(fā)明的通信系統(tǒng)以很小的運算量實現(xiàn)了數(shù)字調(diào)制。
3.系統(tǒng)的全數(shù)字的實現(xiàn)方式，使得自適應(yīng)頻譜搬移非常方便，并且不需要額外的硬件開銷，同時避免了模擬調(diào)制帶來的噪聲和相位不均衡性。
4.接收端可以采用欠采樣技術(shù)，從而可以使用較低采樣速率的ADC，降低了系統(tǒng)的實現(xiàn)成本。
5.利用本發(fā)明提供的參考設(shè)計方法，可將本發(fā)明用于實現(xiàn)多帶OFDM聯(lián)盟(Multi-Band OFDM Alliance，MBOA)的多帶-OFDM(Multi-Band OFDM，MB-OFDM)方案，及其后續(xù)發(fā)展的更新方案。


圖1是本發(fā)明的原理框圖。
圖2是本發(fā)明通信系統(tǒng)中使用的數(shù)據(jù)包的格式。
圖3是本發(fā)明提出的“P×N點正交調(diào)制”示意圖。
圖4是本發(fā)明的一個具體實施方式
的通信系統(tǒng)原理圖。
具體實施例方式
實施例1一種應(yīng)用于中、高速無線通信系統(tǒng)的利用快速傅立葉變換實現(xiàn)全數(shù)字無線通信系統(tǒng)的方法，包括發(fā)射方法和接收方法，其特征在于在發(fā)射端，所發(fā)送的數(shù)據(jù)1采用基于包的突發(fā)結(jié)構(gòu)，每一個數(shù)據(jù)包的前端是包檢測、同步序列和信道估計序列，用于進行包檢測、符號同步和信道估計每個數(shù)據(jù)包首先經(jīng)過信道編碼器2編碼，加入了用于校驗和糾錯的冗余信息；信道編碼后進行信道交織3，減輕信道傳輸中的突發(fā)錯誤對性能的影響；信道交織的輸出比特流經(jīng)過符號映射器4，形成可用于傳輸?shù)姆柫?；接著進行串并變換5，將串行的符號流變換成并行的符號流，作為正交調(diào)制器6的輸入，正交調(diào)制器6對每一組的N點輸入符號序列進行P次正交調(diào)制，該正交調(diào)制的步驟如下(a)將輸入的N點符號序列進行頻域相位旋轉(zhuǎn)，使本次正交調(diào)制輸出的N點樣值序列所對應(yīng)的時間偏移量為Δn，該時間偏移量Δn從0依次增加到P-1，每次正交調(diào)制增加1，上述頻域相位旋轉(zhuǎn)為XΔn(l,k)=X(l,k)ej2πΔnkPN,k=0,1,···,(N-1),]]>其中{X(l，k)，k＝0，1，…，(N-1)}和{XΔn(l，k)，k＝0，1，…，(N-1)}分別為輸入的N點符號序列和進行頻域相位旋轉(zhuǎn)后得到的N點符號序列；(b)對{XΔn(l，k)，k＝0，1，…，(N-1)}進行N點反向快速傅立葉變換，得到N點樣值序列{x1，Δn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}；(c)對{x1，Δn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}進行時域相位旋轉(zhuǎn)，將輸出的信號搬移到[(k0-1/2)Δf，(k0+N-1/2)Δf]的頻帶范圍之內(nèi)，這里Δf為OFDM的子載波間隔，k0為起始頻偏，根據(jù)系統(tǒng)工作頻段的要求設(shè)定或自適應(yīng)地更改，上述時域相位旋轉(zhuǎn)為x2,Δn(l,n)=x1,Δn(l,n)ej2π(nP+Δn)k0PN,n=0,1,···,(N-1),]]>這里{x2，Δn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}為時域相位旋轉(zhuǎn)后得到的N點樣值序列；(d)將{x2，Δn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}按M＝log2N比特二進制倒序進行整序，得到{xΔn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}，上述M比特二進制倒序整序是將原序列中的樣值序號寫成M比特二進制數(shù)，將表示此二進制數(shù)的比特序列左右倒序排列，再將新的二進制數(shù)對應(yīng)的自然數(shù)作為原樣值的新的序號；(e)將序列{xΔn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}放在P×N點序列{x′(l，n)}的[NΔn′，NΔn′+N-1]的位置，這里Δn′為Δn的Q比特二進制倒序，Q＝log2P，上述Q比特二進制倒序是將Δn寫成Q比特二進制數(shù)，將表示此二進制數(shù)的比特序列左右倒序排列，再將新的二進制數(shù)對應(yīng)的自然數(shù)作為Δn′，每次正交調(diào)制得到時間偏移量為Δn的N個輸出樣值，P次正交調(diào)制后得到P×N點輸出樣值序列{x′(l，n)，n＝0，1，…，(P×N-1)}，對{x′(l，n)}進行Q×M比特二進制倒序整序，得到最后的輸出樣值序列{x(l，n)，n＝0，1，…，(P×N-1)}，經(jīng)正交調(diào)制器6處理后數(shù)據(jù)進行并串變換7，將并行的數(shù)據(jù)流變換成串行的數(shù)據(jù)流；并串變換后的數(shù)字信號加上循環(huán)前綴，生成正交頻分復(fù)用(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，OFDM)符號8；接著經(jīng)過數(shù)模變換器9，產(chǎn)生模擬帶通信號，經(jīng)放大器10和帶通濾波器11后，由發(fā)射端天線12發(fā)射；在接收端，接收天線13接收到的信號由帶通濾波器14濾除有用信號頻帶之外的干擾信號和噪聲，信號經(jīng)放大器15放大后由模數(shù)變換器16進行模數(shù)變換，在模數(shù)變換后，在每一個數(shù)據(jù)包的接收過程中，首先進行包檢測和符號同步17，獲得每一個數(shù)據(jù)幀的起始位置，同步后的信號進行串并變換18和相位旋轉(zhuǎn)19，該相位旋轉(zhuǎn)19用來補償正交調(diào)制器6帶來的對時域信號的相位旋轉(zhuǎn)，其方法為r1(l,n)=r(l,n)e-j2πnk0/N,n=0,1,···,(N-1),]]>其中{r(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}為N點接收數(shù)據(jù)序列，{r1(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}為相位旋轉(zhuǎn)之后的數(shù)據(jù)，在相位旋轉(zhuǎn)后進行N點快速傅立葉變換20，將信號變換到頻域，并在該頻域進行信道估計21，用信道估計得到的信道頻率響應(yīng)的估計值對后面的接收數(shù)據(jù)進行頻域均衡22，頻域均衡后的數(shù)據(jù)進行并串變換23、符號逆映射24、信道解交織25和信道譯碼26，得到輸出數(shù)據(jù)27。
實施例2根據(jù)本發(fā)明設(shè)計的一個超寬帶無線通信系統(tǒng)，作為具體實施方式
的一個參考設(shè)計。這個通信系統(tǒng)的基本參數(shù)如表1所示。系統(tǒng)中，OFDM調(diào)制的子載波間隔為Δf＝250KHz，子載波數(shù)為N＝128，其中ND＝112個子載波傳送數(shù)據(jù)。IFFT的輸入采用反向復(fù)共軛的形式。采用“8×128點正交調(diào)制”(即P＝8，N＝128)將基帶信號的頻譜進行搬移。本例中沒有包括頻譜控制的自適應(yīng)算法，k0取固定值448，這樣，在P×N＝1024點IFFT中，有效數(shù)據(jù)占用的子載波序號為448-575，基帶信號被搬移到[(k0-1/2)Δf，(k0+N-1/2)Δf]，即111.875-143.875MHz的頻段內(nèi)。
表1基本參數(shù)

圖4為此系統(tǒng)的原理圖。在發(fā)射端，信道編碼采用編碼速率為1/2，約束長度為7的卷積碼。信道交織采用塊交織，塊的大小為112比特，交織深度為14。符號映射采用QPSK，每兩個比特b1b2映射為一個QPSK符號s。映射方式如表2所示。
表2QPSK符號映射方式

每個OFDM符號中傳送56個QPSK符號，第l個OFDM符號中傳送的QPSK符號表示為{s(l，k)，k＝0，1，…，55}，這56個QPSK符號及其反向復(fù)共軛符號共占據(jù)112個子載波信道，其它子載波信道傳送0。每個OFDM符號的128個子載波信道分配如下

IFFT采用8×128點正交調(diào)制，即P＝8，N＝128。并串變換后，每個OFDM符號的128×8＝1024個樣值前加上32×8＝256個樣值的循環(huán)前綴，組成完整的OFDM符號。接著經(jīng)過DAC，產(chǎn)生模擬帶通信號，經(jīng)帶通濾波器后，由天線發(fā)射。這里DAC的輸入采樣速率為256M樣值/秒，每個樣值8比特量化。
在接收端，天線的輸出信號首先經(jīng)過帶通濾波器，放大后進行ADC。ADC采樣速率為64M樣值/秒，每個樣值8比特量化。包檢測和符號后進行同步后相位旋轉(zhuǎn)，然后進行128點FFT，變換到頻域，并在頻域進行信道估計和頻域均衡。相位旋轉(zhuǎn)、信道估計和頻域均衡的算法如上文所述。均衡后，根據(jù)發(fā)射端IFFT的輸入為反向復(fù)共軛的特點，把FFT的輸出符號進行合并，即y^(l,k)=12(y~(l,k)+conj[y~(l,111-k)]),k=0,1,···,55---(9)]]>這里{y~(l,k),k=0,1,···,111}]]>為第l個OFDM符號均衡的輸出。 并串變換后進行QPSK逆映射，然后再經(jīng)過解交織和維特比譯碼，得到輸出數(shù)據(jù)。
實施例3本發(fā)明在基帶采用正交頻分復(fù)用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)編碼調(diào)制技術(shù)，并利用FFT/IFFT實現(xiàn)基帶超寬帶信號的頻譜搬移，從而實現(xiàn)全數(shù)字超寬帶無線通信系統(tǒng)。
本發(fā)明提出的全數(shù)字超寬帶無線通信系統(tǒng)的原理框圖如圖1所示。在發(fā)射端，發(fā)送數(shù)據(jù)1采用基于包的突發(fā)結(jié)構(gòu)，以適應(yīng)高速無線多媒體通信的靈活使用傳輸資源的要求。如圖2所示，每一個數(shù)據(jù)包的前端是包檢測、同步序列和信道估計序列，用于進行包檢測、符號同步和信道估計。信道估計序列后面是要發(fā)送的數(shù)據(jù)部分。每個數(shù)據(jù)包首先經(jīng)過信道編碼器2，加入用于校驗和糾錯的冗余信息。信道編碼可以采用多種方式，如卷積碼、Turbo碼、低密度奇偶校驗(Low Density Parity Check，LDPC)碼等。信道編碼后進行信道交織3，以減輕信道傳輸中的突發(fā)錯誤對性能的影響。信道交織可以采用塊交織、卷積交織等多種形式。信道交織的輸出比特流經(jīng)過符號映射器4，形成適宜傳輸?shù)姆柫?。符號映射可以采用二進制相移鍵控(Binary Phase-Shift Keying，BPSK)、四相相移鍵控(Quadriphase-Shift Keying，QPSK)、8進制相移鍵控(8-ary Phase-Shift Keying，8PSK)和16進制正交幅度調(diào)制(16-aryQuadrature-Amplitude Modulation，16QAM)等多種方式。接著進行串并變換5。串并變換將串行的比特流變換成并行的比特流，作為后面“P×N點正交調(diào)制”6的輸入?！癙×N點正交調(diào)制”6每次處理N點輸入數(shù)據(jù)，第l次的輸入表示為{X(l，k)，k＝0，1，…，(N-1)}，l＝0，1，…。如果每次的N點輸入數(shù)據(jù)滿足反向復(fù)共軛條件，即X(l，k)＝conj(X(l，N-1-k))，k＝0，1，…，(N/2-1)， (1)其中conj()表示取共軛運算，則其輸出序列的虛部為0，此時可以用一路通信信道完成對輸出序列實部的發(fā)送和接收，否則需要采用空分、時分等方法，用兩路通信信道對輸出序列的實部和虛部分別進行發(fā)送和接收。
本發(fā)明提出了用“P×N點正交調(diào)制”6實現(xiàn)N點IFFT，并同時完成IFFT變換后對基帶信號的頻譜搬移的方法。IFFT和快速傅立葉變換是一對逆變換?？梢栽诎l(fā)送端用IFFT，接收端用FFT，也可以反過來。根據(jù)習(xí)慣，我們采用了前一種方式，以體現(xiàn)發(fā)送端從頻域變換到時域的物理意義。本發(fā)明也同樣適用于“P×N點FFT”的情況。
“P×N點正交調(diào)制”6的原理是用P×N點IFFT完成對N點輸入數(shù)據(jù)的IFFT運算，這里N、P為大于2的正整數(shù)，一般取N＝2M，P＝2Q，M和Q都為正整數(shù)。通過將這N點數(shù)據(jù)放在P×N點IFFT的輸入的適當(dāng)位置，同時完成對IFFT輸出信號的頻譜搬移，如圖3所示(圖中省略了數(shù)據(jù)塊序號l)。設(shè)“P×N點正交調(diào)制”6(或P×N點IFFT)的第l次的輸入為{X′(l，k)，k＝0，1，…，(P×N-1)}，則 其中0≤k0≤(P×N-N)為N點輸入數(shù)據(jù)序列{X(l，k)}在P×N點輸入數(shù)據(jù)序列{X′(l，k)}中的起始位置，稱為起始頻偏。起始頻偏代表了頻譜搬移的位置，即輸出信號的頻譜被搬移到了[(k0-1/2)Δf，(k0+N-1/2)Δf]的范圍之內(nèi)，這里Δf為OFDM的子載波間隔。
與直接進行P×N點IFFT不同，“P×N點正交調(diào)制”6利用輸入中有連續(xù)的(分為一塊或兩塊)(P×N-N)個0的特點，通過P次N點IFFT，完成P×N點IFFT，使總運算量從PN2log2(PN)]]>次復(fù)數(shù)乘法和PNlog2(PN)次復(fù)數(shù)加法分別減少到了(PN2log2N+2N)]]>次復(fù)數(shù)乘法和PNlog2N次復(fù)數(shù)加法。其算法敘述如下。算法首先循環(huán)執(zhí)行下面的步驟(1)-(5)共P次，每次循環(huán)中Δn取值不同，依次從0遞增到(P-1)。Δn代表了本次循環(huán)輸出的N點時間序列在最后總的輸出的P×N點序列中的偏移位置，稱為時間偏移量。
(2)以序列{XΔn(l，k)}為輸入，進行N點IFFT，得到N點時間序列{x1，Δn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}；(3)---x2,Δn(l,n)=x1,Δn(l,n)ej2π(nP+Δn)k0PN,n=0,1,···,(N-1);]]>(4)將{x2，Δn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}按M比特二進制倒序進行整序，得到{xΔn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}，即xΔn(l，n)＝x2，Δn(l，Or(M，n))，n＝0，1，…，(N-1)， (3)其中函數(shù)Or(M，n)將自然數(shù)n寫成M比特二進制數(shù)，將表示此二進制數(shù)的比特序列左右倒序排列，再將新的二進制數(shù)對應(yīng)的自然數(shù)作為函數(shù)的輸出，比如M＝3，n＝3(二進制011)，Or(M，n)＝6(二進制110)；(5)設(shè)Δn′＝Or(Q，Δn)，將序列{xΔn(l，n)}放在P×N點序列{x′(l，n)}的[N□Δn′，N□Δn′+N-1]的位置。
經(jīng)過P次循環(huán)后，將得到一個完整的P×N點序列{x′(l，n)，n＝0，1，…，(P×N-1)}，最后將{x′(l，n)}按Q×M比特二進制進行整序，并乘以因子 即可得到最后的輸出序列{x(l，n)，n＝0，1，…，(P×N-1)}，即x(l,n)=x′(l,Or(Q×M,n))P,n=0,1,···,(P×N-1).---(4)]]>可以證明，這樣得到的輸出序列{x(l，n)}與以{X′(l，k)}為輸入直接進行P×N點IFFT得到的輸出序列完全一樣，但運算量卻從PN2log2(PN)]]>次復(fù)數(shù)乘法和PNlog2(PN)次復(fù)數(shù)加法分別減少到了(PN2log2N+2N)]]>次復(fù)數(shù)乘法和PNlog2N次復(fù)數(shù)加法。
在“P ×N點正交調(diào)制”6中，改變起始頻偏k0的值，可以在數(shù)字域方便地實現(xiàn)頻譜搬移。系統(tǒng)可以采用各種已有的方法檢測通信信道的使用情況和質(zhì)量，確定信號的最佳傳輸頻段，然后設(shè)置相應(yīng)的k0值，即可將信號搬移到[(k0-1/2)Δf，(k0+N-1/2)Δf]的頻段內(nèi)，其中Δf為OFDM中采用的子載波間隔?！癙×N點正交調(diào)制”6后進行并串變換7，將并行的數(shù)據(jù)流變換成串行的數(shù)據(jù)流。并串變換7后的數(shù)字信號加上循環(huán)前綴(Cyclic Prefix，CP)和保護間隔(Guard Interval，GI)(保護間隔也可以沒有)，生成OFDM符號8。接著經(jīng)過數(shù)模變換器(DAC)9，產(chǎn)生模擬帶通信號，經(jīng)放大器10和帶通濾波器11后，由發(fā)射端天線12發(fā)射。
在接收端，接收天線13的輸出信號首先經(jīng)過帶通濾波器14，盡量濾除有用信號頻帶之外的干擾信號和噪聲。信號放大15后進行模數(shù)變換(ADC)16。ADC 16包括采樣、量化兩個主要步驟。這里采用欠采樣技術(shù)，即使用相對于等效基帶信號帶寬的2至4倍的采樣速率，而不是使用帶通信號所要求的更高的采樣速率。在ADC16之后，在每一個數(shù)據(jù)包的接收過程中，首先進行包檢測和符號同步17。同步后的信號進行串并變換18和相位旋轉(zhuǎn)19。
相位旋轉(zhuǎn)19用來補償“P×N點正交調(diào)制”6帶來的對時域信號的相位旋轉(zhuǎn)。設(shè)第l次(l＝0，1，…)的N個接收數(shù)據(jù)為{r(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}，相位旋轉(zhuǎn)之后的數(shù)據(jù)為{r1(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}，則有r1(l,n)=r(l,n)e-j2πnk0/N,n=0,1,···,(N-1).---(5)]]>在相位旋轉(zhuǎn)后進行N點FFT 20，將信號變換到頻域，并在頻域進行信道估計21。本發(fā)明的通信系統(tǒng)中，可以采用各種已有的信道估計方法，但所采用的方法的估計結(jié)果中必須包含“P×N點正交調(diào)制”6中起始頻偏k0和未知的時間偏移量Δn所帶來的相位旋轉(zhuǎn) 此處給出采用迫零算法的信道估計方法。
在迫零算法中，在每一個數(shù)據(jù)包的數(shù)據(jù)序列之前，有一個信道估計序列，如圖2所示。信道估計序列由Lc個OFDM符號構(gòu)成，Lc的大小根據(jù)系統(tǒng)的性能要求而定。在每個信道估計OFDM符號中，發(fā)送固定的偽隨機序列{c(k)＝±1，k＝0，1，…，(ND-1)}，ND為一個OFDM符號中發(fā)送的數(shù)據(jù)符號個數(shù)。信道估計序列和數(shù)據(jù)序列一起，在頻域發(fā)送。
在接收端，設(shè)收到的頻域(即FFT之后的)信道估計序列為{yc(l，k)，l＝0，1，…，(Lc-1)，k＝0，1，…，(ND-1)}，其中yc(l，k)為第l個信道估計符號的第k個樣值所對應(yīng)的接收樣值，則信道的頻率響應(yīng)的估計值為H^(k)=1LcΣl=0Lc-1yc(l,k)c(k),k=0,1,···,(ND-1).---(6)]]>
信道估計21得到的信道頻率響應(yīng)的估計值用來對后面的接收數(shù)據(jù)進行頻域均衡22。設(shè)收到的數(shù)據(jù)序列為{yd(l，k)，l＝0，1，…，(Ld-1)，k＝0，1，…，(ND-1)}，Ld為數(shù)據(jù)序列包含的OFDM符號個數(shù)，均衡后的數(shù)據(jù)序列為{y~d(l,k),l=0,1,···,(Ld-1),k=0,1,···,(ND-1)},]]>則有y~d(l,k)=yd(l,k)/H^(k),l=0,1,···,(Ld-1),k=0,1,···,(ND-1).---(7)]]>頻域均衡22過之后的數(shù)據(jù)進行并串變換23、符號逆映射24、信道解交織25和信道譯碼26，得到輸出數(shù)據(jù)27。符號逆映射24、信道解交織25和信道譯碼26采用的實現(xiàn)方法依據(jù)發(fā)送端符號映射4、信道交織3和信道編碼2所采用的方法而定。
權(quán)利要求
1.一種應(yīng)用于中、高速無線通信系統(tǒng)的利用快速傅立葉變換實現(xiàn)全數(shù)字無線通信系統(tǒng)的方法，包括發(fā)射方法和接收方法，其特征在于在發(fā)射端，所發(fā)送的數(shù)據(jù)(1)采用基于包的突發(fā)結(jié)構(gòu)，每一個數(shù)據(jù)包的前端是包檢測、同步序列和信道估計序列，用于進行包檢測、符號同步和信道估計；每個數(shù)據(jù)包首先經(jīng)過信道編碼器(2)編碼，加入了用于校驗和糾錯的冗余信息；信道編碼后進行信道交織(3)，減輕信道傳輸中的突發(fā)錯誤對性能的影響信道交織的輸出比特流經(jīng)過符號映射器(4)，形成可用于傳輸?shù)姆柫?；接著進行串并變換(5)，將串行的符號流變換成并行的符號流，作為正交調(diào)制器(6)的輸入，正交調(diào)制器(6)對每一組的N點輸入符號序列進行P次正交調(diào)制，該正交調(diào)制的步驟如下(a)將輸入的N點符號序列進行頻域相位旋轉(zhuǎn)，使本次正交調(diào)制輸出的N點樣值序列所對應(yīng)的時間偏移量為Δn，該時間偏移量Δn從0依次增加到P-1，每次正交調(diào)制增加1，上述頻域相位旋轉(zhuǎn)為XΔn(l,k)=X(l,k)ej2πΔnkPN,k=0,1,···,(N-1),]]>其中{X(l，k)，k＝0，1，…，(N-1)}和{XΔn(l，k)，k＝0，1，…，(N-1)}分別為輸入的N點符號序列和進行頻域相位旋轉(zhuǎn)后得到的N點符號序列；(b)對{XΔn(l，k)，k＝0，1，…，(N-1)}進行N點反向快速傅立葉變換，得到N點樣值序列{x1，Δn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}(c)對{x1，Δn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}進行時域相位旋轉(zhuǎn)，將輸出的信號搬移到[(k0-1/2)Δf，(k0+N-1/2)Δf]的頻帶范圍之內(nèi)，這里Δf為正交頻分復(fù)用的子載波間隔，k0為起始頻偏，根據(jù)系統(tǒng)工作頻段的要求設(shè)定或自適應(yīng)地更改，上述時域相位旋轉(zhuǎn)為x2,Δn(l,n)=x1,Δn(l,n)ej2π(nP+Δπ)k0PN,n=0,1,···,(N-1),]]>這里{x2，Δn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}為時域相位旋轉(zhuǎn)后得到的N點樣值序列(d)將{x2，Δn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}按M＝log2N比特二進制倒序進行整序，得到{xΔn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}，上述M比特二進制倒序整序是將原序列中的樣值序號寫成M比特二進制數(shù)，將表示此二進制數(shù)的比特序列左右倒序排列，再將新的二進制數(shù)對應(yīng)的自然數(shù)作為原樣值的新的序號；(e)將序列{xΔn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}放在P×N點序列{x′(l，n)}的[NΔn′，NΔn′+N-1]的位置，這里Δn′為Δn的Q比特二進制倒序，Q＝log2P，上述Q比特二進制倒序是將Δn寫成Q比特二進制數(shù)，將表示此二進制數(shù)的比特序列左右倒序排列，再將新的二進制數(shù)對應(yīng)的自然數(shù)作為Δn′，每次正交調(diào)制得到時間偏移量為Δn的N個輸出樣值，P次正交調(diào)制后得到P×N點輸出樣值序列{x′(l，n)，n＝0，1，…，(P×N-1)}，對(x′(l，n)}進行Q×M比特二進制倒序整序，得到最后的輸出樣值序列{x(l，n)，n＝0，1，…，(P×N-1)}，經(jīng)正交調(diào)制器(6)處理后數(shù)據(jù)進行并串變換(7)，將并行的數(shù)據(jù)流變換成串行的數(shù)據(jù)流；并串變換后的數(shù)字信號加上循環(huán)前綴，生成正交頻分復(fù)用(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，OFDM)符號(8)；接著經(jīng)過數(shù)模變換器(9)，產(chǎn)生模擬帶通信號，經(jīng)放大器(10)和帶通濾波器(11)后，由發(fā)射端天線(12)發(fā)射；在接收端，接收天線(13)接收到的信號由帶通濾波器(14)濾除有用信號頻帶之外的干擾信號和噪聲，信號經(jīng)放大器(15)放大后由模數(shù)變換器(16)進行模數(shù)變換，在模數(shù)變換后，在每一個數(shù)據(jù)包的接收過程中，首先進行包檢測和符號同步(17)，獲得每一個數(shù)據(jù)幀的起始位置，同步后的信號進行串并變換(18)和相位旋轉(zhuǎn)(19)，該相位旋轉(zhuǎn)(19)用來補償正交調(diào)制器(6)帶來的對時域信號的相位旋轉(zhuǎn)，其方法為r1(l,n)=r(l,n)e-j2πnk0/N,n=0,1,···,(N-1),]]>其中{r(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}為N點接收數(shù)據(jù)序列，{r1(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}為相位旋轉(zhuǎn)之后的數(shù)據(jù)，在相位旋轉(zhuǎn)后進行N點快速傅立葉變換器(20)進行快速傅立葉變換，將信號變換到頻域，并在該頻域進行信道估計(21)，用信道估計得到的信道頻率響應(yīng)的估計值對后面的接收數(shù)據(jù)進行頻域均衡(22)，頻域均衡后的數(shù)據(jù)進行并串變換(23)、符號逆映射(24)、信道解交織(25)和信道譯碼(26)，得到輸出數(shù)據(jù)(27)。
全文摘要
利用快速傅立葉變換實現(xiàn)全數(shù)字無線通信系統(tǒng)的方法，在發(fā)射端，所發(fā)送的數(shù)據(jù)采用基于包的突發(fā)結(jié)構(gòu)，經(jīng)信道編碼，信道交織，符號映射器，形成可用于傳輸?shù)姆柫?；將串行的符號流變換成并行的符號流，作為正交調(diào)制器的輸入，正交調(diào)制器對每一組的N點輸入符號序列進行P次正交調(diào)制，該正交調(diào)制的步驟如下將輸入的N點符號序列進行頻域相位旋轉(zhuǎn)，反向快速傅立葉變換，再進行時域相位旋轉(zhuǎn)，進行整序，再經(jīng)并串變換，加循環(huán)前綴，數(shù)模變換器后發(fā)射；在接收端，接收天線接收到的信號經(jīng)模數(shù)變換，串并變換和相位旋轉(zhuǎn)，N點快速傅立葉變換，進行信道估計，頻域均衡，再進行并串變換、符號逆映射、信道解交織和信道譯碼，得輸出數(shù)據(jù)。
文檔編號H04L27/26GK1606298SQ20041006567
公開日2005年4月13日 申請日期2004年11月12日 優(yōu)先權(quán)日2004年11月12日
發(fā)明者張在琛, 畢光國 申請人:東南大學(xué)