專利名稱：Dtv收信機(jī)的載波復(fù)原裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及數(shù)字TV(DTV)收信機(jī)方面，更具體地說，是涉及VSB方式的DTV收信機(jī)里的載波復(fù)原裝置。
背景技術(shù)：
通常，作為美國及國內(nèi)數(shù)字TV(例如HDTV)傳送方式標(biāo)準(zhǔn)采用的大聯(lián)盟(Grand Alliance)的VSB方式是一種當(dāng)調(diào)制信號時(shí)，只對衰減以載波為中心，向上下生成的2個(gè)側(cè)帶寬中一側(cè)帶寬信號時(shí)的剩余部分進(jìn)行調(diào)制的方式。
即，只將基本頻帶的一側(cè)波帶寬頻譜向傳輸頻帶移動(dòng)、傳送的方式，其是高效使用帶寬區(qū)域方式中的一種方式。
當(dāng)VSB調(diào)制時(shí)，如果將基本頻帶(base band)的DC頻譜向傳輸頻帶(pas sband)移動(dòng)，變換成tone頻譜，我們將這一信號稱為導(dǎo)頻信號。即，當(dāng)電視臺進(jìn)行VSB調(diào)制時(shí)，為了使收信機(jī)能夠正確地將信號檢波，將導(dǎo)頻信號向空中傳送。
圖1是普通的數(shù)字TV收信機(jī)的構(gòu)成方框圖。我們可以將A/D轉(zhuǎn)換部103；相位分割部104；混頻器105；整合濾波器106；頻道均衡部107；定時(shí)復(fù)原部108，載波復(fù)原部109稱為VSB檢波器。
即，如果通過天線接收按照VSB方式調(diào)制的RF信號，調(diào)諧器101使用外差法調(diào)制方式，選擇希望的頻道頻率后，將裝載在上述頻道頻率里的RF帶寬的VSB信號降低為固定的中間頻率帶寬(IF；通常廣泛使用44MHz或者43.5MHz)，啟動(dòng)其它適當(dāng)?shù)念l道信號。
而且，將任意頻道的頻譜向規(guī)定的IF帶寬移動(dòng)、輸出的調(diào)諧器101的輸出信號通過具有清除其它帶寬信號，清除雜音信號和模擬整合濾波器功能的表面聲波(Surface Acoustic Wave；SAW)濾波器102。
此時(shí)，以數(shù)字廣播信號為例，只留下從44MHz的中間頻率到6MHz的帶寬，其余區(qū)間全部清除后，向A/D轉(zhuǎn)換部103輸出。A/D轉(zhuǎn)換部103按照定時(shí)復(fù)原部108輸出的VSB符號時(shí)鐘的2倍，對上述SAW濾波器102的輸出進(jìn)行抽樣，將上述SAW濾波器102輸出數(shù)字化。
將上述A/D轉(zhuǎn)換部103的輸出向相位分割部104輸入，與I，Q信號相乘，分離成I Q成分后，向混頻器105輸出。
上述混頻器105通過復(fù)合振蕩器(Numerically ControlledOscillatorNCO數(shù)字控制振蕩器)112輸入形成載波復(fù)原的復(fù)合載波，即，正弦波(SIN)和余弦波(COS)后，與通過上述相位分割部104輸出的傳輸頻帶的I，Q信號分別相乘，將傳輸頻帶的I，Q信號向基本頻帶的I，Q信號遷移。
基本頻帶的I，Q信號向整合濾波器106輸出的同時(shí)，為了載波復(fù)原，向載波復(fù)原部109輸出。
上述載波復(fù)原部109從混頻器105輸出的基本頻帶的導(dǎo)頻信號中清除載波的頻率偏置(frequency offset)及相位抖動(dòng)(phase jitter)后，向上述混頻器105反饋相關(guān)復(fù)合正弦波。因此，上述混頻器105將頻率偏置及相位抖動(dòng)復(fù)原的基本頻帶數(shù)字信號向整合濾波器106輸出。
此時(shí)，經(jīng)過所有的模擬處理過程的信號在A/D轉(zhuǎn)換器中103變換成數(shù)字信號，通過相位分割部104分離成I，Q信號后，向載波復(fù)原部109輸出。因此，如果載波復(fù)原部109不完成載波復(fù)原，載波復(fù)原部109后端所有的數(shù)字處理部件就不能夠正常地動(dòng)作。
圖2是現(xiàn)在韓國和美國的DTV規(guī)格里定義的空中波信號的頻率特性的示意圖。每個(gè)頻道的中心頻率(fc)及導(dǎo)頻(pilot)頻率(fp)不同，在這里，將中心頻率用fc，導(dǎo)頻頻率用fp標(biāo)記。
舉一個(gè)例子，各個(gè)地面波頻道的帶寬(width)的6MHz的最中間的頻率就是中心頻率(fc)，傳送信號上存在載波信號的頻率被稱為導(dǎo)頻頻率(fp)。此時(shí)，不使用載波，而是使用導(dǎo)頻這一用語，是為了使現(xiàn)存的廣播中模擬TV信號不受到DTV信號的影響，將載波信號的振幅縮小(大約13dB)進(jìn)行傳送的緣故。
DTV收信機(jī)內(nèi)的載波復(fù)原部109正確地復(fù)原在傳送信號的頻率上存在的導(dǎo)頻頻率(fp)的位置，并將其變換成基本頻帶信號。
現(xiàn)在載波復(fù)原部109最普通的算法，就是使用圖1中用虛線表示的部件里顯示的DFPLL(Digital Frequency Phase Loop Lock數(shù)字頻率相位循環(huán)鎖定)，其電路構(gòu)造簡單，性能優(yōu)越，正在被廣泛使用。即，DFPLL構(gòu)造的載波復(fù)原部109將相位分割部104輸出的傳輸頻帶的I，Q信號向基本頻帶的I，Q信號檢波，鎖閉(locking)頻率和相位。
從圖1我們可以看出，通過A/D轉(zhuǎn)換器103及相位分離器104，將數(shù)字化的傳輸頻帶的I，Q信號向混頻器105輸入，混頻器105通過NCO112，將形成載波復(fù)原的復(fù)合載波輸入，即，輸入正弦波(SIN)和余弦波(COS)后，與通過上述相位分離器104輸出的傳輸頻帶的I，Q信號分別相乘，將傳輸頻帶的I，Q信號向基本頻帶的I，Q信號遷移。
基本頻帶的I，Q信號向整合濾波器106輸出的同時(shí)，為了載波復(fù)原，向載波復(fù)原部109的頻率相位誤差感知部(Frequency PhaseErrorDetectorFPED)110輸出。
上述FPED110進(jìn)行清除接收信號的載波成分與收信機(jī)自身的標(biāo)準(zhǔn)載波成分的頻率差異的FLL(Frequency Locked Loop頻率鎖定循環(huán))過程后，進(jìn)入對清除了頻率差異的上述兩個(gè)載波信號之間的相位誤差進(jìn)行清除的PLL(Phase Locked Loop相位鎖定循環(huán))過程。
即，上述FPED110從混頻器105輸出的基本頻帶的導(dǎo)頻信號檢測出頻率偏置和相位誤差后，向循環(huán)濾波器111輸出。
上述循環(huán)濾波器111過濾上述FPED110的輸出，累計(jì)后，向復(fù)合振蕩器(NCO)112輸出。上述NCO112按照循環(huán)濾波器111的輸出比例，生成復(fù)合正弦波，向混頻器105輸出。
圖3是現(xiàn)存技術(shù)的頻率相位誤差感知部的示意圖?，F(xiàn)存技術(shù)的頻率相位誤差感知部由以下幾個(gè)部分構(gòu)成第1，第2低域通過濾波器(301)(302；延遲器303；符號抽出器304；乘法器305。
將上述混頻器105輸出的基本頻帶的I，Q信號輸入到FPED110里，基本頻帶的I信號向FPED110的第1低域通過濾波器301輸入，基本頻帶的Q信號向第2低域通過濾波器302輸入。
此時(shí)，載波復(fù)原的載波復(fù)原部109只需要6MHz的帶寬中存在導(dǎo)頻頻率(fp)的頻率周邊的信號。
因此，上述第1，第2低域通過濾波器301、302從I，Q信號中清除存在數(shù)據(jù)成分的其余頻率成分，能夠防止數(shù)據(jù)導(dǎo)致的載波復(fù)原部的性能低下問題。即，基本頻帶的I，Q信號的導(dǎo)頻信號轉(zhuǎn)變成DC成分。更嚴(yán)密地說，轉(zhuǎn)變成DC成分周邊的頻率成分。
這是根據(jù)輸入信號的載波頻率成分和NCO112生成的載波頻率成分的差異產(chǎn)生的。由于只存在DC周邊的成分，可能實(shí)現(xiàn)載波復(fù)原。因此，第1，2低域通過濾波器301、302清除除了DC成分周邊的信號以外的其余數(shù)據(jù)成分。
將上述第1低域通過濾波器301的輸出向延遲器303輸入。上述延遲器303將清除了數(shù)據(jù)成分的I信號推遲一定時(shí)間，向符號抽出器304輸出。
此時(shí)，第1低域通過濾波器302輸出的導(dǎo)頻成分的I信號通過延遲器303，如果導(dǎo)頻不轉(zhuǎn)變成準(zhǔn)確的DC成分，就會產(chǎn)生相應(yīng)程度的相位誤差。因此，將延遲器303輸入的傳輸頻帶信號的導(dǎo)頻頻率成分與NCO112的載波頻率成分的差異變換成相位誤差的形態(tài)，向符號抽出器304輸出。
上述符號抽出器304抽出上述延遲器303輸出的信號的符號，將1或者-1的信號向上述乘法器305輸出。乘法器305將上述I信號的符號與清除了數(shù)據(jù)成分的Q信號相乘后，作為相位誤差，向循環(huán)濾波器111輸出。
循環(huán)濾波器111過濾輸入的相位誤差，累計(jì)后，向NCO112輸出。上述NCO112根據(jù)上述循環(huán)濾波器111的輸出比例，生成復(fù)合載波(COS，SIN)，向混頻器105輸出。
經(jīng)過這樣的過程后，上述復(fù)合載波與以前的相比，與輸入更多信號的載波頻率成分更接近。如果反復(fù)運(yùn)行這樣的過程，NCO112產(chǎn)生與輸入信號的載波頻率成分相似的載波頻率信號，向混頻器106輸出，混頻器106將傳輸頻帶的信號遷移成希望的基本頻帶的信號。
即，如果輸入的傳輸頻帶里存在的載波信號成分的導(dǎo)頻的頻率與NCO112里產(chǎn)生的載波信號的頻率成分完全一致的話，結(jié)束FLL過程。但是，實(shí)際上，由于NCO112的自然特性和受到傳輸線特性的影響，兩個(gè)載波信號的頻率只能夠具有相似的頻率成分，并不能完全一致。因此，載波復(fù)原部109對互相不一致的頻率成分進(jìn)行補(bǔ)正，改變NCO112的頻率，實(shí)現(xiàn)兩個(gè)載波信號的頻率一致。
結(jié)束FLL過程之前，上述符號抽出器304輪流輸出1和-1，一旦FLL過程結(jié)束，只輸出1和-1中任意一個(gè)的信號。
像這樣，符號抽出器304輸出一定的信號，上述第1低域通過濾波器301、延遲器303、符號檢測器304不動(dòng)作，仍然只有第2低域通過濾波器302動(dòng)作。
即，如果結(jié)束FLL過程，就會自動(dòng)地進(jìn)入清除兩個(gè)載波信號之間的相位誤差的PLL(Phase Locked Loop相位鎖定循環(huán))過程。
上述第2低域通過濾波器302接收混頻器106的Q信號，清除數(shù)據(jù)成分。第2低域通過濾波器302的輸出信號通過乘法器305，與I信號的符號相乘后，作為相位誤差，向循環(huán)濾波器111輸出。
循環(huán)濾波器111過濾輸入的相位誤差，累計(jì)后，向NCO112輸出。上述NCO112根據(jù)上述循環(huán)濾波器111的輸出比例，生成復(fù)合載波(COS，SIN)，向混頻器105輸出。
通過這樣的過程，上述復(fù)合載波與以前的相比，由于清除了復(fù)合載波的相位誤差，與輸入復(fù)合信號的相位更接近。
這樣的DFPLL算法通過簡單的構(gòu)成，具有搜索性能卓越，提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性的優(yōu)點(diǎn)。
現(xiàn)存技術(shù)存在如下問題。
由于DFPLL算法基本上通過接收的信號的導(dǎo)頻(pilot)成分進(jìn)行動(dòng)作，受到導(dǎo)頻信號強(qiáng)弱的影響。因此，當(dāng)認(rèn)可導(dǎo)頻信號的強(qiáng)度慢慢變化，動(dòng)作的緩慢移動(dòng)伴隨波(slow moving ghost)產(chǎn)生時(shí)，尤其能看到其脆弱的特性。
圖4是殘余邊帶(VSB)傳送系統(tǒng)的基本頻帶信號頻譜的示意圖。
如果形成載波同步的頻率和相位，只在I信號里能夠看到DC相關(guān)的導(dǎo)頻信號。Q信號里DC導(dǎo)頻信號相抵消，不能夠看到。從圖中我們可以看到VSB傳送系統(tǒng)的這一特性。
但是，按照90度或者特定相位的狀態(tài)輸入VSB傳送信號載波的相位時(shí)，在Q信號中顯示DC導(dǎo)頻成分。
載波同步的頻率形成同步的狀態(tài)，即，在結(jié)束FLL的情況時(shí)，將Q信號里顯示的DC導(dǎo)頻信號值原樣向循環(huán)濾波器(loop filter)輸入。如果按照這種方式向循環(huán)濾波器輸入DC導(dǎo)頻信號，VSB基本頻帶信號根據(jù)DC導(dǎo)頻信號的強(qiáng)弱，顯示出具有頻率偏置的效果。
從復(fù)原符號時(shí)鐘的部件側(cè)面來看，好像符號時(shí)鐘變化一樣能夠感受到這種頻率偏置，通過這種頻率偏置，能夠看到VSB收信機(jī)畫面誤差。
而且，VSB傳送系統(tǒng)從構(gòu)造上來講對遠(yuǎn)距離伴隨波(ghost)具有不好的特性。這是由于對于主信號，具有遠(yuǎn)距離伴隨波(ghost)的數(shù)據(jù)模式抖動(dòng)(data pattern jitter)現(xiàn)象更嚴(yán)重的緣故。這導(dǎo)致認(rèn)可遠(yuǎn)距離伴隨波的頻道嚴(yán)重的性能低下。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明為了解決上述問題，其目的是為使用者提供一種能夠提高伴隨波(ghost)信號的緩慢移動(dòng)(slow moving)的追蹤性能的DTV收信機(jī)里的載波復(fù)原裝置。
本發(fā)明的另一目的是為使用者提供一種通過減少載波同步時(shí)必然發(fā)生的模式抖動(dòng)的量，能夠改善白色雜音的TOV(Threshold OfVisibility可見度極限)特性的DTV收信機(jī)里的載波復(fù)原裝置。
本發(fā)明的再一目的是為使用者提供一種具有VSB傳送系統(tǒng)，能夠有效解決遠(yuǎn)距離伴隨波的性能惡化問題的DTV收信機(jī)里的載波復(fù)原裝置。
為了實(shí)現(xiàn)上述目的，本發(fā)明DTV收信機(jī)的載波復(fù)原裝置由以下幾個(gè)部分構(gòu)成，并以此為特征形成載波同步的頻率同步以后，驅(qū)動(dòng)，將數(shù)字化的傳輸頻帶的I，Q信號變換成基本頻帶的I，Q信號，從混頻器接收的基本頻帶Q信號中清除DC導(dǎo)頻成分的DC清除器；從上述基本頻帶I信號中清除除了導(dǎo)頻成分以外的數(shù)據(jù)成分的第1低域通過濾波器；從上述DC清除器輸出的Q信號中清除數(shù)據(jù)成分的第2低域通過濾波器；將上述第1低域通過濾波器輸出的導(dǎo)頻成分的I信號變換成DC成分的延遲器；從上述延遲器的輸出信號中抽出I信號符號的符號抽出器；將清除上述I信號的符號和數(shù)據(jù)成分的Q信號相乘，生成相位誤差的乘法器。
本發(fā)明DTV收信機(jī)里的載波復(fù)原裝置的特征是上述DC清除器在形成載波同步的頻率同步之前，最好不驅(qū)動(dòng)，繞過(bypass)接收的Q信號。
本發(fā)明DTV收信機(jī)里的載波復(fù)原裝置最好還包括如下結(jié)構(gòu)，并以此為特征將上述乘法器生成的相位誤差過濾累計(jì)的循環(huán)濾波器；根據(jù)上述循環(huán)濾波器輸出的比例，生成復(fù)合載波，向上述混頻器反饋的復(fù)合振蕩器。
本發(fā)明DTV收信機(jī)里的載波復(fù)原裝置的特征是上述DC清除器在載波同步的頻率同步形成之前，最好將混頻器接收的Q信號繞過(bypass)上述第2低域通過濾波器。
本發(fā)明DTV收信機(jī)里的載波復(fù)原裝置的特征是為了能夠?qū)⑸鲜鰧?dǎo)頻成分的I信號正確地變換成DC成分，上述延遲器最好將導(dǎo)頻成分的I信號延遲一定時(shí)間。
本發(fā)明DTV收信機(jī)里的載波復(fù)原裝置的特征是上述DC清除器最好還包括如下結(jié)構(gòu)，并以此為特征從混頻器接收的Q信號中清除遷移信號檢波的Q信號的DC推斷值的減法器；從上述減法器的輸出信號里抽出殘留DC成分的累算器；從上述殘留DC成分算出Q信號的DC推斷值，向上述減法器反饋的乘法器。
本發(fā)明DTV收信機(jī)里的載波復(fù)原裝置的特征是上述乘法器最好將上述累算器輸出的殘留DC值乘以step振幅，算出Q信號的DC推斷值。
本發(fā)明DTV收信機(jī)里的載波復(fù)原裝置的特征是上述step振幅越大，DC清除器的匯聚速度越快，正常狀態(tài)的殘留DC值增加，step振幅越小，殘留DC值減少，DC清除器的匯聚速度變慢。
本發(fā)明的其他目的，特征即優(yōu)點(diǎn)將通過附圖對實(shí)施例的詳細(xì)說明可以充分理解。
本發(fā)明DTV收信機(jī)里的數(shù)字復(fù)原裝置通過DC清除器，清除Q信號的DC成分，能夠防止符號時(shí)鐘嚴(yán)重變動(dòng)的現(xiàn)象。
因此，能夠有效減少VSB傳送系統(tǒng)所具有的缺點(diǎn)---載波同步的追蹤性能低下，尤其是當(dāng)認(rèn)可緩慢移動(dòng)伴隨波時(shí)，能夠提高由于VSB傳送系統(tǒng)的構(gòu)造問題導(dǎo)致的脆弱的載波同步系統(tǒng)的追蹤性能。而且，由于提高載波復(fù)原部的頻率匯聚特性，也能夠提高載波復(fù)原部后端的符號復(fù)原器的符號頻率特性。
并且，由于能夠減少遠(yuǎn)距離伴隨波的模式抖動(dòng)現(xiàn)象，能夠有效防止具有VSB系統(tǒng)構(gòu)造的遠(yuǎn)距離伴隨波的性能劣化，由于能夠減少載波同步時(shí)必然發(fā)生的模式抖動(dòng)的量，能夠提高關(guān)于白色雜音的TOV(Threshold Of Visibility能見度極限)特性。
而且，通過DC清除器，達(dá)到將載波相位誤差平均化的效果，能夠提高正常狀態(tài)的清除噪音的性能。結(jié)果，能夠制造出即使接收頻道發(fā)生變化，仍然能夠穩(wěn)定動(dòng)作的VSB收信機(jī)。


圖1是普通的數(shù)字TV發(fā)送裝置的構(gòu)成方框圖；
圖2是現(xiàn)在韓國和美國的DTV規(guī)格里定義的空中波信號的頻率特性的示意圖；圖3是現(xiàn)存技術(shù)的頻率相位誤差感知部的示意圖；圖4是殘余邊帶(VSB)傳送系統(tǒng)的基本頻帶信號頻譜的示意圖；圖5是本發(fā)明載波復(fù)原裝置中頻率相位誤差感知部的示意圖；圖6是DC清除器的構(gòu)成示意圖；圖7是在Q信號里，認(rèn)可DC時(shí)，將現(xiàn)存技術(shù)和本發(fā)明的載波同步匯聚特性進(jìn)行比較的模擬波形圖；圖8是在Q信號里，認(rèn)可DC時(shí)，將現(xiàn)存技術(shù)和本發(fā)明的符號復(fù)原器的匯聚特性進(jìn)行比較的模擬波形圖；圖9是在認(rèn)可遠(yuǎn)距離伴隨波的頻道中，將現(xiàn)存技術(shù)和本發(fā)明的載波同步匯聚特性進(jìn)行比較的模擬波形圖。
附圖主要部分符號說明501DC清除器502第1低域通過濾波器503第2低域通過濾波器504延遲器505符號抽出器 506乘法器具體實(shí)施方式
下面將參照附圖對本發(fā)明DTV收信機(jī)里的載波復(fù)原裝置的實(shí)施例進(jìn)行詳細(xì)說明。依據(jù)

的本發(fā)明的構(gòu)造和作用僅僅作為一個(gè)實(shí)施例進(jìn)行說明，而本發(fā)明的上述技術(shù)思想和核心構(gòu)成及作用并不局限于此。
通過VSB檢波裝置的A/D轉(zhuǎn)換器及相位分離器，將數(shù)字化的傳輸頻帶的I，Q信號向混頻器輸入，混頻器通過復(fù)合振蕩器(NCO)輸入形成載波復(fù)原的復(fù)合載波。即，正弦波(SIN)和余弦波(COS)后，與通過上述相位分離器輸出的傳輸頻帶的I，Q信號分別相乘，將傳輸頻帶的I，Q信號遷移成基本頻帶的I，Q信號。
基本頻帶的I，Q信號向整合濾波器輸出的同時(shí)，為了載波復(fù)原，向載波復(fù)原部的頻率相位誤差感知部(Frequency Phase ErrorDetectorFPED)輸出。
圖5是本發(fā)明載波復(fù)原裝置中頻率相位誤差感知部(FPED)的詳細(xì)構(gòu)造示意圖。
參照圖5，本發(fā)明載波復(fù)原裝置中頻率相位誤差感知部(FPED)由以下幾個(gè)部分構(gòu)成形成載波同步的頻率同步以后，驅(qū)動(dòng)，將數(shù)字化的傳輸頻帶的I，Q信號變換成基本頻帶的I，Q信號，從混頻器接收的基本頻帶Q信號中清除DC導(dǎo)頻成分的DC清除器501；從上述基本頻帶I信號中清除除了導(dǎo)頻成分以外的數(shù)據(jù)成分的第1低域通過濾波器502；從上述DC清除器輸出的Q信號中清除數(shù)據(jù)成分的第2低域通過濾波器503；將上述第1低域通過濾波器輸出的導(dǎo)頻成分的I信號變換成DC成分的延遲器504；從上述延遲器的輸出信號中抽出I信號的符號的符號抽出器505；將上述符號抽出器505輸出的I信號的符號和清除上述第2低域通過濾波器503輸出的數(shù)據(jù)成分的Q信號相乘后，作為相位誤差，向后端的循環(huán)濾波器輸出的乘法器506。
VSB傳送系統(tǒng)的特性上，如果形成載波同步的頻率同步，只在I信號里看到DC相應(yīng)的導(dǎo)頻信號，在Q信號里，DC導(dǎo)頻信號抵消，不能夠看到。
但是，VSB傳送信號載波的相位按照90度或者特定相位的狀態(tài)輸入時(shí)，在Q信號中顯示出DC導(dǎo)頻成分，上述DC清除器501形成載波同步的頻率同步后，從混頻器接收的基本頻帶Q信號中清除DC成分，通過Q信號的DC成分，能夠防止載波復(fù)原部的性能低下。
即，在形成載波同步的頻率同步以前，上述DC清除器501不驅(qū)動(dòng)，將接收的Q信號原樣繞過(bypass)，以后，形成載波同步的頻率同步，即，結(jié)束FLL過程，接收顯示形成載波同步的頻率同步的FrequencyLocking Indication Signal(頻率鎖閉指示信號)以后才驅(qū)動(dòng)。
圖6是DC清除器的構(gòu)成示意圖。
參照圖6，我們可以看出，DC清除器501由以下幾個(gè)部分構(gòu)成從混頻器接收的Q信號中清除移遷信號檢波的現(xiàn)在Q信號的DC推斷值，向上述第2低域通過濾波器503輸出的減法器501a；將上述減法器501a的輸出信號平均化，抽出DC成分的累算器501b；從上述累算器(501b)輸出的DC值中算出DC推斷值，并將其向上述減法器反饋(feedback)的乘法器501c。
因此，上述減法器501a接收乘法器501c輸出的DC推斷值，從混頻器輸入的Q信號中減算DC推斷值，能夠清除Q信號的DC成分。
這里，應(yīng)該注意的是，上述DC推斷值就是將以前減法器501a輸出信號的DC值乘以step振幅(μ)，獲得的‘現(xiàn)在Q信號的DC推斷值’，實(shí)際上，與現(xiàn)在輸入的Q信號的DC值具有不同的值。
因此，減法器501a的輸出信號處于沒有完全清除DC成分，剩下殘留DC成分的狀態(tài)。通過上述累算器501b抽出這一殘留DC成分，在乘算器501c中，將step振幅和μ相乘，算出新的DC推斷值。
因此，越多次經(jīng)過由上述減法器501a、累算器501b、乘算器501c構(gòu)成的循環(huán)(1oop)，殘留DC值就越來越小。
上述step振幅和μ的值決定了DC清除器的匯聚速度和正常狀態(tài)的DC殘留值。
即，當(dāng)step振幅和μ大時(shí)，盡管匯聚速度增快，但是正常狀態(tài)的殘留DC值大。相反，當(dāng)step振幅和μ小時(shí)，盡管殘留值變小，但是匯聚速度減慢。
按照上述結(jié)構(gòu)構(gòu)成的載波復(fù)原裝置的動(dòng)作如下。
首先，載波復(fù)原裝置啟動(dòng)FLL，進(jìn)行載波復(fù)原中頻率搜索，完成頻率搜索后，自動(dòng)地啟動(dòng)PLL，進(jìn)入相位搜索過程。
由于載波復(fù)原只需要6MHz的帶寬中存在導(dǎo)頻頻率的頻率周邊的信號，首先，上述第1，第2低域通過濾波器502、503從I信號及Q信號中清除存在數(shù)據(jù)成分的剩余頻率成分。
此時(shí)，由于在形成FLL之前不驅(qū)動(dòng)上述DC清除器501，輸入的Q信號原樣繞過(bypass)DC清除器501。
隨著基本頻帶的I信號通過第1低域通過濾波器502，變換成DC導(dǎo)頻成分。這是根據(jù)輸入的信號的載波頻率成分與復(fù)合振蕩器里生成的載波頻率成分之間的差異產(chǎn)生的。即，由于只存在導(dǎo)頻成分，就可能進(jìn)行載波復(fù)原，所以，在第1低域通過濾波器502里清除除了DC周邊信號以外的其余成分。
另一方面，基本頻帶的Q信號通過第2低域通過濾波器503。因此，清除除了DC周邊信號以外的數(shù)據(jù)成分。
而且，將上述第1低域通過濾波器502的輸出向延遲器504輸入。
上述延遲器504將清除了數(shù)據(jù)成分的I信號推遲一定時(shí)間，向符號抽出器505輸出，此時(shí)，第1低域通過濾波器502輸出的導(dǎo)頻成分的I信號通過延遲器504，如果導(dǎo)頻不變成DC成分的話，就會產(chǎn)生相應(yīng)程度的相位誤差。
因此，上述延遲器504將輸入的傳輸頻帶信號的導(dǎo)頻頻率成分與復(fù)合振蕩器的載波頻率成分的差異變換成相位誤差的形態(tài)，向符號抽出器505輸出。
而且，上述符號抽出器505只抽出上述延遲器504輸出的信號的符號，向乘法器506輸出，乘法器506將I信號的符號和清除了數(shù)據(jù)成分的Q信號相乘后，作為相位誤差向后端的循環(huán)濾波器輸出。
循環(huán)濾波器過濾輸入的相位誤差，進(jìn)行累計(jì)計(jì)算，向復(fù)合振蕩器(NCO)輸出，上述NCO根據(jù)上述循環(huán)濾波器的輸出比例，生成復(fù)合載波(COS，SIN)，向上述混頻器輸出。
經(jīng)過這樣的過程后，上述復(fù)合載波與以前的相比，與輸入復(fù)合信號的載波頻率成分更接近。如果反復(fù)運(yùn)行這樣的過程，NCO112生成與輸入信號的載波頻率成分相似的載波頻率信號，向混頻器106輸出，混頻器106將傳輸頻帶的信號遷移成希望的基本頻帶的信號。
即，如果輸入的傳輸頻帶里存在的載波信號成分的導(dǎo)頻的頻率和NCO112里產(chǎn)生的載波信號的頻率成分完全一致的話，結(jié)束FLL過程。但是，實(shí)際上，由于NCO112的自然特性和受到傳輸線特性的影響，兩個(gè)載波信號的頻率只能夠具有相似的頻率成分，并不能夠完全一致。因此，載波復(fù)原部109對互相不一致的頻率成分進(jìn)行補(bǔ)正，改變NCO112的頻率，實(shí)現(xiàn)兩個(gè)載波信號的頻率一致。
結(jié)束FLL之前，上述符號抽出器505輪流輸出1和-1，如果FLL結(jié)束，只輸出1和-1中任意一個(gè)的信號。
像這樣，符號抽出器505輸出一定的信號，上述第1低域通過濾波器502、延遲器504、符號檢測器505不動(dòng)作，仍然只有第2低域通過濾波器503動(dòng)作。
即，如果結(jié)束FLL過程，將會自動(dòng)地進(jìn)入清除兩個(gè)載波信號之間的相位誤差的PLL(Phase Locked Loop相位鎖定循環(huán))過程。
另一方面，上述DC清除器501只有接收FLL結(jié)束，顯示形成載波同步的頻率同步的Frequency Locking Indication Signal(頻率鎖定指示信號)后，才能夠驅(qū)動(dòng)。
因此，混頻器106輸入的基本頻帶的Q信號通過DC清除器501清除DC導(dǎo)頻成分，將清除了DC導(dǎo)頻成分的Q信號向第2低域通過濾波器503輸入，第2低域通過濾波器503清除數(shù)據(jù)成分。
而且，通過乘法器506，將清除上述數(shù)據(jù)成分的Q信號作為相位及誤差向循環(huán)濾波器111輸出。上述循環(huán)濾波器111過濾相位誤差，累計(jì)后，向NCO112輸出，上述NCO112根據(jù)上述循環(huán)濾波器111的輸出比例生成復(fù)合載波(COS，SIN)，向上述混頻器105輸出。
通過這樣的過程，清除復(fù)合載波的相位誤差。
圖7是在Q信號里認(rèn)可DC時(shí)，將現(xiàn)存技術(shù)和本發(fā)明的載波同步匯聚特性進(jìn)行比較的模擬波形圖。圖8是在Q信號里認(rèn)可DC時(shí)，將現(xiàn)存技術(shù)和本發(fā)明的符號復(fù)原器的匯聚特性進(jìn)行比較的模擬波形圖。
模擬中使用的DC值是0.5。
從圖7中我們可以看出，根據(jù)現(xiàn)存技術(shù)認(rèn)可的DC信號，載波同步的頻率匯聚特性突然發(fā)生很大的變化。
這種載波同步的頻率匯聚特性變化給后端的符號復(fù)原器帶來很大的影響。如圖8所示，從圖中我們能夠確認(rèn)符號時(shí)鐘復(fù)原同步的符號頻率特性發(fā)生很大的變化。這個(gè)通過符號時(shí)鐘的silp現(xiàn)象顯示。
但是，觀察適用本發(fā)明的FPED的載波復(fù)原部的頻率匯聚特性，我們可以看出，認(rèn)可DC前后的特性幾乎沒有什么差異。而且，載波復(fù)原部后端的符號復(fù)原器的符號時(shí)鐘復(fù)原同步的符號頻率特性沒有發(fā)生太大的變化。
另一方面，本發(fā)明的FPED將DC清除器的信號平均化，檢測DC信號，此時(shí)，載波的相位誤差也具有一起平均化的效果，正常狀態(tài)下，能夠提高清除噪音的性能。
關(guān)于這一點(diǎn)通過圖9的模擬波形圖可以得到確認(rèn)。
圖9是認(rèn)可遠(yuǎn)距離伴隨波的頻道，將現(xiàn)存技術(shù)和本發(fā)明的載波同步匯聚特性進(jìn)行比較的模擬波形圖。
VSB傳送系統(tǒng)對于遠(yuǎn)距離伴隨波(ghost)具有不好的特性。這是由于對于主信號，具有遠(yuǎn)伴隨波(ghost)的數(shù)據(jù)模式抖動(dòng)(data patternjitter)現(xiàn)象更嚴(yán)重的緣故。
從圖9中我們可以看出，現(xiàn)存技術(shù)下在認(rèn)可遠(yuǎn)距離伴隨波的頻道里存在非常嚴(yán)重的性能低下。但是，采用本發(fā)明提出的FPED的系統(tǒng)能夠顯著改善遠(yuǎn)距離伴隨波的數(shù)據(jù)模式抖動(dòng)現(xiàn)象。
通過上述的說明內(nèi)容，相關(guān)工作人員完全可以在不偏離本項(xiàng)發(fā)明技術(shù)思想的范圍內(nèi)，進(jìn)行多樣的變更以及修改。
因此，本項(xiàng)發(fā)明的技術(shù)性范圍并不局限于說明書上的內(nèi)容，必須要根據(jù)權(quán)利范圍來確定其技術(shù)性范圍。
權(quán)利要求
1.一種DTV收信機(jī)的載波復(fù)原裝置，其包括形成載波同步的頻率同步以后驅(qū)動(dòng)，將數(shù)字化的傳輸頻帶的I，Q信號變換成基本頻帶的I，Q信號，從混頻器接收的基本頻Q信號中清除D導(dǎo)頻成分的DC清除器；從上述基本頻帶I信號中清除除了導(dǎo)頻成分以外的數(shù)據(jù)成分的第1低域通過濾波器；從上述DC清除器輸出的Q信號中清除數(shù)據(jù)成分的第2低域通過濾波器；將上述第1低域通過濾波器輸出的導(dǎo)頻成分的I信號變換成DC成分的延遲器；從上述延遲器的輸出信號中抽出I信號的符號的符號抽出器；乘算清除上述I信號的符號和數(shù)據(jù)成分的Q信號，生成相位誤差的乘法器。
2.如權(quán)利要求1所述的DTV收信機(jī)的載波復(fù)原裝置，其特征在于上述DC清除器在載波同步的頻率同步形成之前，最好將混頻器接收的Q信號繞過(bypass)上述第2低域通過濾波器。
3.如權(quán)利要求1所述的DTV收信機(jī)的載波復(fù)原裝置，其特征在于，還包括將上述乘法器生成的相位誤差過濾累計(jì)的循環(huán)濾波器；根據(jù)上述循環(huán)濾波器輸出的比例，生成復(fù)合載波，向上述混頻器反饋的復(fù)合振蕩器。
4.如權(quán)利要求1所述的DTV收信機(jī)的載波復(fù)原裝置，其特征在于為將上述導(dǎo)頻成分的I信號正確地變換成DC成分，上述延遲器將導(dǎo)頻成分的I信號延遲一定時(shí)間。
5.如權(quán)利要求1所述的DTV收信機(jī)的載波復(fù)原裝置，其特征在于，上述DC清除器還包括從混頻器接收的Q信號清除移遷信號檢波的Q信號的DC推斷值的減法器；從上述減法器的輸出信號里抽出殘留DC成分的累算器；從上述殘留DC成分算出Q信號的DC推斷值，向上述減法器反饋的乘法器。
6.如權(quán)利要求5所述的DTV收信機(jī)的載波復(fù)原裝置，其特征在于上述乘法器從上述累算器輸出的殘留DC值中乘算step振幅，算出Q信號的DC推斷值。
7.如權(quán)利要求6所述的DTV收信機(jī)的載波復(fù)原裝置，其特征在于上述step振幅越大，DC清除器的匯聚速度越快，正常狀態(tài)的殘留DC值增加；step振幅越小，殘留DC值減少，DC清除器的匯聚速度變慢。
全文摘要
本發(fā)明涉及VSB方式的DTV收信機(jī)里的載波復(fù)原裝置，在載波復(fù)原裝置中頻率相位誤差檢測器(FPED)的Q信號輸入路徑里，具備清除DC導(dǎo)頻成分的DC清除器，能夠改善VSB傳送系統(tǒng)構(gòu)造上的缺點(diǎn)——載波同步的追蹤性能低下和遠(yuǎn)距離伴隨波的數(shù)據(jù)模式抖動(dòng)現(xiàn)象。因此，能夠制造出即使在接收頻道變化的情況下，也能夠穩(wěn)定動(dòng)作的VSB收信機(jī)。
文檔編號H04N5/44GK1780274SQ200410084330
公開日2006年5月31日 申請日期2004年11月18日 優(yōu)先權(quán)日2004年11月18日
發(fā)明者金德 , 洪性龍, 金哉亨 申請人:上海樂金廣電電子有限公司