專(zhuān)利名稱(chēng)：信干燥比估計(jì)方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種信干噪比估計(jì)方法，特別涉及一種在時(shí)分(TimeDivision)無(wú)線(xiàn)通信系統(tǒng)接收機(jī)的自動(dòng)頻率校正中進(jìn)行信干噪比估計(jì)的方法。
背景技術(shù)：
在典型的無(wú)線(xiàn)通信系統(tǒng)中，由于發(fā)射機(jī)與接收機(jī)的本地振蕩器(LocalOscillator)之間存在頻率偏差，可導(dǎo)致接收信號(hào)質(zhì)量的嚴(yán)重下降，甚至通信傳輸失敗。特別是，對(duì)于蜂窩移動(dòng)通信系統(tǒng)中的用戶(hù)終端(User Equipment，UE)，出于經(jīng)濟(jì)因素等的考慮，常采用頻率穩(wěn)定度較低的本地振蕩器，其初始頻率偏差(Initial Frequency Offset)可達(dá)10ppm左右，對(duì)采用2GHz載波的系統(tǒng)這相當(dāng)于20kHz左右的初始頻率偏差。如果不采取相應(yīng)措施校正本地振蕩器的頻率輸出，使其與發(fā)射機(jī)的輸出頻率一致或十分接近(例如，偏差在0.1ppm以?xún)?nèi))，將可能導(dǎo)致信號(hào)傳輸?shù)氖　Ａ硪环矫?，由于本地振蕩器同時(shí)用于發(fā)射和接收，所以大頻率偏差同樣會(huì)導(dǎo)致發(fā)射信號(hào)產(chǎn)生嚴(yán)重的帶外干擾(out-of-bandinterference)。在接收機(jī)中，用于實(shí)現(xiàn)頻率同步的裝置常被稱(chēng)為自動(dòng)頻率校正(Automatic Frequency Correction，簡(jiǎn)稱(chēng)“AFC”)裝置。
一般的，當(dāng)初始頻率偏差較大時(shí)，例如達(dá)到10ppm時(shí)的情況，自動(dòng)頻率校正可分為粗略頻率校正(Coarse AFC)和精細(xì)頻率校正(Fine AFC)兩個(gè)階段。這是因?yàn)?1)接收機(jī)在開(kāi)機(jī)時(shí)，往往要經(jīng)過(guò)一系列的時(shí)間、頻率、碼和幀結(jié)構(gòu)同步等步驟，來(lái)完成同步和系統(tǒng)接入功能。而對(duì)于不同的同步階段，所要求的接收信號(hào)質(zhì)量和所能達(dá)到的目標(biāo)通常也是不一致的。亦即，某些階段只需要粗略的頻率同步即可，而另一些階段則要求更精確的頻率同步；另一方面，某些階段根據(jù)所能利用的信息只能達(dá)到粗略的頻率同步，而另一些階段由于可用信息增加可以實(shí)現(xiàn)更精確的頻率同步；(2)對(duì)于自動(dòng)頻率校正(AFC)中的一個(gè)關(guān)鍵模塊，即頻率偏差估計(jì)(Frequency Offset Estimation，簡(jiǎn)稱(chēng)“FOE”)模塊，衡量其性能主要有兩個(gè)指標(biāo)即頻率偏差估計(jì)精度和最大頻率偏差估計(jì)范圍。如果實(shí)際頻率偏差超過(guò)該范圍，那么FOE模塊的輸出就有可能發(fā)生嚴(yán)重偏差。而各種FOE方法往往有一個(gè)共同的特點(diǎn)即估計(jì)的精度越高，其所支持的最大頻率偏差范圍也就越?。环粗?，若要支持更大的頻率偏差范圍，則其估計(jì)精度就會(huì)降低。對(duì)于初始頻率偏差較大的情況(例如10ppm)且最終頻率偏差要求較高時(shí)(例如0.1ppm)，一般需要采用兩套不同的頻率偏移估計(jì)算法及其相應(yīng)的AFC策略，分別完成粗略頻率校正和精細(xì)頻率校正兩個(gè)過(guò)程。
一般的，來(lái)自發(fā)射機(jī)的發(fā)射信號(hào)中，常會(huì)連續(xù)的或者周期性的帶有導(dǎo)頻(Pilot)或者同步(SYNC)碼字，它們?cè)诮邮諜C(jī)處是已知或者通過(guò)某種方法檢測(cè)到的。于是，AFC模塊可利用這些碼字作為訓(xùn)練序列(Training Sequence)，與相應(yīng)的接收信號(hào)經(jīng)過(guò)一系列處理后，完成頻率校正的工作。盡管AFC也可以在訓(xùn)練序列未知的模式下進(jìn)行，即所謂的“盲”(blind)方式，但其性能特別是在信噪比低于0dB情況下一般較差，在現(xiàn)有無(wú)線(xiàn)通信系統(tǒng)中一般較少應(yīng)用。
時(shí)分(Time-Division)系統(tǒng)是指將通信頻率資源按時(shí)間軸分為多個(gè)時(shí)隙(Timeslot)，并且每個(gè)邏輯信道(Logical Channel)占用其中一個(gè)或者多個(gè)時(shí)隙進(jìn)行傳輸。時(shí)分系統(tǒng)的包括時(shí)分多址(Time Division Multiple Access，TDMA)系統(tǒng)和時(shí)分雙工(Time Division Duplex)系統(tǒng)等。兩套采用時(shí)分技術(shù)的典型的蜂窩移動(dòng)系統(tǒng)的例子是GSM和TD-SCDMA。在這些系統(tǒng)中，每個(gè)時(shí)隙的某個(gè)部分常常帶有一段同步碼字或訓(xùn)練序列，用于幫助接收機(jī)完成時(shí)間同步、頻率同步和信道估計(jì)等功能。與之相對(duì)的是那些采用頻率或碼字來(lái)分隔不同邏輯信道的系統(tǒng)，例如IS-95和WCDMA，在這些系統(tǒng)中，一般帶有連續(xù)發(fā)射的導(dǎo)頻信道(Pilot Channel)，基于該連續(xù)導(dǎo)頻信道可能采用相對(duì)更為靈活的方式來(lái)完成一系列同步功能，包括頻率同步功能等。
一些針對(duì)DS-SS CDMA系統(tǒng)(包括IS-95和WCDMA等)所設(shè)計(jì)的AFC方法中，假設(shè)有連續(xù)導(dǎo)頻信號(hào)的存在，采用了相位差分檢測(cè)(DifferentialDetection)或者離散傅立葉變換(Discrete Fourier Transform)等方法來(lái)進(jìn)行頻率偏移估計(jì)，并結(jié)合RAKE接收機(jī)結(jié)構(gòu)來(lái)實(shí)現(xiàn)多徑合并。例如，在國(guó)際專(zhuān)利申請(qǐng)公開(kāi)號(hào)WO9931816，發(fā)明名稱(chēng)為“一種在DS-CDMA接收機(jī)中進(jìn)行頻率捕獲和跟蹤的方法和裝置”(Method and Apparatus for Frequency Acquisition andTracing for DS-SS CDMA Receiver)中，公開(kāi)了一種基于RAKE接收機(jī)的AFC結(jié)構(gòu)，并在不同AFC階段可自適應(yīng)地采用可變長(zhǎng)度相關(guān)處理來(lái)進(jìn)行頻率偏差估計(jì)的方法，可在DS-SS CDMA系統(tǒng)中獲得較好的性能。
然而，對(duì)于時(shí)分系統(tǒng)，例如TD-SCDMA系統(tǒng)，其導(dǎo)頻信號(hào)一般是不連續(xù)的，并且由于其采用多用戶(hù)檢測(cè)(Multi-User Detection)方法而可能不宜采用RAKE接收機(jī)結(jié)構(gòu)。因此，許多針對(duì)DS-SS CDMA系統(tǒng)設(shè)計(jì)的自動(dòng)頻率校正方法并不適用于時(shí)分多址接入系統(tǒng)。另外，與以往窄帶時(shí)分系統(tǒng)(如GSM)不同的是，在寬帶時(shí)分系統(tǒng)(例如TD-SCDMA系統(tǒng))中，每個(gè)碼片(chip)上的信干噪比(Signal-to-Interference-and-Noise Ratio，簡(jiǎn)稱(chēng)“SINR”)很低，其典型值低于0dB。因此，以往針對(duì)窄帶時(shí)分系統(tǒng)適用的一些AFC方法在這種低SINR情況下就不再適用。因此，針對(duì)寬帶時(shí)分系統(tǒng)設(shè)計(jì)滿(mǎn)足要求的AFC方法和裝置，是這些系統(tǒng)設(shè)計(jì)中的關(guān)鍵問(wèn)題之一。
對(duì)于無(wú)線(xiàn)通信特別是移動(dòng)通信系統(tǒng)，其傳播信道中普遍存在著多徑衰落即頻率擴(kuò)散(Frequency Dispersive)現(xiàn)象，可導(dǎo)致接收信號(hào)的SINR值在較短時(shí)間內(nèi)會(huì)出現(xiàn)較大的起伏。另一方面，對(duì)于CDMA(碼分多址)等寬帶通信系統(tǒng)，同時(shí)又會(huì)存在時(shí)間擴(kuò)散(Time Dispersive)現(xiàn)象，即產(chǎn)生嚴(yán)重的符號(hào)間干擾(Inter-Symbol Interference，ISI)問(wèn)題。一個(gè)針對(duì)移動(dòng)通信系統(tǒng)的良好的接收機(jī)方案，必須解決以上兩方面的問(wèn)題——這對(duì)于接收機(jī)中AFC模塊的設(shè)計(jì)也不例外。
現(xiàn)有的針對(duì)時(shí)分通信系統(tǒng)設(shè)計(jì)的AFC方法和裝置往往存在以下一個(gè)或者幾個(gè)不足之處(1)沒(méi)有區(qū)分粗略頻率校正和精細(xì)頻率校正兩個(gè)過(guò)程，而是采用一套統(tǒng)一的AFC方案由于以上提及的原因，這種方案往往造成了頻率偏差估計(jì)范圍與頻率偏差估計(jì)精度之間的矛盾，以及/或者未能有效利用接收機(jī)處于各階段時(shí)所能利用的信息。例如，路徑搜索、跟蹤和信道估計(jì)模塊一般在粗略頻率校正完成后就可以獲得較好的性能，并可以為精細(xì)頻率校正時(shí)所利用。另一方面，在不同階段，可能有不同的訓(xùn)練序列可被用于頻率偏差校正。例如，在國(guó)際專(zhuān)利WO0303040，發(fā)明名稱(chēng)為“3G無(wú)線(xiàn)通信時(shí)分雙工模式下一種自動(dòng)頻率校正方法”(Automatic Frequency Correction Method and Apparatus for TimeDivision Duplex Modes of 3G Wireless Communications)中，公開(kāi)了一種在3G系統(tǒng)時(shí)分雙工(TDD)模式(HCR-TDD)下進(jìn)行頻率校正的方法，但其未對(duì)粗略頻率校正和精細(xì)頻率校正進(jìn)行區(qū)分，而是采用一套相同的方法和裝置來(lái)實(shí)現(xiàn)頻率校正功能，并且未能在頻偏較小時(shí)利用信道估計(jì)和路徑搜索、跟蹤模塊的信息，從而使其AFC環(huán)路的收斂速度因此有所損失。
(2)忽視了無(wú)線(xiàn)通信信道中常見(jiàn)的多徑衰落(頻率擴(kuò)散)對(duì)自動(dòng)頻率校正方法所造成的影響，或者忽視了寬帶系統(tǒng)中常見(jiàn)的符號(hào)間干擾(時(shí)間擴(kuò)散)對(duì)自動(dòng)頻率校正方法所造成的影響。例如，在美國(guó)專(zhuān)利2003099206，發(fā)明名稱(chēng)為“自動(dòng)頻率校正方法與裝置”(Method and Arrangement for AutomaticFrequency Correction)中，公開(kāi)了一種UTRA TDD模式下的頻率校正方法，但是只采用了最強(qiáng)傳播路徑來(lái)進(jìn)行頻率偏差估計(jì)，同時(shí)采用了固定的AFC環(huán)路增益因子，因此在快速衰落和多條強(qiáng)傳播路徑存在的情況下性能會(huì)收到一定影響，其校正精度也很有限。
部分自動(dòng)頻率校正方法雖然也將AFC劃分為幾個(gè)階段，并在每個(gè)階段采用不同的AFC環(huán)路增益因子來(lái)控制不同階段下AFC的收斂和跟蹤性能，但其AFC階段切換往往是通過(guò)某種收斂性判斷來(lái)進(jìn)行的。例如，采用近期頻率偏移估計(jì)輸出值的平均值來(lái)作為當(dāng)前頻率偏移值的估計(jì)，并通過(guò)與幾個(gè)預(yù)先設(shè)置的門(mén)限(threshold)值進(jìn)行比較來(lái)作為不同階段的切換判斷準(zhǔn)則。但是，在這些方案中，由于收斂性判斷的不準(zhǔn)確性，或者由于需要較長(zhǎng)時(shí)間才能得到較為準(zhǔn)確的收斂性判斷，所以在低信噪比條件下往往需要較長(zhǎng)的時(shí)間來(lái)達(dá)到AFC環(huán)路的收斂。另一方面，由于這些方法中的有關(guān)AFC參數(shù)一般是預(yù)先設(shè)好的，并不能根據(jù)實(shí)際信道條件動(dòng)態(tài)調(diào)整，所以在某些通信環(huán)境下的性能可能較差。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于提供一種信干噪比估計(jì)方法，從而可在低SINR條件下、及通信信道存在時(shí)間擴(kuò)散和頻率擴(kuò)散情況下，快速、準(zhǔn)確地將接收機(jī)的本地振蕩器頻率與發(fā)射機(jī)中的振蕩器頻率進(jìn)行同步。
為實(shí)現(xiàn)上述目的，本發(fā)明的技術(shù)方案如下一種信干噪比估計(jì)方法，包括如下步驟對(duì)路徑合并和相關(guān)步驟中得到的分別為奇數(shù)和偶數(shù)位置有效路徑上的信道結(jié)果經(jīng)過(guò)處理后分別得到對(duì)應(yīng)奇數(shù)和偶數(shù)位置有效路徑上的信號(hào)功率值S1和信號(hào)功率值S2；將路徑合并和相關(guān)步驟中按奇偶序號(hào)分離得到的兩路接收數(shù)據(jù)序列，分別與路徑合并和相關(guān)步驟中由訓(xùn)練序列分別與奇數(shù)和偶數(shù)位置路徑估計(jì)卷積后得到得到的數(shù)據(jù)序列，經(jīng)過(guò)逐元素相減后，其差值數(shù)據(jù)序列在經(jīng)過(guò)噪聲功率計(jì)算器后，分別計(jì)算得到噪聲功率值N1和N2；對(duì)上述信號(hào)功率S1和S2和噪聲功率值N1和N2通過(guò)相關(guān)合并計(jì)算后得到當(dāng)前幀的信干噪比估計(jì)值。
采用上述方法，能夠在很低的SINR條件下，快速并準(zhǔn)確地實(shí)現(xiàn)時(shí)分系統(tǒng)中的信干噪比估計(jì)。特別的，本發(fā)明針對(duì)寬帶移動(dòng)通信系統(tǒng)中常見(jiàn)的兩種惡劣的信道條件，即頻率擴(kuò)散和時(shí)間擴(kuò)散情況下，同樣可以保持優(yōu)良的性能。


圖1為在TD-SCDMA系統(tǒng)中進(jìn)行精細(xì)頻率校正的結(jié)構(gòu)框圖；圖2為在如圖1所示的精細(xì)頻率校正過(guò)程中，一種基于時(shí)延包絡(luò)來(lái)進(jìn)行路徑選擇的方法的示意圖；圖3為在如圖1所示的精細(xì)頻率校正過(guò)程中進(jìn)行一種進(jìn)行路徑合并和相關(guān)的裝置的結(jié)構(gòu)框圖；圖4為本發(fā)明在如圖1所示的精細(xì)頻率校正過(guò)程中一種進(jìn)行SINR估計(jì)的方法的結(jié)構(gòu)框圖；圖5為在如圖1所示的精細(xì)頻率校正過(guò)程中進(jìn)行卡爾曼(Kalman)增益因子計(jì)算的方法的流程圖；以及圖6為在如圖1所示的精細(xì)頻率校正結(jié)構(gòu)中的一階環(huán)路濾波器的實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)框圖。
具體實(shí)施例方式
下面根據(jù)圖1至圖6，給出本發(fā)明一個(gè)較好實(shí)施例，并予以詳細(xì)描述，使能更好地理解本發(fā)明的功能、特點(diǎn)。
圖1是根據(jù)本發(fā)明在TD-SCDMA系統(tǒng)中進(jìn)行精細(xì)頻率校正的結(jié)構(gòu)框圖。所述的精細(xì)頻率校正過(guò)程是基于卡爾曼(Kalman)濾波器理論通過(guò)一個(gè)一階環(huán)路來(lái)實(shí)現(xiàn)的。首先，接收射頻信號(hào)經(jīng)過(guò)下變頻解調(diào)器1010并經(jīng)過(guò)ADC、AGC和RRC濾波器后轉(zhuǎn)換成為數(shù)字基帶信號(hào)，接著信號(hào)數(shù)據(jù)提取器1011根據(jù)幀同步信息提取TS0上P-CCPCH信道中長(zhǎng)為144個(gè)碼片的Midamble接收部分內(nèi)的采樣數(shù)據(jù)，對(duì)應(yīng)于2倍過(guò)采樣情況，共提取了144×2＝288個(gè)Midamble數(shù)據(jù)采樣。該段數(shù)據(jù)采樣對(duì)于系統(tǒng)同步有重要作用，將被用于信道估計(jì)、路徑搜索、SINR估計(jì)和頻率偏移估計(jì)模塊中。對(duì)應(yīng)的長(zhǎng)為144的Midamble訓(xùn)練序列是由Midamble碼字生成器1012產(chǎn)生的，其碼字索引是由先前的初始小區(qū)搜索第二步驟Step 2所檢測(cè)到的。
接著，該段Midamble數(shù)據(jù)采樣被送入信道估計(jì)和路徑搜索模塊1013。該模塊通過(guò)將Midamble數(shù)據(jù)采樣與對(duì)應(yīng)的Midamble訓(xùn)練序列進(jìn)行(循環(huán))相關(guān)，得到一組信道估計(jì)值。當(dāng)前幀內(nèi)計(jì)算得到的信道估計(jì)值的功率值，構(gòu)成了當(dāng)前幀的時(shí)延包絡(luò)(Delay Profile)，而路徑搜索是根據(jù)當(dāng)前幀的時(shí)延包絡(luò)并結(jié)合以前若干幀的時(shí)延包絡(luò)，并依據(jù)某些預(yù)設(shè)的路徑選擇門(mén)限值，來(lái)判斷哪幾條路徑為有效路徑。注意由于采用了2倍采樣，因此路徑的分辨精度是1/2個(gè)碼片寬度。由于信道估計(jì)和路徑搜索在各中無(wú)線(xiàn)通信系統(tǒng)特別是移動(dòng)通信系統(tǒng)廣泛應(yīng)用，所以本領(lǐng)域內(nèi)有關(guān)技術(shù)人員對(duì)其相關(guān)算法和實(shí)現(xiàn)方法很熟悉，所以這里不再贅述。這里信道估計(jì)將輸出所謂“信道估計(jì)窗”內(nèi)的所有路徑的幅度和相位值，例如，信道估計(jì)窗寬度可定為16個(gè)碼片，對(duì)應(yīng)于2倍過(guò)采樣，該估計(jì)窗內(nèi)共產(chǎn)生16×2＝32條路徑的幅度和相位值。其中，所述每條路徑代表一個(gè)時(shí)延抽頭(Delay Tap)。同時(shí)，信道估計(jì)還會(huì)輸出相關(guān)長(zhǎng)度內(nèi)信道估計(jì)窗外的所有信道估計(jì)值，提供給測(cè)量等模塊估計(jì)SINR等參數(shù)時(shí)使用。另一方面，路徑搜索模塊則輸出信道估計(jì)窗內(nèi)有效路徑的位置信息。這里假設(shè)路徑搜索模塊最多產(chǎn)生L條有效路徑位置信息。接收機(jī)中其它模塊，包括解調(diào)(Demodulation)模塊、同步(Synchronization)模塊和測(cè)量(Measurement)模塊等，將利用這些有效路徑位置信息以及信道估計(jì)值進(jìn)行有關(guān)工作。
參考圖2，所示為一種基于時(shí)延包絡(luò)來(lái)進(jìn)行路徑選擇的方法的示意圖。其中，當(dāng)前幀內(nèi)的時(shí)延包絡(luò)是通過(guò)將當(dāng)前幀內(nèi)的信道估計(jì)結(jié)果求模后(或者類(lèi)似方法)得到的。將當(dāng)前幀的時(shí)延包絡(luò)與之前若干幀內(nèi)的時(shí)延包絡(luò)按某種方式進(jìn)行了平均后，所得的時(shí)延包絡(luò)用于進(jìn)行路徑選擇。如圖2所示的例子中，平均后的時(shí)延包絡(luò)的長(zhǎng)度為16，亦即含有16個(gè)時(shí)延抽頭。進(jìn)行路徑選擇時(shí)，首先需要確定一個(gè)路徑選擇門(mén)限，該門(mén)限值可以基于該時(shí)延包絡(luò)中的最大路徑功率、或者基于該時(shí)延包絡(luò)中所有路徑的平均功率，加上一個(gè)固定的偏移值后來(lái)得到。當(dāng)然，也可以采用其它方法來(lái)得到該路徑選擇門(mén)限值。確定該路徑選擇門(mén)限后，就可以進(jìn)行路徑選擇了在時(shí)延包絡(luò)中，凡是功率值高于路徑選擇門(mén)限的，均選出做為“有效路徑”，反之則做為“噪聲路徑”。例如，在圖2所示例子中，相對(duì)延時(shí)為3、4、5、10和11的路徑被選出做為有效路徑，而剩下的路徑均被做為噪聲路徑。
再參考圖1，路徑合并和相關(guān)器(模塊)1014利用所述的路徑信息以及相應(yīng)的信道估計(jì)值，按最大比例合并(Maximum Ratio Combining，簡(jiǎn)稱(chēng)“MRC”)的方式來(lái)進(jìn)行多條路徑的合并。一種用于實(shí)現(xiàn)路徑合并和相關(guān)的裝置如圖7所示。它采用如下方法(a)將從路徑搜索模塊產(chǎn)生的路徑位置信息按奇偶性進(jìn)行分離；同時(shí)，將這些路徑位置上信道估計(jì)值也按照路徑位置的奇偶性進(jìn)行分離；(b)將訓(xùn)練序列碼字經(jīng)過(guò)一批延時(shí)器，得到一批數(shù)據(jù)序列，輸入步驟(c)；其中延時(shí)器的延時(shí)值分別由奇數(shù)位置路徑?jīng)Q定；(c)將輸入的一批數(shù)據(jù)序列，分別與對(duì)應(yīng)路徑的信道估計(jì)值進(jìn)行相乘，得到一批新的數(shù)據(jù)序列；(d)將由步驟(c)所得的一批數(shù)據(jù)序列，經(jīng)過(guò)逐元素相加后，得到一個(gè)新的數(shù)據(jù)序列；(e)將由步驟(d)所得的一個(gè)數(shù)據(jù)序列，經(jīng)過(guò)刪除器刪除尾部若干數(shù)據(jù)，并經(jīng)過(guò)共扼后，得到一個(gè)新的數(shù)據(jù)序列，其長(zhǎng)度等于訓(xùn)練序列的長(zhǎng)度；(f)將訓(xùn)練序列碼字經(jīng)過(guò)一批延時(shí)器，得到一批數(shù)據(jù)序列；其中延時(shí)器的延時(shí)值分別由偶數(shù)位置路徑?jīng)Q定；(g)將由步驟(f)所得的一批數(shù)據(jù)序列輸入步驟(c)，并重復(fù)步驟(c)～(e)后，得到另一個(gè)新的數(shù)據(jù)序列，其長(zhǎng)度等于訓(xùn)練序列的長(zhǎng)度；(h)將接收對(duì)應(yīng)訓(xùn)練序列的信號(hào)采樣值按奇偶序號(hào)經(jīng)過(guò)分路器后得到兩個(gè)數(shù)據(jù)序列，其長(zhǎng)度均等于訓(xùn)練序列長(zhǎng)度；(i)將由步驟(h)所得的對(duì)應(yīng)奇偶序號(hào)的兩個(gè)數(shù)據(jù)序列，分別與由步驟(e)和步驟(g)的兩個(gè)數(shù)據(jù)序列分別進(jìn)行逐元素相乘，得到兩個(gè)新的數(shù)據(jù)序列；(j)將由步驟(i)所得的兩個(gè)序列進(jìn)行逐元素相加后，得到一個(gè)新的數(shù)據(jù)序列作為輸出，其長(zhǎng)度等于訓(xùn)練序列的長(zhǎng)度。
根據(jù)上述方法，參照?qǐng)D3所示的裝置圖，首先，輸入長(zhǎng)為288的Midamble部分接收數(shù)據(jù)采樣，經(jīng)過(guò)分路器1200按奇數(shù)序號(hào)和偶數(shù)序號(hào)分為兩個(gè)長(zhǎng)均為144的序列。同時(shí)，從信道估計(jì)和路徑搜索模塊來(lái)的共L條路徑位置信息{T1，T2，...，TL}(0＝＜Tk＜＝Tmax-1)，經(jīng)過(guò)分離器1201按奇偶性分為兩路，分別記為{Todd，1，Todd，2，...，Todd，L1)和{Teven，1，Teven，2，...，Teven，L2}，其中L1和L2分別為位置取值分別為奇數(shù)和偶數(shù)的路徑的數(shù)目。相應(yīng)的，輸入的信道估計(jì)結(jié)果(hT1，hT2，...，hTL)亦按照相應(yīng)路徑位置的奇偶性被分為兩路{hTodd，1，hTodd，2，...，hTodd，L1)和{hTeven，1，hTeven，2，...，hTeven，L2)。然后，將長(zhǎng)度為144個(gè)的Midamble輸入數(shù)據(jù)通過(guò)一批延時(shí)器12021-1202L1、以及一批乘法器12031-1203L1，并通過(guò)累加器12061全部相加后，實(shí)現(xiàn)與奇數(shù)位置路徑信道估計(jì)序列的卷積(Convolution)過(guò)程。注意，這里延時(shí)器對(duì)于輸入延時(shí)控制參數(shù)Tk，將把輸入數(shù)據(jù)延時(shí) 個(gè)數(shù)據(jù)單位(其中符號(hào) 表示取整操作)，并在必要時(shí)在首端和末端補(bǔ)零，使輸出數(shù)據(jù)段長(zhǎng)度為 以使各路數(shù)據(jù)對(duì)齊。這樣，累加器12061輸出為長(zhǎng)度為 的數(shù)據(jù)序列，經(jīng)過(guò)刪除器12071刪除其最后 個(gè)數(shù)據(jù)后，剩下長(zhǎng)為144的數(shù)據(jù)序列；然后，該序列經(jīng)過(guò)共扼器12081進(jìn)行共扼后，通過(guò)乘法器12091與分路器1200輸出的奇數(shù)序號(hào)數(shù)據(jù)采樣進(jìn)行逐元素相乘，得到一組由奇數(shù)位置路徑信道估計(jì)得到的長(zhǎng)度為144的相關(guān)數(shù)據(jù)輸出。類(lèi)似的，通過(guò)一批延時(shí)器12041-1204L1、一批乘法器12051-1205L1、一個(gè)累加器12062、刪除器12072、共扼器12082、并通過(guò)乘法器12092與分路器1200輸出的偶數(shù)序號(hào)數(shù)據(jù)采樣進(jìn)行逐元素相乘，可得到另一組對(duì)應(yīng)偶數(shù)位置路徑信道估計(jì)得到的長(zhǎng)度為144的相關(guān)數(shù)據(jù)輸出。最后，將所述兩路分別對(duì)應(yīng)奇數(shù)和偶數(shù)位置路徑信道估計(jì)得到的相關(guān)數(shù)據(jù)通過(guò)相加器1210相加，就得到了長(zhǎng)度為144的相關(guān)輸出結(jié)果。
接著，參考圖1，這批經(jīng)過(guò)多徑合并后的Midamble接收數(shù)據(jù)并與本地產(chǎn)生的Midamble碼字經(jīng)過(guò)相關(guān)后，被送入頻率偏移估計(jì)器1015，并輸出頻率偏移估計(jì) 參考圖1，信道估計(jì)和路徑搜索模塊1013輸出的路徑信息及信道估計(jì)結(jié)果被送入SINR估計(jì)器模塊1016中，產(chǎn)生當(dāng)前幀SINR估計(jì)值。該SINR估計(jì)器也是基于TS0上P-CCPCH信道中的Midamble碼來(lái)得到當(dāng)前幀的SINR估計(jì)值的。
圖4示出根據(jù)本發(fā)明在如圖1所示的精細(xì)頻率校正過(guò)程中，一種進(jìn)行SINR估計(jì)的方法的流程圖。其中，參考圖4，所屬SINR估計(jì)方法的輸入來(lái)自于如圖3所示的路徑合并和相關(guān)裝置結(jié)構(gòu)框圖中的中間輸出點(diǎn)A～F。其中，來(lái)自點(diǎn)A和點(diǎn)B的數(shù)據(jù)分別為奇數(shù)和偶數(shù)位置有效路徑上的信道估計(jì)結(jié)果，它們分別經(jīng)過(guò)信號(hào)功率計(jì)算器1421和1422后，得到對(duì)應(yīng)奇數(shù)和偶數(shù)位置有效路徑上的信號(hào)功率值S1和信號(hào)功率值S2。所述信號(hào)功率計(jì)算器1421-2可通過(guò)將其所有輸入信道估計(jì)值的功率值求和后獲得相應(yīng)的信號(hào)功率。假設(shè)包含所有路徑的集合用A表示，其中有效路徑的集合用PE表示，將它們按有效路徑位置的奇偶性劃分為兩個(gè)子集合，即奇數(shù)位置有效路徑集合PE，odd，以及偶數(shù)位置有效路徑集合PE，even。同時(shí)，假設(shè)信道估計(jì)結(jié)果可用h＝{hi，i∈A}來(lái)表示，并且信道估計(jì)結(jié)果已經(jīng)根據(jù)信道估計(jì)相關(guān)長(zhǎng)度進(jìn)行歸一化。則奇數(shù)位置有效路徑上的信號(hào)功率估計(jì)值S1可用下式計(jì)算S1=Σi∈PE,odd(|hi|)2]]>類(lèi)似的，偶數(shù)位置有效路徑上的信號(hào)功率估計(jì)值S2可用下式計(jì)算S2=Σi∈PE,even(|hi|)2]]>另一方面，利用來(lái)自圖3點(diǎn)C～F每個(gè)點(diǎn)上的輸入為在每幀中得到長(zhǎng)為144的一個(gè)數(shù)據(jù)序列，可分別計(jì)算奇數(shù)位置和偶數(shù)位置路徑上的噪聲功率。其中，點(diǎn)C和點(diǎn)E上分別為由訓(xùn)練序列分別與奇數(shù)和偶數(shù)位置路徑估計(jì)卷積(并刪除尾部的若干數(shù)據(jù))后得到的輸出序列；而點(diǎn)D和點(diǎn)F上分別為經(jīng)過(guò)分離器1201后得到的兩路對(duì)應(yīng)接收序列。參考圖3，來(lái)自點(diǎn)C的數(shù)據(jù)序列與來(lái)自點(diǎn)D的數(shù)據(jù)序列經(jīng)過(guò)減法器1411后，其差值序列在經(jīng)過(guò)噪聲功率計(jì)算器1431后，計(jì)算得到噪聲功率值N1。類(lèi)似的，來(lái)自點(diǎn)E的數(shù)據(jù)序列與來(lái)自點(diǎn)F的數(shù)據(jù)序列經(jīng)過(guò)減法器1412后，其差值序列在經(jīng)過(guò)噪聲功率計(jì)算器1432后，計(jì)算得到噪聲功率值N2。所述的噪聲功率計(jì)算器1431-2可通過(guò)計(jì)算其輸入數(shù)據(jù)序列的平均功率值來(lái)獲得相應(yīng)的噪聲功率。假設(shè)噪聲功率計(jì)算器的輸入為長(zhǎng)為L(zhǎng)的序列{x1，x2，...，xL}，則噪聲功率計(jì)算器輸出y可用下式表示y=Σi=1L|xi|2L]]>
最后，信號(hào)功率值S1、S2，以及噪聲功率值N1、N2，通過(guò)合并器144合并后得到當(dāng)前幀的SINR估計(jì)輸出。其中，合并器144可采用如下幾種合并方法中的一種(1)合并方法1 (2)合并方法2 (3)合并方法3 (其中符號(hào)MAX表示求最大值運(yùn)算)接著，參考圖1，卡爾曼增益因子計(jì)算器1017利用當(dāng)前幀的SINR估計(jì)，進(jìn)行所述一階環(huán)路增益因子的更新。所更新的參數(shù)包括測(cè)量噪聲方差Rk、估計(jì)方差Pk和卡爾曼增益因子Kk，其中下標(biāo)k代表當(dāng)前幀的序號(hào)。
圖4所示為根據(jù)本發(fā)明在如圖1所示的精細(xì)頻率校正過(guò)程中進(jìn)行卡爾曼增益因子計(jì)算的方法的流程圖。初始狀態(tài)下(即進(jìn)入精細(xì)頻率校正過(guò)程之前)，在步驟1501中，P0被賦予一個(gè)初始值，一般的，P0應(yīng)根據(jù)進(jìn)入精細(xì)頻率校正之前的頻偏的方差來(lái)設(shè)置。根據(jù)本發(fā)明，P0應(yīng)根據(jù)粗略頻率校正的輸出頻偏的方差來(lái)確定，推薦值為P0＝(2000)2；此外，P0也可以根據(jù)當(dāng)時(shí)所測(cè)的SINR值來(lái)確定。
接下來(lái)，精細(xì)頻率校正裝置開(kāi)始工作，在步驟1502中，幀計(jì)數(shù)器k的初始值設(shè)為1。然后在步驟1503中，當(dāng)前幀的頻偏估計(jì)方差Rk將基于當(dāng)前幀的SINR估計(jì)值SINRk來(lái)計(jì)算，具體計(jì)算公式為Rk=KR×1SINRk]]>該公式是按照改進(jìn)的克萊默-拉奧(Cramer-Rao)界來(lái)針對(duì)TD-SCDMA系統(tǒng)得到的。其中，根據(jù)克萊默-拉奧界，常數(shù)KR的取值應(yīng)根據(jù)有關(guān)系統(tǒng)參數(shù)來(lái)確定KR=32π2Tc2·1N(N2-1)]]>其中，Tc代表了系統(tǒng)碼片寬度，而N代表了所用訓(xùn)練數(shù)據(jù)序列的長(zhǎng)度。對(duì)于TD-SCDMA系統(tǒng)，1/Tc＝1.28Mcps，并且所用Midamble碼字的長(zhǎng)度N＝144，據(jù)此可得KR＝(288.8)2。有關(guān)改進(jìn)的克萊默-拉奧界的具體信息，可參考安杰(A.N.D’Andrea)等人在1994年IEEE Transaction on Communication雜志上發(fā)表的，名稱(chēng)為“The Modified Cramer-Rao Bound and Its Applications toSynchronization Parameters”的論文，對(duì)本領(lǐng)域的一般技術(shù)人員是很容易掌握的。
接著在步驟1504中，卡爾曼增益因子Kk由當(dāng)前幀計(jì)算的Rk和前一幀計(jì)算的Pk-1求得，根據(jù)卡爾曼濾波理論，計(jì)算Kk的公式為Kk＝Pk-1(Pk-1+Rk)-1接著在步驟1505中，判斷所計(jì)算的Kk值是否小于一個(gè)預(yù)設(shè)值KLOW，如果Kk＜KLOW，則進(jìn)入步驟1507，改變Kk使其等于KLOW，同時(shí)令Pk＝Pk-1；反之，如果Kk＞＝KLOW，則進(jìn)入步驟1506，根據(jù)卡爾曼濾波理論，由當(dāng)前幀計(jì)算所得的Kk值、以及前一幀計(jì)算得到Pk-1值，來(lái)計(jì)算Pk值Pk＝(1-Kk)Pk-1這里，對(duì)Kk進(jìn)行下限幅的目的是當(dāng)環(huán)路增益過(guò)小時(shí)，難以跟蹤較快頻率漂移；因此，需要對(duì)環(huán)路增益Kk進(jìn)行下限幅以保證能夠跟蹤上頻率偏移。推薦的下限幅值KLOW為1/64或者1/128——KLOW的優(yōu)選取值應(yīng)由具體實(shí)現(xiàn)和工作環(huán)境來(lái)確定。
然后，在步驟1508中，輸出當(dāng)前幀所計(jì)算的卡爾曼增益因子Kk到環(huán)路濾波器。接著在步驟1509中，幀計(jì)數(shù)器k進(jìn)行加1，準(zhǔn)備進(jìn)行下一幀中有關(guān)參數(shù)的更新。
接著，參考圖1，一階環(huán)路濾波器1018將根據(jù)輸入 (當(dāng)前幀計(jì)算的頻率偏移估計(jì))以及Kk(當(dāng)前幀計(jì)算的卡爾曼增益因子)，進(jìn)行一階濾波，并輸出當(dāng)前幀的累加頻率偏移估計(jì)值 參考圖5，所示為根據(jù)本發(fā)明在如圖1所示的精細(xì)頻率校正結(jié)構(gòu)中的一階環(huán)路濾波器的實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)框圖。其中，輸入 首先與卡爾曼增益因子Kk通過(guò)一個(gè)乘法器161相乘，然后與前一幀中的輸出 通過(guò)一個(gè)加法器162相加，得到輸出可用下式表示f^k=f^k-1+KkΔf^k]]>延時(shí)器163的作用是保存當(dāng)前幀的輸出 并反饋在下一幀中使用。
另外，作為一種簡(jiǎn)化，也可以把環(huán)路增益固定為幾個(gè)特定值之中，例如{1.0，0.5，0.1，0.05，0.01}，然后取該集合中最接近上述卡爾曼增益因子計(jì)算器的輸出Kk的那個(gè)值，作為當(dāng)前幀控制環(huán)路增益值。這樣可以簡(jiǎn)化有關(guān)操作，同時(shí)性能不會(huì)有大的損失。
最后，參考圖1，一階環(huán)路濾波器1018的輸出按照本地振蕩器1019的壓控特性，被轉(zhuǎn)換成控制電壓，并經(jīng)過(guò)DAC來(lái)控制本地壓控振蕩器1019，從而完成了當(dāng)前幀內(nèi)的精細(xì)頻率校正過(guò)程。在下一幀中，上述精細(xì)頻率校正過(guò)程將重復(fù)進(jìn)行。這樣，隨著處理幀數(shù)的增加，環(huán)路濾波器的輸出控制不斷得到更新，并使本地振蕩器的1019的輸出載波頻率 不斷逼近輸入信號(hào)的實(shí)際載波頻率fk，并使它們之間的差值，即殘留的頻率偏移值，達(dá)到保證接收機(jī)中其它模塊正常工作的目標(biāo)值(例如，規(guī)范所規(guī)定的0.1ppm或者更低)。
至此，已經(jīng)結(jié)合附圖詳細(xì)地描述了本發(fā)明的一種最佳實(shí)施方式。本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員應(yīng)該可以認(rèn)識(shí)到，這里用于描述本發(fā)明的各種邏輯單元、模塊、電路以及算法步驟等，可以采用電子硬件(electronic hardware)、計(jì)算機(jī)軟件(computer software)或者它們的組合來(lái)付諸實(shí)現(xiàn)。這里對(duì)各種元件、單元、模塊、電路和步驟通常都是按照他們的功能來(lái)描述的，實(shí)現(xiàn)時(shí)究竟采用硬件還是軟件，是由整個(gè)系統(tǒng)的具體應(yīng)用和設(shè)計(jì)約束來(lái)決定的。本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員應(yīng)該可以認(rèn)識(shí)到在特定情況下硬件和軟件的可互換性，并能針對(duì)具體應(yīng)用采用最佳方式來(lái)實(shí)現(xiàn)本發(fā)明所描述的一類(lèi)在時(shí)分無(wú)線(xiàn)通信系統(tǒng)接收機(jī)的自動(dòng)頻率校正中進(jìn)行信干噪比估計(jì)的方法。
例如，這里用于描述本發(fā)明的各種邏輯單元、模塊、電路以及算法步驟等，可采用以下方式或者它們的組合來(lái)實(shí)現(xiàn)，包括數(shù)字信號(hào)處理器(DSP)、特殊用途集成電路(ASIC)、現(xiàn)場(chǎng)可編程門(mén)陣列(FPGA)或者其它可編程邏輯器件、分離的(discrete)邏輯門(mén)(gate)或者晶體管(transistor)邏輯、分離的硬件元器件(例如寄存器和FIFO)、執(zhí)行一系列固件(firmware)指令的處理器、傳統(tǒng)的編程軟件(programmable software)和有關(guān)處理器(processor)等。其中，處理器可以是微處理器(microprocessor)，也可以是傳統(tǒng)的處理器、控制器(controller)、微控制器(microcontroller)或者狀態(tài)機(jī)(state machine)等；軟件模塊可存在于RAM存儲(chǔ)器、閃存(flash memory)、ROM存儲(chǔ)器、EPROM存儲(chǔ)器、EEPROM存儲(chǔ)器、寄存器、硬盤(pán)、可移動(dòng)磁盤(pán)、CD-ROM、或者任何現(xiàn)有已知的存儲(chǔ)介質(zhì)中。
本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員顯然清楚并且理解，本發(fā)明所舉的最佳實(shí)施例僅用以說(shuō)明本發(fā)明，而并不用于限制本發(fā)明，本發(fā)明所舉各實(shí)施例中的技術(shù)特征，可以任意組合，而并不脫離本發(fā)明的思想。根據(jù)本發(fā)明公開(kāi)的一種應(yīng)用于時(shí)分無(wú)線(xiàn)通信系統(tǒng)中的自動(dòng)頻率校正中進(jìn)行信干噪比估計(jì)的方法，可以有許多方式修改所公開(kāi)的發(fā)明，并且除了上述的具體給出的優(yōu)選方式外，本發(fā)明還可以有其它許多實(shí)施例。因此，凡屬依據(jù)本發(fā)明構(gòu)思所能得到的方法或改進(jìn)，均應(yīng)包含在本發(fā)明的權(quán)利范圍之內(nèi)。本發(fā)明的權(quán)利范圍由所附權(quán)利要求限定。
權(quán)利要求
1.一種信干噪比估計(jì)方法，包括如下步驟對(duì)路徑合并和相關(guān)步驟中得到的分別為奇數(shù)和偶數(shù)位置有效路徑上的信道估計(jì)結(jié)果經(jīng)過(guò)處理后分別得到對(duì)應(yīng)奇數(shù)和偶數(shù)位置有效路徑上的信號(hào)功率值S1和信號(hào)功率值S2；將路徑合并和相關(guān)步驟中按奇偶序號(hào)分離得到的兩路接收訓(xùn)練數(shù)據(jù)序列，分別與路徑合并和相關(guān)步驟中由訓(xùn)練序列分別與奇數(shù)和偶數(shù)位置有效路徑估計(jì)卷積后得到得到的數(shù)據(jù)序列，經(jīng)過(guò)逐元素相減后，其差值數(shù)據(jù)序列在經(jīng)過(guò)噪聲功率計(jì)算器后，分別計(jì)算得到噪聲功率值N1和N2；對(duì)上述信號(hào)功率S1和S2和噪聲功率值N1和N2通過(guò)相關(guān)合并計(jì)算后得到當(dāng)前幀的信干噪比估計(jì)值。
2.如權(quán)利要求1所述的信干噪比估計(jì)方法，其特征在于所述信號(hào)功率S1和S2和噪聲功率值信干噪比合并采用下述合并方法S1N1+S2N2.]]>
3.如權(quán)利要求1所述的信干噪比估計(jì)方法，其特征在于所述信號(hào)功率S1和S2和噪聲功率值信干噪比合并采用下述合并方法S1+S2N1+N2.]]>
4.如權(quán)利要求1所述的信干噪比估計(jì)方法，其特征在于所述信號(hào)功率S1和S2和噪聲功率值信干噪比合并采用下述合并方法MAX(S1N1,S2N2).]]>
5.如權(quán)利要求1所述的信干噪比估計(jì)方法，其特征在于，所述信道估計(jì)結(jié)果已經(jīng)根據(jù)信道估計(jì)相關(guān)長(zhǎng)度進(jìn)行歸一化。
全文摘要
本發(fā)明公開(kāi)了一種信干噪比(SINR)估計(jì)方法，包括對(duì)路徑合并和相關(guān)步驟中得到的分別為奇數(shù)和偶數(shù)位置有效路徑上的信道估計(jì)結(jié)果經(jīng)過(guò)處理后分別得到對(duì)應(yīng)的信號(hào)功率值S1和S2；將路徑合并和相關(guān)步驟中按奇偶序號(hào)分離得到的兩路接收訓(xùn)練數(shù)據(jù)序列，分別與路徑合并和相關(guān)步驟中由訓(xùn)練序列分別與奇數(shù)和偶數(shù)位置有效路徑估計(jì)卷積后得到的數(shù)據(jù)序列，經(jīng)過(guò)逐元素相減后，其差值數(shù)據(jù)序列經(jīng)過(guò)噪聲功率計(jì)算器后，分別得到噪聲功率值N1和N2；對(duì)上述信號(hào)功率S1和S2和噪聲功率值N1和N2通過(guò)相關(guān)合并計(jì)算后得到當(dāng)前幀的信干噪比估計(jì)值。采用上述方法，能夠在很低的SINR條件下，簡(jiǎn)單并準(zhǔn)確地實(shí)現(xiàn)時(shí)分系統(tǒng)中的信干噪比估計(jì)。
文檔編號(hào)H04B1/10GK1780157SQ20041008440
公開(kāi)日2006年5月31日 申請(qǐng)日期2004年11月22日 優(yōu)先權(quán)日2004年11月22日
發(fā)明者謝一寧, 劉棟 申請(qǐng)人:凱明信息科技股份有限公司