專利名稱：同步還原裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及廣播接收機(jī)，尤其涉及從所接收的數(shù)據(jù)中還原符號(hào)時(shí)鐘的同步還原裝置。
背景技術(shù)：
圖1是普通的數(shù)字接收機(jī)的結(jié)構(gòu)構(gòu)成圖，其包括天線101，調(diào)諧器102，模擬處理單元103，A/D轉(zhuǎn)換單元104，相位分離器105，載波還原器(Carrier Recovery)106，符號(hào)同步還原器107，信道均衡器(Channel Equalizer)108，相位追蹤器(Pha se Tracer)109，信道解碼器110，A/V(Audio/Video)信號(hào)處理單元111。
通過(guò)天線101接收的空中波信號(hào)在調(diào)諧器102中被轉(zhuǎn)換成中頻(Intermediate FrequencyIF)的通帶(Passband)信號(hào)，該信號(hào)為了去除符號(hào)間干擾及調(diào)諧器102中生成的高頻成分，通過(guò)由SAW濾波器、增益調(diào)節(jié)單元(AGCAutomatic Gain Controller)等構(gòu)成的模擬處理單元103。
而且，在A/D轉(zhuǎn)換單元104中，在使用固定振蕩器的情況下，將模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換成具有固定頻率的數(shù)字信號(hào)。被轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號(hào)的通帶信號(hào)經(jīng)由相位分離器105被轉(zhuǎn)換成合成信號(hào)，該合成信號(hào)經(jīng)由載波還原器106被轉(zhuǎn)換成基帶(Baseband)信號(hào)。
通過(guò)載波還原器106傳輸?shù)幕鶐盘?hào)，作為用于還原符號(hào)時(shí)鐘的符號(hào)同步還原器107的輸入。
為了對(duì)數(shù)字TV之類的接收裝置所接收的信號(hào)進(jìn)行還原，必須生成與接收機(jī)中所使用的時(shí)鐘相同的時(shí)鐘。執(zhí)行該作用的部分為符號(hào)同步還原器107。
即，符號(hào)同步還原器107是還原符號(hào)列的時(shí)鐘的，同步還原的目標(biāo)為根據(jù)所接收的數(shù)據(jù)列，正確并精確的推定接收機(jī)中的符號(hào)變化時(shí)間點(diǎn)。
這種符號(hào)同步還原器107傳輸位于數(shù)字TV接收機(jī)的基帶中并在后端的信道均衡器中被同步化的符號(hào)數(shù)據(jù)。
符號(hào)同步還原器107的輸出信號(hào)被輸入到信道均衡器108，在信道均衡器108中去除由傳輸信道賦加的符號(hào)間干擾(Inter SymbolInterference)。而且，在載波還原器106中未能去除的載波的殘留相位通過(guò)相位追蹤器109進(jìn)行還原。
這樣，經(jīng)相位修正的信號(hào)通過(guò)信道解碼器(FEC)110通過(guò)信道，同時(shí)對(duì)所生成的誤差進(jìn)行修正。通過(guò)信道解碼器110的信號(hào)被傳輸至A/V信號(hào)處理單元111。
在A/V信號(hào)處理單元111中，能夠?qū)?jīng)MPEG2及Dolby AC-3方式處理的視頻及音頻信號(hào)進(jìn)行解碼，再通過(guò)顯示器及揚(yáng)聲器200進(jìn)行輸出。
在這種數(shù)字廣播接收機(jī)的構(gòu)成中，符號(hào)同步還原器107的基本構(gòu)造如圖2所示。
如圖2所示，符號(hào)同步還原器107由插入器(Interpolator)201、同步誤差檢測(cè)器202和回路濾波器203構(gòu)成。
通過(guò)A/D轉(zhuǎn)換單元104進(jìn)行A/D轉(zhuǎn)換的信號(hào)經(jīng)由相位分離器105和載波還原器106輸入符號(hào)同步還原器107的插入器201。插入器201通過(guò)生成從A/D轉(zhuǎn)換單元104中采樣的信號(hào)的中間值，輸出與實(shí)際符號(hào)同步頻率和相位接近的采樣。
插入器201的輸出被傳輸至同步誤差檢測(cè)器202，根據(jù)多種算法提取同步誤差。而且，插入器201的控制信號(hào)是將同步誤差檢測(cè)器202的輸出信號(hào)通過(guò)回路濾波器203而獲得的。
圖3是廣泛應(yīng)用于DTV接收機(jī)及其它數(shù)字通信的加德納(Gardner)方式的符號(hào)同步還原器的結(jié)構(gòu)構(gòu)成圖。
從載波還原器輸出的合成信號(hào)作為重采樣器(Resampler)301的輸入進(jìn)入，生成相當(dāng)于符號(hào)頻率的2倍的采樣。
為了僅取用其中的實(shí)數(shù)部分來(lái)減少憑借數(shù)據(jù)形成的圖案抖動(dòng)(pattern jitter)，利用預(yù)濾波器302對(duì)符號(hào)頻率的1/2處進(jìn)行預(yù)過(guò)濾(prefiltering)。
經(jīng)通過(guò)預(yù)濾波器302預(yù)過(guò)濾的信號(hào)被輸入加德納同步誤差檢測(cè)器(Gardner Timing Error DetectorGardner TED)303，加德納TED303從所輸入的信號(hào)中檢測(cè)同步誤差并將其輸出至后端的回路濾波器304。
回路濾波器304在從加德納TED303中輸入的同步誤差的相關(guān)信息中，僅使低(頻)帶信號(hào)成分通過(guò)并輸出至數(shù)控振蕩器(NumericallyControlled OscillatorNCO)305。
數(shù)控振蕩器305根據(jù)同步誤差的低帶成分使輸出頻率改變，并生成用于對(duì)重采樣單元301的重采樣同步進(jìn)行調(diào)節(jié)的控制信號(hào)。
此時(shí)，重采樣單元301的輸出被輸出至信道均衡器。
即，同步還原的收斂特性對(duì)后端的信道均衡器的收斂特性產(chǎn)生影響。因此，同步還原單元的收斂特性要求具備初期動(dòng)作捕捉和收斂后噪音少的特性。
此時(shí)，為了對(duì)較大的同步偏移進(jìn)行快速同步捕捉，同步誤差檢測(cè)器的平均增益(即，S-曲線圖)必須很大，同步還原回路的收斂特性必須很好。
特別是，即使是對(duì)于接近0dB的重影，為了進(jìn)行快速的同步捕捉，同步誤差檢測(cè)器的平均增益特性也非常重要。
使用加德納方式的同步誤差檢測(cè)器，其為了符號(hào)同步還原器主要使用BPSK/QPSK調(diào)制方式而使用同步誤差提取算法，這在捕捉和追蹤的任意一個(gè)動(dòng)作模式下也是有效的；由于不是意思決定反饋方式(DecisionDirect)，所以基本上可以獨(dú)立地在載波還原中發(fā)揮作用。所以，在載波還原未完成的狀態(tài)下，即在存在相位誤差的情況下，也根據(jù)同步誤差檢測(cè)特性去除相位誤差。即，忽略載波還原單元產(chǎn)生的效果，籍此具備與載波還原單元并行、進(jìn)行同步捕捉的優(yōu)點(diǎn)。
但是，這種加德納方式，如圖4a及圖4b所示，對(duì)于在相當(dāng)于符號(hào)頻率的1/2的頻譜上加上零值(Null)的1符號(hào)延遲0度(phase)0dB重影或者2符號(hào)延遲180度0dB大小的重影，同步誤差檢測(cè)器的平均增益(S-曲線圖)幾乎接近0，因此同步還原單元具有無(wú)法捕捉同步偏移的問(wèn)題。
而且，圖5a及圖5b是表示忽略因載波還原而產(chǎn)生的抖動(dòng)(Jitter)的影響，強(qiáng)制性地賦加相當(dāng)于采樣頻率的約0.0001倍的初期同步偏移(offset)以對(duì)同步還原回路的收斂特性進(jìn)行仿真的結(jié)果的圖表。
參看圖5a及圖5b，在存在1符號(hào)延遲0度0dB重影或者2符號(hào)延遲180度0dB重影的情況下，可以確認(rèn)未通過(guò)初期同步偏移值進(jìn)行收斂。這作為按原樣反映同步誤差檢測(cè)器的平均增益(S-曲線圖)特性的結(jié)果，可以再次確認(rèn)同步還原器無(wú)法捕捉同步偏移的問(wèn)題。
為了彌補(bǔ)這種加德納方式的缺點(diǎn)，存在對(duì)預(yù)濾波器的輸出進(jìn)行標(biāo)準(zhǔn)化(Normalization)的方法。實(shí)際情況是，該方法雖然能夠縮短收斂時(shí)間，但是使收斂后的抖動(dòng)成分增加，無(wú)法作為對(duì)頻率成分嚴(yán)重減少的情況下的根本性的解決方法。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明正是為解決上述問(wèn)題而提出的，其目的在于提供具有如下特征的同步還原裝置使同步還原裝置的性能不依賴頻率特性部分，籍此，即使在與多路信道(Multi-path channel)類似的頻率選擇性衰落信道(Frequency Selective Fading channel)中，也能夠穩(wěn)定地捕捉同步偏移。
根據(jù)旨在實(shí)現(xiàn)上述目的的本發(fā)明設(shè)計(jì)的同步還原裝置，包括以下部分去除所接收的符號(hào)的DC成分的DC去除器；接收當(dāng)前符號(hào)的同步偏移反饋，向減小去除了DC成分的信號(hào)和信號(hào)之間的誤差的方向進(jìn)行插入的重采樣器；為通過(guò)已傳輸?shù)奈淖謱?duì)信號(hào)進(jìn)行還原，與曾用于傳輸輸入信號(hào)的傳輸濾波器匹配的匹配型濾波器；向?qū)钠ヅ湫蜑V波器中輸出的符號(hào)的分散系數(shù)最小化的方向推定同步偏移信息的同步誤差檢測(cè)單元；在從同步誤差檢測(cè)單元中輸出的同步偏移信息中，僅對(duì)低帶信號(hào)成分進(jìn)行過(guò)濾的回路濾波器；根據(jù)同步偏移信息的低帶成分使輸出頻率變化并對(duì)重采樣單元的采樣同步進(jìn)行調(diào)節(jié)的合成振蕩器。
優(yōu)選地，上述同步誤差檢測(cè)單元以運(yùn)用下列公式追蹤同步偏移信息為特征。
τk+1=τk-u|yk(τk)|2-γT)ykBBτkyk(τk)]]>在此，μ步進(jìn)尺寸τk+1、τk同步偏移yk(τk)匹配型濾波器的輸出γT原符號(hào)的分散系數(shù)優(yōu)選地，同步誤差檢測(cè)單元利用所有從匹配型濾波器中輸出的符號(hào)的實(shí)數(shù)成分和虛數(shù)成分追蹤同步偏移信息。
優(yōu)選地，同步誤差檢測(cè)單元僅利用從匹配型濾波器中輸出的符號(hào)的實(shí)數(shù)成分追蹤同步偏移信息。
優(yōu)選地，匹配型濾波器是平方根余弦匹配型濾波器(square-root-cosine filter)。
優(yōu)選地，同步誤差檢測(cè)器根據(jù)步進(jìn)尺寸(μ)決定收斂速度和正常狀態(tài)的MSE(Mean Square Error)。
優(yōu)選地，同步誤差檢測(cè)器的特征為步進(jìn)尺寸(μ)變得越大，收斂速度就變得越快，在正常狀態(tài)下的殘留MSE就增加；步進(jìn)尺寸(μ)變得越小，殘留MSE就減小，收斂速度就放慢。


圖1是普通的數(shù)字接收機(jī)的結(jié)構(gòu)構(gòu)成圖。
圖2是符號(hào)同步還原器的基本的結(jié)構(gòu)構(gòu)成圖。
圖3是加德納方式的符號(hào)同步還原器的結(jié)構(gòu)構(gòu)成圖。
圖4a及圖4b是表示加德納方式的同步誤差檢測(cè)器的平均增益(S-曲線圖)特性的圖表。
圖5a及圖5b是表示對(duì)加德納方式的同步還原回路的收斂特性進(jìn)行仿真的結(jié)果的圖表。
圖6是表示對(duì)通過(guò)信道被接收單元接收的8-VSB數(shù)字信號(hào)的分散系數(shù)(γR)的傾向進(jìn)行仿真的結(jié)果的圖表。
圖7是表示因同步偏移(Timing offset)而生產(chǎn)的分散系數(shù)的變化傾向的圖表。
圖8是本發(fā)明中提出的同步還原裝置的結(jié)構(gòu)構(gòu)成圖。
圖9a及圖9b是表示依據(jù)本發(fā)明設(shè)計(jì)的同步還原裝置的平均增益(S-曲線圖)特性的圖表。
圖10a及圖10b是對(duì)依據(jù)本發(fā)明設(shè)計(jì)的同步還原回路的收斂特性進(jìn)行仿真的圖表。
附圖主要部分符號(hào)說(shuō)明801DC去除器 802重采樣器803整合濾波器804分散最小化同步誤差檢測(cè)器(DMTED)805回路濾波器806NCO具體實(shí)施方式
本發(fā)明的其它目的、特征及優(yōu)點(diǎn)可通過(guò)參照附圖對(duì)實(shí)施例所做的詳細(xì)說(shuō)明得到了解。
在對(duì)依據(jù)本發(fā)明設(shè)計(jì)的同步還原裝置進(jìn)行說(shuō)明之前，對(duì)計(jì)算出在本發(fā)明的同步誤差檢測(cè)單元中推定同步誤差的計(jì)算式的過(guò)程做如下說(shuō)明。
定值模數(shù)算法(Constant Modulus AlgorithmCMA)自90年代中期開(kāi)始以遮蔽均衡算法(Blind Equalization Algorithm)應(yīng)用于高清晰度電視(HDTV)接收機(jī)，其作為經(jīng)廣泛發(fā)展并確立的理論，收錄于由C.Richard Johnson寫(xiě)成的以“Blind Equalization Using theConstant Modulus CriterionA View”為題的Proc.IEEE，Vol.86，No.10 0ct.1998年文獻(xiàn)中。
這種定值模數(shù)算法(CMA)向?qū)⒍ㄖ的?shù)(Constant ModulusCM)價(jià)值函數(shù)最小化的方向收斂，定值模數(shù)價(jià)值函數(shù)在所接收的信號(hào)越遠(yuǎn)離原信號(hào)的大小或分布時(shí)則越具有很大的值。
本發(fā)明將遮蔽自適應(yīng)算法(Blind Adaptive Algorithm)應(yīng)用于同步誤差檢測(cè)單元，意圖使同步還原裝置的性能提高。
自適應(yīng)型算法(Adaptive Algorithm)與同步單元的關(guān)系，收錄于由Willian A Sethares寫(xiě)成的以“An Adaptive View ofSynchronization”為題的IEEE Conf，Circuits and SystemsMWSCAS2002，Tulsa，OK Aug.2002年文獻(xiàn)中，可以說(shuō)，運(yùn)用了2次價(jià)值函數(shù)的算法已經(jīng)應(yīng)用于了OFM(Output Energy Maximization)方式及加德納方式的符號(hào)同步還原器中。
在本發(fā)明中，應(yīng)用稱為分散系數(shù)(Dispersion ConstantDC)的4次價(jià)值函數(shù)對(duì)同步還原裝置的性能進(jìn)行分析，確認(rèn)其能夠適用于8-VSB方式的HDTV接收機(jī)及其它通信系統(tǒng)。
首先，分散系數(shù)的意義如下。
發(fā)射單元中的原信號(hào)從具有一定序列(constellation)的符號(hào)中生成，這些符號(hào)固有的分散系數(shù)(γ)。
如果原符號(hào)稱為Sn，則發(fā)射單元中的分散系數(shù)(γT)可如以下的數(shù)學(xué)式1進(jìn)行表達(dá)。
數(shù)學(xué)式1γT=E{|Sn|4}σs2,σs2=E{|Sn|2}]]>在此，E{.}表示總體期望值(ensemble expectation)。
8-VSB系統(tǒng)，其發(fā)射符號(hào)作為±1、±3、±5、±7的18能級(jí)信號(hào)，具有與QAM方式不同的1元特性。
如果將8-VSB發(fā)射符號(hào)值代入上述數(shù)學(xué)式1計(jì)算發(fā)射單元中的分散系數(shù)(γT)，則可以得到γT=|-7|4+|-5|4+|-3|4+|-1|4+|1|4+|3|4+|5|4+|7|48|-7|2+|-5|2+|-3|2+|-1|2+|1|2+|3|2+|5|2+|7|28]]>37的值。
接收單元中所接收的信號(hào)如果與發(fā)射單元中的原信號(hào)相同，則接收信號(hào)的序列(constellation)以點(diǎn)顯示，接收單元和發(fā)射單元中的分散系數(shù)的計(jì)算值必須相互一致。
但是，如果接收單元中所接收的信號(hào)因信道而產(chǎn)生的影響變得灰蒙蒙的，則接收單元中的分散系數(shù)值變得比發(fā)射單元的分散系數(shù)值大。
圖6是表示對(duì)通過(guò)信道被接收單元接收的8-VSB數(shù)字信號(hào)的分散系數(shù)(γR)的傾向進(jìn)行仿真的示意圖。
在信道上不存在重影(no ghost)的情況下，接收單元中的分散系數(shù)(γR)的值為37左右，與原信號(hào)的分散系數(shù)(γT)相同。
在此，γR是接收單元(Receiver)中的分散系數(shù)，γT表示發(fā)射單元(Transmitter)即原信號(hào)的分散系數(shù)。
但是，可以了解到，在通過(guò)AWGN及信號(hào)重影(signal ghost)信道時(shí)，接收單元中的分散系數(shù)(γR)值變得比發(fā)射單元中的分散系數(shù)(γT)值大。
即，可以確認(rèn)，在是AWGN(SNR 15dB)信道的情況下，分散系數(shù)約為37.5，增加約0.5；在是1符號(hào)延遲0dB重影的情況下，對(duì)于重影相位0度、90度、180度、270度，分別具有47、45、53、43左右的值。
而且，圖7是表示同步偏移(Timing offset)的分散系數(shù)的變化傾向的圖表?？梢源_認(rèn)，在存在同步偏移(τκ)的情況下，信號(hào)的分布(constellation)變得灰蒙蒙的，同時(shí)分散系數(shù)(γ)值增加。
在此意義上，可以將分散系數(shù)作為價(jià)值函數(shù)，并向?qū)⑵渥钚』姆较蛲贫ń邮諉卧匦璧膮?shù)(parameter)。
在本發(fā)明中，意圖將這種原理應(yīng)用于同步還原裝置，并在使同步偏移(Timing offset)改變的同時(shí)，向?qū)⒔邮諉卧械姆稚⑾禂?shù)(γR)最小化的方向推定同步偏移。
如果將同步偏移(Timing offset)稱為τκ，將同步誤差檢測(cè)器的輸入信號(hào)稱為yκ(τκ)，則用于將接收單元中的分散系數(shù)(γR)最小化的價(jià)值函數(shù)(cost function)，J(τ)與下面的數(shù)學(xué)式2相同。
數(shù)學(xué)式2J(τ)=E{(|yk(τ)|2-γT)2},γT=E{|Sn|4}E{|Sn|2}]]>在此，E{·}表示總體期望值(ensemble expectat ion)，γT表示接收單元中的分散系數(shù)，Sn表示接收單元中的原信號(hào)。
并且，如果應(yīng)用隨機(jī)梯度算法(stochastic gradient algorithm)，則如數(shù)學(xué)式3所示，可以求得將價(jià)值函數(shù)(J(τ))最小化的同步偏移(τκ)值。
數(shù)學(xué)式3τk+1=τk-u|yk(τk)|2-γ)ykBBτkyk(τk)]]>在此，μ作為步進(jìn)尺寸(step size)，是決定收斂速度和正常狀態(tài)下的MSE(Mean Square Error)的值。
即，在步進(jìn)尺寸(μ)很大的情況下，收斂速度加快，但是正常狀態(tài)下的殘留MSE變大了；相反，在步進(jìn)尺寸(μ)很小的情況下，殘留MSE變小，但是收斂速度放慢。
本發(fā)明以上述內(nèi)容為根據(jù)，意圖設(shè)置同步誤差檢測(cè)器，以能夠根據(jù)上述數(shù)學(xué)式3推定同步偏移。
與之相同，在設(shè)置同步誤差檢測(cè)器的情況下，可以將接收單元中的分散系數(shù)(γR)最小化。在此意義上，以下將本發(fā)明的同步誤差檢測(cè)器命名為分散最小化同步誤差檢測(cè)器(Dispersion MinimizationTiming Error Detector以下稱為DMTED)。
本發(fā)明的分散最小化同步誤差檢測(cè)器(DMTED)是從符號(hào)的序列(Constellation)中定義價(jià)值函數(shù)的，因此在信號(hào)中存在DC成分的情況下，則獲得完全不同的結(jié)果。
因而，在同步誤差檢測(cè)器之前應(yīng)當(dāng)先設(shè)置DC去除器，為了減小因發(fā)射單元中的整合濾波器而產(chǎn)生的影響，只有在前端通過(guò)整合濾波器之后檢測(cè)出同步誤差，才能求得更為精確的值。
以下，參照附圖就本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例做如下說(shuō)明。
圖8是本發(fā)明提出的同步還原器的結(jié)構(gòu)構(gòu)成圖，由DC去除器801、重采樣器802、匹配型濾波器(MF)803、分散最小化同步誤差檢測(cè)器(DMTED)804、回路濾波器805和NCO 806構(gòu)成。
就從載波還原器輸出的合成信號(hào)而言，為了防止后端的分散最小化同步誤差檢測(cè)器804的輸出特性因DC信號(hào)成分而改變，DC信號(hào)成分通過(guò)DC去除器801被去除掉。
通過(guò)DC去除器801去除了DC信號(hào)成分的信號(hào)作為重采樣器(Resampler)802的輸入進(jìn)入，生成相當(dāng)于符號(hào)頻率的2倍的采樣。
而且，匹配型濾波器803為了用已傳輸?shù)奈淖诌€原信號(hào)，與曾用于傳輸輸入信號(hào)的傳輸濾波器(未圖示)相匹配。
一般而言，與具有a＝0.35的超出帶寬的平方根余弦匹配型濾波器(square-root-cosine filter)一起作用，以符合DVB規(guī)格。
而且，上述的分散最小化同步誤差檢測(cè)器(DispersionMinimization Timing Error Detector以下稱為DMTED)804得利用通過(guò)匹配型濾波器803過(guò)濾的信號(hào)將分散系數(shù)最小化的方向推定同步偏移，并將其輸出至后端的回路濾波器805。
此時(shí)，分散最小化同步誤差檢測(cè)器804，可以利用所有通過(guò)匹配型濾波器803過(guò)濾的信號(hào)的實(shí)數(shù)成分和虛數(shù)成分推定同步偏移，也可以舍棄虛數(shù)成分(Q)僅利用實(shí)數(shù)成分(I)推定同步偏移。
此時(shí)，分散最小化同步誤差檢測(cè)器804的輸入信號(hào)正是匹配型濾波器803的輸出信號(hào)，因此上述數(shù)學(xué)式2及數(shù)學(xué)式3的Yk()相當(dāng)于匹配型濾波器803的輸出信號(hào)。分散最小化同步誤差檢測(cè)器接收匹配型濾波器803的輸出信號(hào)yκ(τκ)，求得滿足數(shù)學(xué)式3的同步偏移值。
而且，回路濾波器805在有關(guān)從分散最小化同步誤差檢測(cè)器804輸入的同步偏移值的信息中，僅使低帶信號(hào)成分通過(guò)并輸出至數(shù)控振蕩器(Numerically Controlled OscillatorNCO)806。
數(shù)控振蕩器806根據(jù)同步誤差的低帶成分使輸出頻率改變，并生成用于對(duì)重采樣單元802的采樣同步進(jìn)行調(diào)節(jié)的控制信號(hào)。
圖9a及圖9b是表示依據(jù)本發(fā)明設(shè)計(jì)的同步還原裝置的平均增益(S-曲線圖)發(fā)生的圖表。
就本發(fā)明的同步還原裝置而言，由于即使不使用預(yù)濾波器也行，所以對(duì)于特定重影，平均增益(S-曲線圖)的增益不會(huì)嚴(yán)重減小。
即，由于不使用預(yù)濾波器，所以同步還原裝置的性能不依賴于頻率的特定部分；籍此，即使在與多路信道(Multi-path channel)類似的頻率選擇性衰落信道(Frequency Selective Fading channel)中，也表現(xiàn)出穩(wěn)定的性能。
圖10a及圖10b是表示忽略因載波還原而產(chǎn)生的抖動(dòng)的影響，強(qiáng)制賦予相當(dāng)于采樣頻率的約0.0001倍的初期同步偏移(offset)并對(duì)同步還原回路的收斂特性進(jìn)行仿真的結(jié)果的示意圖。
參看圖10a及圖10b，在存在1符號(hào)延遲0度0dB重影或2符號(hào)延遲180度0dB重影的情況下，也可以確認(rèn)其通過(guò)初期同步偏移值收斂，因而可以確認(rèn)，依據(jù)本發(fā)明設(shè)計(jì)的同步還原裝置能夠?qū)λ蓄l率成分穩(wěn)定地捕捉同步誤差。
上述的本發(fā)明向?qū)⒎稚⑾禂?shù)最小化的方向推定同步偏移，籍此，即使在同步偏移檢測(cè)之前不使用預(yù)濾波器也行。
因而，同步還原裝置的性能不依賴頻率的特定部分，因此在與多路信道(Multi-path channel)類似的頻率選擇性衰落信道(FrequencySelective Fading channel)中，也能夠?qū)崿F(xiàn)穩(wěn)定的同步誤差捕捉性能。
通過(guò)以上予以說(shuō)明的內(nèi)容，本領(lǐng)域的工作人員可以了解到，能夠在不脫離本發(fā)明的技術(shù)思想的范圍之內(nèi)進(jìn)行多種變更及修正。
因而，本發(fā)明的技術(shù)范圍不限于實(shí)施例中所記錄的內(nèi)容，而應(yīng)根據(jù)權(quán)利要求范圍來(lái)確定。
權(quán)利要求
1.一種同步還原裝置，其特征在于，包括去除所接收的符號(hào)的DC成分的DC去除器；接收當(dāng)前符號(hào)的同步偏移反饋，向減小去除了DC成分的信號(hào)和信號(hào)之間的誤差的方向進(jìn)行插入的重采樣器；為通過(guò)已傳輸?shù)奈淖謱?duì)信號(hào)進(jìn)行還原，與曾用于傳輸輸入信號(hào)的傳輸濾波器匹配的匹配型濾波器；向?qū)钠ヅ湫蜑V波器中輸出的符號(hào)的分散系數(shù)最小化的方向推定同步偏移信息的同步誤差檢測(cè)單元；在從同步誤差檢測(cè)單元中輸出的同步偏移信息中，僅對(duì)低帶信號(hào)成分進(jìn)行過(guò)濾的回路濾波器；及根據(jù)同步偏移信息的低帶成分使輸出頻率變化并對(duì)重采樣單元的采樣同步進(jìn)行調(diào)節(jié)的合成振蕩器。
2.如權(quán)利要求1所述的同步還原裝置，其特征在于，所述同步誤差檢測(cè)單元運(yùn)用下述數(shù)學(xué)式推定同步偏移信息τk+1=τk-μ|yk(τk)|2-γT)yk-BBτkyk(τk)]]>在此，μ步進(jìn)尺寸τk+1，τk同步偏移yk(τk)匹配型濾波器的輸出γT原符號(hào)的分散系數(shù)。
3.如權(quán)利要求1所述的同步還原裝置，其特征在于，所述同步誤差檢測(cè)單元利用從匹配型濾波器中輸出的符號(hào)的所有實(shí)數(shù)成分和虛數(shù)成分推定同步偏移信息。
4.如權(quán)利要求1所述的同步還原裝置，其特征在于，所述同步誤差檢測(cè)單元僅利用從匹配型濾波器輸出的符號(hào)的實(shí)數(shù)成分推定同步偏移信息。
5.如權(quán)利要求1所述的同步還原裝置，其特征在于，所述匹配型濾波器是平方根余弦匹配型濾波器。
6.如權(quán)利要求2所述的同步還原裝置，其特征在于，所述同步誤差檢測(cè)器根據(jù)步進(jìn)尺寸(μ)決定收斂速度和正常狀態(tài)下的MSE(MeanSquare Error)。
7.如權(quán)利要求6所述的同步還原裝置，其特征在于，所述同步誤差檢測(cè)器的特征為步進(jìn)尺寸(μ)變得越大，收斂速度就變得越快，在正常狀態(tài)下的殘留MSE就增加；步進(jìn)尺寸(μ)變得越小，殘留MSE就減小，收斂速度就放慢。
全文摘要
本發(fā)明涉及從所接收的數(shù)據(jù)中還原符號(hào)時(shí)鐘的同步還原裝置，其作為向?qū)⑺邮盏姆?hào)的分散系數(shù)最小化的方向推定同步偏移，籍此能夠在沒(méi)有預(yù)濾波器的狀態(tài)下推定同步誤差的技術(shù)，由于不使用預(yù)濾波器，所以同步還原裝置的性能不依賴頻率的特定部分，因此具有能夠在特定的頻率中防止同步還原性能退化的現(xiàn)象的效果。特別是，即使在與多路信道類似的頻率選擇性減小的頻率中，也能夠穩(wěn)定地捕捉同步偏移。
文檔編號(hào)H04N5/455GK1780362SQ200410084579
公開(kāi)日2006年5月31日 申請(qǐng)日期2004年11月25日 優(yōu)先權(quán)日2004年11月25日
發(fā)明者金哉亨 申請(qǐng)人:上海樂(lè)金廣電電子有限公司