專利名稱：定時再生電路及接收裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種構(gòu)成數(shù)字無線通信系統(tǒng)的接收裝置，詳細(xì)地說，涉及一種利用前同步信號進(jìn)行定時再生的接收裝置內(nèi)的定時再生電路。
背景技術(shù)：
下面，說明現(xiàn)有的定時再生電路。
近年來，采用PSK(Phase Shift Keying)調(diào)制方式的數(shù)字無線通信系統(tǒng)投入實用。在構(gòu)成該數(shù)字無線通信系統(tǒng)的分集(diversity)接收裝置內(nèi)的定時再生電路中，例如對進(jìn)行了PSK調(diào)制的隨機(jī)數(shù)據(jù)的接收信號進(jìn)行定時再生(參照專利文獻(xiàn)1)。
這里，說明上述專利文獻(xiàn)1中記載的現(xiàn)有分集接收裝置的動作。另外，這里為簡化說明，設(shè)分支數(shù)為2。
首先，在現(xiàn)有的分集接收裝置中，利用2個天線接收PSK調(diào)制信號，并分別對各PSK調(diào)制信號進(jìn)行檢波，結(jié)果得到基帶相位信號和接收信號功率。這時，例如由限幅器、帶通濾波器或混頻器等進(jìn)行檢波。
然后，在分集接收裝置中，分別以符號頻率的4倍的時鐘對上述得到的各基帶相位信號進(jìn)行過采樣，生成基帶接收相位數(shù)據(jù)。然后，選擇2個基帶接收相位數(shù)據(jù)中、對應(yīng)的接收信號功率大的分支的基帶接收相位數(shù)據(jù)。
然后，在分集接收裝置中，利用上述選擇出的基帶接收相位數(shù)據(jù)進(jìn)行后述的定時再生處理(現(xiàn)有的定時再生電路的處理)，并且控制4倍再生時鐘的相位，以在過采樣處理中對奈奎斯特點位置上的基帶相位信號進(jìn)行采樣。并且，生成用于從上述選擇出的基帶接收相位數(shù)據(jù)中抽取奈奎斯特點數(shù)據(jù)的再生符號時鐘。
最后，在分集接收裝置中，利用上述生成的再生符號時鐘，從上述選擇出的基帶接收相位數(shù)據(jù)中抽取奈奎斯特點數(shù)據(jù)。
接著，詳細(xì)地說明上述定時再生時定時再生電路的處理。首先，在現(xiàn)有的定時再生電路中，使用4倍過采樣的基帶接收相位數(shù)據(jù)，求出根據(jù)奇數(shù)樣本間隔的相位變動量求出的奇數(shù)系列合成符號頻率分量數(shù)據(jù)和根據(jù)偶數(shù)樣本間隔的相位變動量求出的偶數(shù)系列合成符號頻率分量數(shù)據(jù)。另外，由于在求該奇數(shù)系列合成符號頻率分量數(shù)據(jù)和偶數(shù)系列合成符號頻率分量數(shù)據(jù)時，進(jìn)行相當(dāng)于倍增處理的絕對值運算，所以奇數(shù)系列合成符號頻率分量數(shù)據(jù)和偶數(shù)系列合成符號頻率分量數(shù)據(jù)對于任意的發(fā)送數(shù)據(jù)系列都具有符號頻率分量。
然后，在定時再生裝置中，對奇數(shù)系列合成符號頻率分量數(shù)據(jù)和偶數(shù)系列合成符號頻率分量數(shù)據(jù)相加后的合成符號頻率分量數(shù)據(jù)，使其分別乘以符號周期的余弦波分量和正弦波分量，并將合成符號頻率分量數(shù)據(jù)的符號頻率分量進(jìn)行頻率轉(zhuǎn)換，轉(zhuǎn)換成直流分量，求出復(fù)數(shù)DC同相分量和復(fù)數(shù)DC正交分量。并且，通過分別對復(fù)數(shù)DC同相分量和復(fù)數(shù)DC正交分量進(jìn)行平均化處理，求出平均化后的DC同相分量和復(fù)數(shù)DC正交分量的反正切，從而推定再生4倍時鐘和奈奎斯特點的定時相位差。
最后，在定時再生電路中，通過使再生符號時鐘和再生4倍時鐘的相位偏移上述推定的定時相位差，生成與奈奎斯特點同步的再生時鐘。
如上所述，在現(xiàn)有的分集接收裝置中，可從PSK調(diào)制后的任意發(fā)送數(shù)據(jù)系列中抽取奈奎斯特點數(shù)據(jù)。
專利文獻(xiàn)1特許第3286885號。
然而，在上述專利文獻(xiàn)1記載的現(xiàn)有的定時再生電路中，由于假定接收信號是進(jìn)行了PSK調(diào)制的任意數(shù)據(jù)系列來進(jìn)行定時再生，所以存在的問題是，在求奇數(shù)系列合成符號頻率分量數(shù)據(jù)和偶數(shù)系列合成符號頻率分量數(shù)據(jù)時必須進(jìn)行倍增處理，即使在接收作為已知圖案的前同步信號時也產(chǎn)生倍增損失，難以高速地實現(xiàn)定時同步。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明鑒于上述問題作出，其目的在于提供一種定時再生電路，在使用1個或1個以上天線的接收裝置中，實現(xiàn)高速且高精度的定時同步。
另外，其目的在于提供一種接收裝置，利用從實現(xiàn)上述高速且高精度的定時同步的定時再生電路輸出的奈奎斯特點數(shù)據(jù)，實現(xiàn)高精度的解調(diào)特性。
本發(fā)明的定時再生電路利用通過N(N為自然數(shù))個分支的天線接收的、經(jīng)過了PSK調(diào)制的前同步信號來進(jìn)行定時再生，其特征在于，例如具有N個前同步用相位變動量算出單元(相當(dāng)于后述實施方式的前同步用相位變動量算出部11-1～11-N)，對所述N個分支的前同步信號的基帶相位信號，分別進(jìn)行符號速率的S(S為2或2以上的自然數(shù))倍過采樣，算出得到的各分支的基帶相位數(shù)據(jù)在特定時間間隔內(nèi)的相位變動量；功率加權(quán)系數(shù)算出單元(相當(dāng)于功率加權(quán)系數(shù)算出單元12)，以任意的時間間隔分別對所述N個分支的前同步信號的接收信號功率進(jìn)行采樣，根據(jù)得到的接收信號功率數(shù)據(jù)，算出N個分支的功率加權(quán)系數(shù)；加權(quán)乘法單元(相當(dāng)于乘法部13-1～13-N)，分別使所述各分支的相位變動量與各自對應(yīng)的功率加權(quán)系數(shù)相乘；和合成相位變動量算出單元(相當(dāng)于加法部14)，合成所述各分支的相乘結(jié)果，算出合成相位變動量。
并且，其特征在于，還具有1/2符號頻率分量抽取單元(相當(dāng)于1/2符號頻率分量抽取部15)，使所述合成相位變動量分別乘以2個符號周期的余弦波分量和正弦波分量，抽取1/2符號頻率分量復(fù)數(shù)信號的實數(shù)分量和虛數(shù)分量；平均化單元(相當(dāng)于平均化部16)，分別使所述1/2符號頻率分量復(fù)數(shù)信號的實數(shù)分量和虛數(shù)分量平均化；和前同步用定時相位復(fù)數(shù)信號算出單元(相當(dāng)于前同步用定時相位復(fù)數(shù)信號算出部17)，求出所述平均化后的1/2符號頻率分量復(fù)數(shù)信號的實數(shù)分量和虛數(shù)分量的輻角，算出以該輻角2倍的相位為輻角的前同步定時相位復(fù)數(shù)信號。
并且，其特征在于，還具有再生符號時鐘生成單元(相當(dāng)于移相控制/分頻部18)，對具有符號速率的約T(T為2或2以上的自然數(shù))倍的時鐘速度的T倍時鐘進(jìn)行分頻，使該分頻時鐘的相位偏移相當(dāng)于所述前同步定時相位復(fù)數(shù)信號的輻角的相位量，生成再生符號時鐘。
根據(jù)本發(fā)明，應(yīng)用上述前同步用相位變動量算出單元和上述合成相位變動量算出單元，利用多得到分支合成增益的合成相位變動量進(jìn)行定時推定，所以在前同步信號接收時可進(jìn)行高速且高精度的定時推定。
另外，由于在前同步信號接收時進(jìn)行定時再生，在前同步信號接收結(jié)束時，保持前同步信號接收時的定時相位來進(jìn)行基準(zhǔn)T倍時鐘的分頻，生成再生符號時鐘和再生U倍時鐘，所以在前同步接收結(jié)束后的隨機(jī)數(shù)據(jù)接收時，也可保持在前同步信號接收時推定的高精度的定時相位同步狀態(tài)。


圖1是表示實施方式1的定時再生電路的結(jié)構(gòu)例的圖。
圖2是表示實施方式1的接收裝置的結(jié)構(gòu)例的圖。
圖3是表示定時再生部的動作定時的示例圖。
圖4是表示前同步用相位變動量算出部的結(jié)構(gòu)例的圖。
圖5是表示輸入到相位偏移除去部的差分值的示例圖。
圖6是表示從相位偏移除去部輸出的差分值的示例圖。
圖7是表示功率加權(quán)系數(shù)算出部的結(jié)構(gòu)例的圖。
圖8是表示前同步用定時相位復(fù)數(shù)信號算出部的結(jié)構(gòu)例的圖。
圖9是表示移相控制/分頻部的結(jié)構(gòu)例的圖。
圖10是表示上升沿檢測部的動作例的圖。
圖11是表示實施方式2的定時再生電路的結(jié)構(gòu)例的圖。
圖12是表示實施方式2的接收裝置的結(jié)構(gòu)例的圖。
圖13是表示定時再生部的動作定時的示例圖。
圖14是表示定時相位復(fù)數(shù)信號算出部的結(jié)構(gòu)例的圖。
圖15是表示定時再生部的動作定時的示例圖。
圖16是表示實施方式3的接收裝置的結(jié)構(gòu)例的圖。
圖17是表示實施方式3的定時再生電路的結(jié)構(gòu)例的圖。
圖18是表示實施方式3的定時再生電路的結(jié)構(gòu)例的圖。
具體實施例方式
下面，參照附圖詳細(xì)說明本發(fā)明的定時再生電路及接收裝置的實施方式。另外，本發(fā)明不被該實施方式限定。
(實施方式1)在實施方式1中，說明用1個或1個以上的接收天線接收對包含2個符號周期的前同步信號的數(shù)據(jù)進(jìn)行了PSK調(diào)制后得到的信號并進(jìn)行定時再生的定時再生電路；和使用該定時再生電路進(jìn)行數(shù)據(jù)解調(diào)的接收裝置(尤其是，在使用2個或2個以上的接收天線時為分集接收裝置)。
圖1是表示具有N(N為1或1以上的整數(shù))個接收天線的實施方式1的定時再生電路的結(jié)構(gòu)例的圖。該定時再生電路具有接收天線1-1～1-N、檢波部2-1～2-N、采樣部3-1～3-N、4-1～4-N和定時再生部5。
另外，上述定時再生部5具有前同步用相位變動量算出部11-1～11-N、功率加權(quán)系數(shù)算出部12、乘法部13-1～13-N、加法部14、1/2符號頻率分量抽取部15、平均化部16、前同步用定時相位復(fù)數(shù)信號算出部17、移相控制/分頻部18和基準(zhǔn)時鐘產(chǎn)生部19。
另外，圖2是表示包含上述定時再生電路的實施方式1的接收裝置的結(jié)構(gòu)例的圖。該接收裝置在上述定時再生電路的結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上，還具有奈奎斯特點抽取部21-1～21-N和分集/解調(diào)部22。
這里，說明圖2所示的實施方式1的接收裝置的動作概要。
本實施方式的接收裝置用N(N為自然數(shù))個接收天線1-1～1-N接收PSK調(diào)制信號，檢波部2-1～2-N對各分支的信號進(jìn)行檢波，分別得到基帶相位信號和接收信號功率。
在采樣部3-1～3-N中，在由后述的定時再生部5生成的再生U倍時鐘的上升沿，對由各自對應(yīng)的檢波部2-1～2-N檢波后的接收信號功率進(jìn)行采樣，輸出各分支的接收信號功率數(shù)據(jù)。其中，U為2或2以上的自然數(shù)。
另外，在采樣部4-1～4-N中，在由后述的定時再生部5生成的基準(zhǔn)S倍時鐘的上升沿，對由各自對應(yīng)的檢波部2-1～2-N檢波后的基帶相位信號進(jìn)行采樣，輸出各分支的基帶相位數(shù)據(jù)。其中，S為2或2以上的自然數(shù)。
在定時再生部5中，對接收裝置的原振時鐘進(jìn)行倍增處理或分頻處理，生成具有符號速率的S倍的時鐘速度的基準(zhǔn)S倍時鐘。并且，在前同步信號接收時，根據(jù)采樣部3-1～3-N輸出的各分支的接收信號功率數(shù)據(jù)和采樣部4-1～4-N輸出的各分支的基帶相位數(shù)據(jù)，生成與接收信號的奈奎斯特同步且具有與符號速率相同程度的時鐘速度的再生符號時鐘、和與接收信號的奈奎斯特同步且具有符號速率的約U倍的時鐘速度的再生U倍時鐘。這里，由于使用已知的前同步信號，所以不必進(jìn)行倍增處理，從而可減輕由倍增損失導(dǎo)致的惡化，所以可進(jìn)行高速且高精度的定時推定。
在奈奎斯特點抽取部21-1～21-N中，在與接收信號的奈奎斯特點同步的上述再生符號時鐘的上升沿，對由各自對應(yīng)的檢波部2-1～2-N檢波后的基帶相位信號和接收信號功率進(jìn)行采樣，輸出各分支的奈奎斯特點基帶相位數(shù)據(jù)和奈奎斯特點接收信號功率數(shù)據(jù)。
在分集/解調(diào)部22中，根據(jù)奈奎斯特點抽取部21-1～21-N輸出的各分支的奈奎斯特點基帶相位數(shù)據(jù)和奈奎斯特點接收信號功率數(shù)據(jù)進(jìn)行分集合成，并且，對分集合成后的接收信號進(jìn)行解調(diào)，輸出解調(diào)數(shù)據(jù)。
另外，雖然說明的是在上述接收裝置的采樣部3-1～3-N中，在再生U倍時鐘的上升沿對由各自對應(yīng)的檢波部2-1～2-N檢波后的接收信號功率進(jìn)行采樣的情況，但采樣所使用的時鐘不特別限制，例如也可使用對原振時鐘進(jìn)行倍增或分頻后生成的基準(zhǔn)時鐘。
另外，雖然說明的是在上述接收裝置的采樣部4-1～4-N中，在基準(zhǔn)S倍時鐘的上升沿對由各自對應(yīng)的檢波部2-1～2-N檢波后的基帶相位信號進(jìn)行采樣的情況，但采樣所使用的時鐘不特別限制，例如，只要是符號速率的2倍或2倍以上的速度的時鐘，就可使用由定時再生部5生成的再生時鐘。
接著，利用圖1說明實施方式1的定時再生部5的動作。
首先，在本實施方式的定時再生部5中，基準(zhǔn)時鐘產(chǎn)生部19對接收裝置具有的原振時鐘進(jìn)行分頻處理或倍增處理，生成具有符號速率的約T倍的時鐘速度的基準(zhǔn)T倍時鐘和具有符號速率的約S倍的時鐘速度的基準(zhǔn)S倍時鐘。其中，T為2或2以上的自然數(shù)。
在前同步用相位變動量算出部11-1～11-N中，針對由各自對應(yīng)的采樣部4-1～4-N采樣后的各分支的基帶相位數(shù)據(jù)算出每特定時間的相位變動量。例如，在應(yīng)用進(jìn)行差動編碼的π/4偏移QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)調(diào)制的 圖案作為前同步信號的情況下，前同步信號接收時的相位變動量為如后述圖5所示的2個符號周期的信號。另外，由于前同步信號是已知信號，所以在求相位變動量時不必進(jìn)行倍增處理。
在功率加權(quán)系數(shù)算出部12中，根據(jù)由采樣部3-1～3-N采樣后的各分支的接收信號功率數(shù)據(jù)，算出表示各分支的接收信號的似然的功率加權(quán)系數(shù)。
在乘法部13-1～13-N中，分別使對應(yīng)分支的相位變動量和功率加權(quán)系數(shù)相乘，輸出其相乘結(jié)果。
在加法部14中，針對預(yù)定分支使乘法部13-1～13-N輸出的各分支的相乘結(jié)果相加，輸出通過該相加得到的合成相位變動量。另外，在接收按2個符號周期變動的前同步信號時，與上述相位變動量一樣，得到合成相位變動量作為2個符號周期的信號。另外，由于在前同步用相位變動量算出部11-1～11-N中求相位變動量時不進(jìn)行倍增處理，所以在這里的加法中，倍增損失少、可多得到基于分支合成的增益。
在1/2符號頻率分量抽取部15中，使作為2個符號周期的信號的合成相位變動量分別乘以2個符號周期的余弦波分量和正弦波分量，并將合成相位變動量的1/2符號頻率分量進(jìn)行頻率轉(zhuǎn)換，轉(zhuǎn)換成直流分量，輸出1/2符號頻率分量復(fù)數(shù)信號的實數(shù)分量和1/2符號頻率分量復(fù)數(shù)信號的虛數(shù)分量。
在平均化部16中，分別對上述1/2符號頻率分量復(fù)數(shù)信號的實數(shù)分量和1/2符號頻率分量復(fù)數(shù)信號的虛數(shù)分量進(jìn)行平均化。另外，平均化后的1/2符號頻率分量復(fù)數(shù)信號的實數(shù)分量與平均化后的1/2符號頻率分量復(fù)數(shù)信號的虛數(shù)分量的輻角Δθ表示每2個符號周期的奈奎斯特點與基準(zhǔn)S倍時鐘的定時相位差。
在前同步用定時相位復(fù)數(shù)信號算出部17中，依據(jù)平均化后的1/2符號頻率分量復(fù)數(shù)信號的實數(shù)分量和1/2符號頻率分量復(fù)數(shù)信號的虛數(shù)分量，生成具有輻角Δθ的2倍的相位作為輻角的前同步定時相位復(fù)數(shù)信號。另外，[2×Δθ]表示每1個符號周期的奈奎斯特點與基準(zhǔn)S倍時鐘的定時相位差。
在移相控制/分頻部18中，對基準(zhǔn)T倍時鐘進(jìn)行分頻，生成與符號速率相同程度的時鐘和符號速率的約U倍的時鐘。并且，分別使與分頻后的符號速率相同程度的時鐘和符號速率的約U倍的時鐘相對符號周期移相[2×Δθ]的相位量，生成再生符號時鐘和再生U倍時鐘?；鶞?zhǔn)S倍時鐘和基準(zhǔn)T倍時鐘是從相同的原振時鐘生成的時鐘，相互同步，所以如上所述生成的再生符號時鐘和再生U倍時鐘與奈奎斯特點同步。
這樣，本實施方式的定時再生部5應(yīng)用了前同步用相位變動量算出部11-1～11-N和加法部14，并且使用多得到分支合成增益的合成相位變動量來進(jìn)行定時推定，所以在前同步信號接收時可進(jìn)行高速且高精度的定時推定。
另外，本實施方式的定時再生部5在發(fā)送數(shù)據(jù)為隨機(jī)數(shù)據(jù)時不能進(jìn)行定時推定。可是，如圖3所示，在前端附加了前同步信號的接收信號的情況下，在前同步信號接收時使用定時再生部5進(jìn)行定時再生，在前同步信號接收結(jié)束時，保持前同步信號接收時的定時相位，進(jìn)行基準(zhǔn)T倍時鐘的分頻，生成再生符號時鐘和再生U倍時鐘。這樣，在前同步信號接收結(jié)束后的隨機(jī)數(shù)據(jù)接收時，也可保持前同步信號接收時推定的高精度的定時相位同步狀態(tài)。圖3是表示定時再生部5的動作定時的示例圖。
另外，在上述定時再生部5中生成了2種再生時鐘(再生時鐘和再生U倍時鐘)，但不限制再生時鐘的生成個數(shù)，只要生成1種或1種以上的再生時鐘即可。
接著，說明上述前同步用相位變動量算出部11-1～11-N的動作。圖4是表示例如第n(n＝1、2、…、N)個分支的前同步用相位變動量算出部11-n的結(jié)構(gòu)例的圖，具有1樣本延遲器31-n～34-n、減法器35-n、36-n和相位偏移除去部37-n、38-n。另外，這里是作為一個例子說明前同步用相位變動量算出部11-n的動作，但其他的前同步用相位變動量算出部也同樣地動作。
在前同步用相位變動量算出部11-n中，首先，1樣本延遲器31-n、32-n、33-n、34-n分別以基準(zhǔn)S倍時鐘對由采樣部4-n采樣后的基帶相位數(shù)據(jù)進(jìn)行1個周期延遲后輸出。
接著，在減法器35-n中，從由基準(zhǔn)S倍時鐘附加了3個周期延遲的基帶相位數(shù)據(jù)中減去由基準(zhǔn)S倍時鐘附加了1個周期延遲的基帶相位數(shù)據(jù)，輸出該差分值(相位變動量)。這里，所述差分值通過模360[degree]的計算，具有-180[degree]～180[degree]的值。
同樣地，在減法器36-n中，從由基準(zhǔn)S倍時鐘附加了4個周期延遲的基帶相位數(shù)據(jù)中減去沒有延遲的基帶相位數(shù)據(jù)，輸出該差分值(相位變動量)。這里，所述差分值通過模360[degree]的計算，具有-180[degree]～180[degree]的值。
然后，在相位偏移除去部37-n中，向從減法器35-n輸出的差分值提供在無噪聲時使相位偏移除去后的差分值的上限值與下限值之和接近于0的相位偏移量。相位偏移后的輸出信號通過模360[degree]的計算，具有-180[degree]～180[degree]的值。圖5是表示輸入到相位偏移除去部37-n(或38-n)的差分值的示例圖，圖6是表示從相位偏移除去部37-n(或38-n)輸出的差分值的示例圖。例如，如圖5所示，進(jìn)行差動編碼的、π/4偏移QPSK調(diào)制的 圖案的差分值的上限值約為π/4，下限值約為-3π/4?？墒牵ㄟ^附加π/4作為相位偏移，如圖6所示，差分值的上限值約為π/2，下限值約為-π/2。即，即使在疊加噪聲時，通過計算模360[degree]，上述差分值在+180[degree]～-180[degree]之間的相位跳動的發(fā)生頻率減少，可減輕由該相位跳動導(dǎo)致的再生時鐘特性的劣化。
同樣地，在相位偏移除去部38-n中，向從減法器36-n輸出的差分值提供在無噪聲時使相位偏移除去后的差分值的上限值與下限值之和接近于0的相位偏移量。相位偏移后的輸出信號通過模360[degree]的計算，具有-180[degree]～180[degree]的值。
在加法部39-n中，使相位偏移除去部37-n和38-n的輸出結(jié)果相加，以-360[degree]～360[degree]的值輸出相位變動量作為其相加結(jié)果。
這樣，本實施方式的前同步用相位變動量算出部11-n通過相位偏移除去部的處理，可減少基帶相位數(shù)據(jù)的差分值在+180[degree]～-180[degree]之間的相位跳動的產(chǎn)生頻率，因此可減輕由基帶相位數(shù)據(jù)的差分值的相位跳動引起的再生時鐘特性的劣化。
另外，雖然說明的是在上述前同步用相位變動量算出部中使用4個時鐘周期間隔的差分和2個時鐘周期間隔的差分的情況，但計算差分的間隔可以是任意的時間。
而且，在上述前同步用相位變動量算出部中，合成4個時鐘周期間隔的差分和2個時鐘周期間隔的差分這2個差分后算出相位變動量，但相位變動量只要依據(jù)1個或1個以上時鐘間隔的差分求出即可。例如，通過使用多個不同時鐘間隔的差分來算出相位變動量，相位變動量的S/N比提高，因而可提高再生時鐘特性。
接著，說明上述功率加權(quán)系數(shù)算出部12的動作。圖7是表示功率加權(quán)系數(shù)算出部12的結(jié)構(gòu)例的圖，具有最大值檢測部41、平均化部42、43-1～43-N、標(biāo)準(zhǔn)化部44-1～44-N、系數(shù)轉(zhuǎn)換部45-1～45-N和采樣部46-1～46-N。
在本實施方式的功率加權(quán)系數(shù)算出部12中，首先，最大值檢測部41從由采樣部3-1～3-N采樣后的全部N個分支的接收信號功率數(shù)據(jù)中檢測最大接收信號功率數(shù)據(jù)。
然后，在平均化部42中，輸出通過使上述最大接收信號功率數(shù)據(jù)平均化而求出的基準(zhǔn)接收信號功率數(shù)據(jù)。
另一方面，在平均化部43-1～43-N中，對每個分支使由各自對應(yīng)的采樣部3-1～3-N采樣后的接收信號功率數(shù)據(jù)平均化，算出各分支的平均接收信號功率數(shù)據(jù)。
然后，在標(biāo)準(zhǔn)化部44-1～44-N中，根據(jù)基準(zhǔn)接收信號功率數(shù)據(jù)，使各分支的平均接收信號功率數(shù)據(jù)標(biāo)準(zhǔn)化，輸出該標(biāo)準(zhǔn)化結(jié)果。這里的標(biāo)準(zhǔn)化是例如在接收信號功率數(shù)據(jù)以反對數(shù)表示時進(jìn)行除法運算等，在接收信號功率數(shù)據(jù)以對數(shù)表示時進(jìn)行減法運算等。
然后，在系數(shù)轉(zhuǎn)換部45-1～45-N中，將各自對應(yīng)的標(biāo)準(zhǔn)化部44-1～44-N輸出的標(biāo)準(zhǔn)化結(jié)果轉(zhuǎn)換成功率加權(quán)系數(shù)。
然后，在采樣部46-1～46-N中，在基準(zhǔn)S倍時鐘的上升沿對從各自對應(yīng)的系數(shù)轉(zhuǎn)換部45-1～45-N輸出的功率加權(quán)系數(shù)進(jìn)行采樣，輸出其采樣結(jié)果。
這樣，本實施方式的功率加權(quán)系數(shù)算出部12在求出對應(yīng)各分支的功率加權(quán)系數(shù)時，由標(biāo)準(zhǔn)化部44-1～44-N對各分支的平均接收信號功率數(shù)據(jù)執(zhí)行利用基準(zhǔn)接收信號功率數(shù)據(jù)的標(biāo)準(zhǔn)化。這樣，即使在由各分支間的功率電平差或時間經(jīng)過所導(dǎo)致的功率電平變動大時，也可以較少的比特數(shù)表示功率加權(quán)系數(shù)，從而可減小定時再生部5的電路規(guī)模。
另外，上述采樣部46-1～46-N用于使功率加權(quán)系數(shù)與前同步用相位變動量算出部11-1～11-N輸出的各分支的相位變動量的數(shù)據(jù)變化定時一致，例如在采樣部3-1～3-N和采樣部4-1～4-N使用相同時鐘時不需要。
接著，說明上述前同步用定時相位復(fù)數(shù)信號算出部17的動作。圖8是表示前同步用定時相位復(fù)數(shù)信號算出部17的結(jié)構(gòu)例的圖，具有反正切部51、2倍相位算出部52和復(fù)數(shù)信號算出部53。
在本實施方式的前同步用定時相位復(fù)數(shù)信號算出部17中，首先，反正切部51算出平均化部16輸出的、平均化后的1/2符號頻率分量復(fù)數(shù)信號的實數(shù)分量與平均化后的1/2符號頻率分量復(fù)數(shù)信號的虛數(shù)分量的輻角Δθ。
然后，在2倍相位算出部52中，計算上述輻角Δθ的2倍相位[2×Δθ]。
然后，在復(fù)數(shù)信號算出部53中，算出具有[2×Δθ]相位和預(yù)定的振幅A的復(fù)數(shù)信號的實數(shù)分量和虛數(shù)分量，作為前同步定時相位復(fù)數(shù)信號的實數(shù)分量R和虛數(shù)分量I輸出。實數(shù)分量R和虛數(shù)分量I可分別用式(1)和式(2)表示。
R＝Acos(2×Δθ)…(1)I＝Asin(2×Δθ)…(2)這樣，由本實施方式的前同步用定時相位復(fù)數(shù)信號算出部17算出的前同步定時相位復(fù)數(shù)信號的實數(shù)分量和虛數(shù)分量共同具有A以下的值、可以用較少的比特數(shù)表示。這樣，可減小定時再生部5的電路規(guī)模。
接著，說明上述移相控制/分頻部18的動作。圖9是表示移相控制/分頻部18的結(jié)構(gòu)例的圖，具有T進(jìn)制計數(shù)器16、基準(zhǔn)符號周期余弦波/正弦波生成部62、移相部63、上升沿檢測部64、上升沿間隔計數(shù)器65和分頻部66、67。另外，圖10表示上升沿檢測部64的動作示例的圖。
在本實施方式的移相控制/分頻部18中，T進(jìn)制計數(shù)器61以基準(zhǔn)T倍時鐘的時鐘速度動作，輸出重復(fù)計數(shù)0～(T-1)的計數(shù)器值D。另外，基準(zhǔn)T倍時鐘由于具有符號速率的約T倍的時鐘速率，所以計數(shù)器值D被計數(shù)為0～(T-1)的重復(fù)周期與符號速率為同等程度。
然后，在基準(zhǔn)符號周期余弦波/正弦波生成部62中，根據(jù)上述計數(shù)器值D，生成分別用式(3)和式(4)求出的余弦波分量Co和正弦波分量Si。
Co＝cos(2π×D/T) …(3)Si＝sin(2π×D/T) …(4)然后，在移相部63中，如式(5)所示，算出具有振幅A并使上述余弦波分量Co的相位偏移了上述定時相位差“2×Δθ”后得到的余弦波Cs。另外，余弦波Cs是與接收信號數(shù)據(jù)的奈奎斯特點同步的信號，但如圖10所示，由于在定時再生部5動作時，前同步定時相位復(fù)數(shù)信號的實數(shù)分量R和虛數(shù)分量I以特定時間為單位變化，所以是余弦波具有的相位瞬間不連續(xù)的、產(chǎn)生“相位跳動”的信號。
Cs＝Acos(2π×D/T-2×Δθ)＝cos(2π×D/T)×Acos(2×Δθ)+sin(2π×D/T)×Asin(2×Δθ)＝Co×R+Si×I…(5)在上升沿檢測部64中，根據(jù)上述余弦波Cs的值從負(fù)變成正的定時(圖10所示的硬判定時鐘的變化定時)，生成以與接收信號數(shù)據(jù)的奈奎斯特點同步的定時產(chǎn)生的上升沿檢測脈沖。但是，在上升沿檢測部64中，即使在硬判定時鐘受余弦波Cs的相位跳動的影響時，如圖10所示，在由上升沿間隔計數(shù)器65計數(shù)的、距前一上升沿檢測脈沖產(chǎn)生時的經(jīng)過時間比預(yù)定的時間(基準(zhǔn)T倍時鐘的時鐘數(shù))短時，不產(chǎn)生上升沿檢測脈沖。
在分頻部66中，通過以上升沿檢測脈沖為基準(zhǔn)、將基準(zhǔn)T倍時鐘分頻成1/T倍的速度，來生成再生符號時鐘。同樣地，在分頻部67中，通過以上升沿檢測脈沖為基準(zhǔn)、將基準(zhǔn)T倍時鐘分頻成U/T倍的速度，來生成再生U倍時鐘。
這樣，本實施方式的移相控制/分頻部18具有在檢測出在移相部63中求出的余弦波Cs的上升沿后忽視特定期間內(nèi)的上升沿的功能。由此可減輕由余弦波Cs的相位跳動引起的上升沿的誤檢測，從而可以得到穩(wěn)定的再生符號時鐘和再生U倍時鐘。
另外，上述移相控制/分頻部18的上升沿檢測部64根據(jù)移相部63輸出的余弦波Cs的值從負(fù)變成正的定時，生成按與接收信號數(shù)據(jù)的奈奎斯特點同步的定時產(chǎn)生的上升沿檢測脈沖，但不限于此，例如，也可根據(jù)余弦波Cs的值從正變成負(fù)的定時來生成上升沿檢測脈沖。
另外，在上述移相控制/分頻部18中生成2種再生時鐘(再生時鐘和再生U倍時鐘)，但再生時鐘的生成個數(shù)沒有限制，只要生成1種或1種以上的再生時鐘即可。
如上所述，在本實施方式中，由于可以利用定時再生部5進(jìn)行高精度的定時推定，所以由奈奎斯特點抽取部21-1～21-N抽取的數(shù)據(jù)可將由再生符號時鐘的推定誤差導(dǎo)致的S/N比的劣化或由代碼間干擾的影響所導(dǎo)致的劣化抑制在較小程度，從而可得到良好的解調(diào)特性。
(實施方式2)在實施方式2中，用1個或1個以上的接收天線接收具有在前端附加了前同步信號的數(shù)據(jù)格式的PSK調(diào)制信號，例如，在前同步信號接收時，使用與上述實施方式1中所示的定時再生部5相同的結(jié)構(gòu)進(jìn)行高速且高精度的定時推定，之后，在接收信號從前同步信號移至隨機(jī)數(shù)據(jù)的區(qū)間的階段，以前同步信號接收時的推定定時相位為初始值，應(yīng)用隨機(jī)數(shù)據(jù)用定時再生處理。由此，可實現(xiàn)更高速且高精度的定時推定，并可得到良好的時鐘隨動特性。
另外，對于與前面說明的實施方式1同樣的結(jié)構(gòu)，附以相同符號并省略其說明。下面，說明與實施方式1不同的處理，即接收信號從前同步信號切換成隨機(jī)數(shù)據(jù)后的處理。
圖11是表示具有N(N為1或1以上的整數(shù))個接收天線的實施方式2的定時再生電路的結(jié)構(gòu)例的圖。本實施方式的定時再生電路具有追加了隨機(jī)數(shù)據(jù)接收時的定時再生處理的定時再生部5a，該定時再生部5a在所述定時再生部5的結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上，還具有隨機(jī)圖案用相位變動量算出部71-1～71-N、乘法部72-1～72-N、加法部73、符號頻率分量抽取部74和定時相位復(fù)數(shù)信號算出部75。
另外，圖12是表示包含上述定時再生電路的實施方式2的接收裝置的結(jié)構(gòu)例的圖。另外，除應(yīng)用定時再生部5a之外，與所述圖2相同。
這里，用圖11來說明實施方式2的定時再生部5a的動作。
在本實施方式的定時再生部5a中，首先，隨機(jī)數(shù)據(jù)用相位變動量算出部71-1～71-N針對由各自對應(yīng)的采樣部4-1～4-N采樣(例如，符號速率的V(V為3或3以上的自然數(shù))倍過采樣)后的各分支的基帶相位數(shù)據(jù)算出每特定時間的相位變動量，即隨機(jī)圖案用相位變動量。另外，由于假定的是隨機(jī)圖案接收，所以與現(xiàn)有技術(shù)相同，該隨機(jī)圖案用相位變動量是為了除去調(diào)制分量而進(jìn)行絕對值運算等倍增處理算出并例如具有符號頻率分量的信號。
然后，在乘法部72-1～72-N中，使各自對應(yīng)的分支的隨機(jī)圖案用相位變動量和功率加權(quán)系數(shù)相乘。
然后，在加法部73中，通過對預(yù)定的分支使上述各分支的相乘結(jié)果相加，來得到隨機(jī)圖案用合成相位變動量。另外，隨機(jī)圖案用合成相位變動量與隨機(jī)圖案用相位變動量相同，是具有符號頻率分量的信號。
然后，在符號頻率分量抽取部74中，使具有符號頻率分量的隨機(jī)圖案用合成相位變動量分別乘以符號周期的余弦波分量和正弦波分量，對隨機(jī)圖案用合成相位變動量的符號頻率分量進(jìn)行頻率轉(zhuǎn)換，轉(zhuǎn)換成直流分量，輸出符號頻率分量復(fù)數(shù)信號的實數(shù)分量和符號頻率分量復(fù)數(shù)信號的虛數(shù)分量。另外，為了算出符號周期的余弦波分量和正弦波分量，必須以符號速率3倍或3倍以上的速度動作。
然后，在定時相位復(fù)數(shù)信號算出部75中，在前同步信號接收時直接輸出前同步用定時相位復(fù)數(shù)信號算出部17輸出的前同步定時相位復(fù)數(shù)信號作為定時相位復(fù)數(shù)信號。而且，在接收信號從前同步信號移至隨機(jī)數(shù)據(jù)的區(qū)間的時刻，在定時相位復(fù)數(shù)信號算出部75中，以前同步定時相位復(fù)數(shù)信號為初始值，輸出使上述符號頻率分量復(fù)數(shù)信號平均化后求出的值作為定時相位復(fù)數(shù)信號。
最后，在移相控制/分頻部18中，利用上述定時相位復(fù)數(shù)信號算出部75輸出的定時相位復(fù)數(shù)信號，生成再生符號時鐘和再生U倍時鐘。
另外，在上述定時再生部5a中，將定時相位復(fù)數(shù)信號算出部75直接輸出前同步定時相位復(fù)數(shù)信號的處理和使符號頻率分量復(fù)數(shù)信號平均化的處理的切換說明為接收信號從前置放大信號切換成隨機(jī)數(shù)據(jù)的時刻，但不限于此，處理的切換定時時刻是任意的。
另外，在上述定時再生部5a中，雖然以在各脈沖串?dāng)?shù)據(jù)的前端附加前同步信號為前提，但如圖13所示，由于具有保持定時相位的功能，從而可利用前一脈沖串的定時相位來確立定時同步，因而，即使沒有第2個以后的脈沖串的前同步信號，也可實現(xiàn)高速且高精度的定時同步，從而可提高傳送效率。
接著，說明上述定時相位復(fù)數(shù)信號算出部75的動作。圖14是表示定時相位復(fù)數(shù)信號算出部75的結(jié)構(gòu)例的圖，具有IIR(InfiniteImpulse Response)濾波器81、82、選擇信號生成部83和選擇器84、85。
在本實施方式的定時相位復(fù)數(shù)信號算出部75中，首先，IIR濾波器81利用由后述的選擇器84輸出的定時相位復(fù)數(shù)信號的實數(shù)分量和由符號頻率分量抽取部74輸出的符號頻率分量復(fù)數(shù)信號的實數(shù)分量來進(jìn)行平均化處理。同樣地，IIR濾波器82利用由后述的選擇器85輸出的定時相位復(fù)數(shù)信號的虛數(shù)分量和由符號頻率分量抽取部74輸出的符號頻率分量復(fù)數(shù)信號的虛數(shù)分量來進(jìn)行平均化處理。
另外，在選擇信號生成部83中，針對選擇器84和選擇器85，例如在前同步信號接收時(參照圖15)，輸出用于選擇前同步用定時相位復(fù)數(shù)信號算出部17輸出的信號的選擇信號；在隨機(jī)數(shù)據(jù)接收時(參照圖15)，輸出用于選擇IIR濾波器81及82輸出的信號的選擇信號。圖15是表示定時再生部5a的動作定時的示例的圖。
然后，在選擇器84中，對應(yīng)上述選擇信號，選擇輸出前同步用定時相位復(fù)數(shù)信號算出部17輸出的信號或IIR濾波器81輸出的信號當(dāng)中的一個。同樣地，在選擇器85中，對應(yīng)上述選擇信號，選擇輸出前同步用定時相位復(fù)數(shù)信號算出部17輸出的信號或IIR濾波器82輸出的信號中的一個。
這樣，本實施方式的定時相位復(fù)數(shù)信號算出部75在前同步信號接收時與實施方式1相同，選擇前同步定時相位復(fù)數(shù)信號，在接收信號從前同步信號移至隨機(jī)數(shù)據(jù)的區(qū)間的時刻，選擇以前同步信號接收時的前同步定時相位復(fù)數(shù)信號為初始值、對隨機(jī)數(shù)據(jù)接收時的符號頻率分量復(fù)數(shù)信號進(jìn)行平均化后求出的值作為定時相位復(fù)數(shù)信號。由此，可實現(xiàn)前同步信號接收時的高速且高精度的定時推定，并且可實現(xiàn)隨機(jī)數(shù)據(jù)接收時的良好的時鐘隨動特性。
如上所述，在本實施方式中，通過應(yīng)用定時相位復(fù)數(shù)信號算出部75，可實現(xiàn)所述定時再生部5在前同步信號接收時的高速且高精度的定時推定，并在隨機(jī)數(shù)據(jù)接收時得到良好的時鐘隨動特性。
(實施方式3)在實施方式3中，定時再生部內(nèi)的加法部根據(jù)表示所使用的分支信號的分支控制信號，選擇用于加法運算的相位變動量。另外，在實施方式3中，分集/解調(diào)部根據(jù)上述分支控制信號，選擇用于分集合成的奈奎斯特點基帶相位數(shù)據(jù)和奈奎斯特點接收信號功率數(shù)據(jù)。
另外，對于與前面說明的實施方式1相同的結(jié)構(gòu)，附以相同符號并省略其說明。下面，說明與實施方式1或?qū)嵤┓绞?不同的處理，即選擇用于加法運算的相位變動量、及選擇用于分集合成的奈奎斯特點基帶相位數(shù)據(jù)和奈奎斯特點接收信號功率數(shù)據(jù)的處理。
圖16是表示實施方式3的接收裝置的結(jié)構(gòu)例的圖，具有定時再生部5b，具有對每個分支選擇是否將加權(quán)后的相位變動量用于加法運算的功能；和分集/解調(diào)部91，具有對每個分支選擇是否將奈奎斯特點基帶相位數(shù)據(jù)和奈奎斯特點接收信號功率數(shù)據(jù)用于分集合成的功能。
另外，圖17是表示實施方式3的定時再生電路的結(jié)構(gòu)例(對應(yīng)于實施方式1)的圖，具有加法部101，該加法部101具有對每個分支選擇是否將加權(quán)后的相位變動量用于加法運算的功能。
另外，圖18是表示實施方式3的定時再生電路的結(jié)構(gòu)例(對應(yīng)于實施方式2)的圖，具有加法部101，具有對每個分支選擇是否將加權(quán)后的相位變動量用于加法運算的功能；和加法部102，具有對每個分支選擇是否將加權(quán)后的隨機(jī)圖案用相位變動量用于加法運算的功能。
這里，利用圖16說明本實施方式的接收裝置的動作。
在本實施方式中，定時再生部5b根據(jù)分支控制信號，從乘法部13-1～13-N輸出的加權(quán)后的相位變動量中選擇用于加法運算的相位變動量，并利用合成了選擇出的相位變動量的合成相位變動量來進(jìn)行定時推定，輸出再生時鐘(對應(yīng)于實施方式1)。另外，在針對實施方式2的結(jié)構(gòu)輸入分支控制信號時，進(jìn)一步從由乘法部72-1～72-N輸出的加權(quán)后的隨機(jī)圖案用相位變動量中選擇用于加法運算的隨機(jī)圖案用相位變動量，并利用合成了選擇出的隨機(jī)圖案用相位變動量的隨機(jī)圖案用合成相位變動量和上述合成相位變動量來進(jìn)行定時推定，輸出再生時鐘。
另外，在分集/解調(diào)部91中，根據(jù)分支控制信號，從奈奎斯特點抽取部21-1～21-N輸出的奈奎斯特點基帶相位數(shù)據(jù)和奈奎斯特點接收信號功率數(shù)據(jù)中，選擇用于分集合成的奈奎斯特點基帶相位數(shù)據(jù)和奈奎斯特點接收信號功率數(shù)據(jù)，根據(jù)選擇出的數(shù)據(jù)，對分集合成結(jié)果進(jìn)行解調(diào)。
接著，利用圖17說明定時再生部5b的動作。
在圖17的定時再生部5b中，加法部101根據(jù)分支控制信號，從乘法部13-1～13-N輸出的加權(quán)后的相位變動量中，選擇用于加法運送的相位變動量，之后，使用選擇出的相位變動量算出合成相位變動量。
接著，利用圖18說明定時再生部5b的動作。
在圖18的定時再生部5b中，在上述圖17的處理的基礎(chǔ)上，加法部102還根據(jù)分支控制信號，從乘法部72-1～72-N輸出的加權(quán)后的隨機(jī)圖案用相位變動量中，選擇用于加法運算的隨機(jī)圖案用相位變動量，之后，使用選擇出的隨機(jī)圖案用相位變動量來算出隨機(jī)圖案用合成相位變動量。
如上所述，在本實施方式中，例如通過在S/N比良好的情況下減少所使用的分支數(shù)來實現(xiàn)低功耗；在S/N比差的情況下增加所使用的分支數(shù)來得到分集增益，從而可實現(xiàn)良好的解調(diào)特性。
另外，在本實施方式中，對定時再生部5b和分集/解調(diào)部91輸入共同的分支控制信號，但也可輸入各自獨立的分支控制信號。另外，對加法部101和加法部102輸入共同的分支控制信號，但也可輸入各自獨立的分支控制信號。
另外，在本實施方式中，通過分支控制信號在定時再生部5b和分集/解調(diào)部91這2處控制使用分支，但不限于此，例如也可在定時再生部5b、分集/解調(diào)部91、接收天線1-1～1-N、檢波部2-1～2-N、采樣部3-1～3-N、采樣部4-1～4-N、奈奎斯特點抽取部21-1～21-N的任意一處或一處以上控制使用分支。另外，也可在定時再生部5b內(nèi)的加法部101、加法部102、前同步用相位變動量算出部11-1～11-N、功率加權(quán)系數(shù)算出部12、乘法部13-1～13-N、乘法部72-1～72-N的任意一處或一處以上控制使用分支。
產(chǎn)業(yè)上的可利用性如上所述，本發(fā)明的定時再生電路可用于構(gòu)成數(shù)字無線通信系統(tǒng)的通信裝置，尤其是，適用于利用前同步信號進(jìn)行高速且高精度的定時再生的接收裝置。
權(quán)利要求
1.一種定時再生電路，使用通過N個分支的天線接收的、經(jīng)過了PSK調(diào)制的前同步信號來進(jìn)行定時再生，其中N為自然數(shù)，其特征在于，具有N個前同步用相位變動量算出單元，對所述N個分支的前同步信號的基帶相位信號，分別進(jìn)行符號速率的S倍過采樣，算出所得到的各分支的基帶相位數(shù)據(jù)在特定時間間隔內(nèi)的相位變動量，其中S為2或2以上的自然數(shù)；功率加權(quán)系數(shù)算出單元，以任意的時間間隔分別對所述N個分支的前同步信號的接收信號功率進(jìn)行采樣，根據(jù)得到的接收信號功率數(shù)據(jù)，算出N個分支的功率加權(quán)系數(shù)；加權(quán)乘法單元，分別使所述各分支的相位變動量與各自對應(yīng)的功率加權(quán)系數(shù)相乘；和合成相位變動量算出單元，合成所述各分支的相乘結(jié)果，算出合成相位變動量。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的定時再生電路，其特征在于，還具有1/2符號頻率分量抽取單元，使所述合成相位變動量分別乘以2個符號周期的余弦波分量和正弦波分量，抽取1/2符號頻率分量復(fù)數(shù)信號的實數(shù)分量和虛數(shù)分量；平均化單元，分別使所述1/2符號頻率分量復(fù)數(shù)信號的實數(shù)分量和虛數(shù)分量平均化；和前同步用定時相位復(fù)數(shù)信號算出單元，求所述平均化后的1/2符號頻率分量復(fù)數(shù)信號的實數(shù)分量和虛數(shù)分量的輻角，算出以該輻角2倍的相位為輻角的前同步定時相位復(fù)數(shù)信號。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的定時再生電路，其特征在于，還具有再生符號時鐘生成單元，對具有符號速率的約T倍的時鐘速度的T倍時鐘進(jìn)行分頻，使該分頻時鐘的相位偏移相當(dāng)于所述前同步定時相位復(fù)數(shù)信號的輻角的相位量后，生成再生符號時鐘，其中T為2或2以上的自然數(shù)。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的定時再生電路，其特征在于，所述前同步用相位變動量算出單元具有差分算出單元，利用所述基帶相位數(shù)據(jù)算出預(yù)先決定的時間間隔的差分值，和相位變動量輸出單元，使無噪聲時所述差分值的上限值與下限值之和接近于0的特定相位量相加，輸出其結(jié)果作為所述相位變動量。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的定時再生電路，其特征在于，所述前同步用相位變動量算出單元具有差分算出單元，利用所述基帶相位數(shù)據(jù)算出多個任意時間間隔的差分值；特定相位量相加單元，分別求出無噪聲時差分值的上限值與下限值之和接近于0的特定相位量，對所述各差分值，分別使對應(yīng)的特定相位量相加；和相位變動量輸出單元，使所述相加結(jié)果全部相加，輸出其結(jié)果作為所述相位變動量。
6.根據(jù)權(quán)利要求1所述的定時再生電路，其特征在于，所述功率加權(quán)系數(shù)算出單元具有最大值檢測單元，檢測所述N個分支的接收信號功率數(shù)據(jù)中的最大接收信號功率數(shù)據(jù)；基準(zhǔn)接收信號功率數(shù)據(jù)生成單元，使所述最大接收信號功率數(shù)據(jù)平均化，以該平均化結(jié)果為基準(zhǔn)接收信號功率數(shù)據(jù)；平均接收信號功率數(shù)據(jù)生成單元，分別使所述N個分支的接收信號功率數(shù)據(jù)平均化，以它們的平均化結(jié)果為平均接收信號功率數(shù)據(jù)；標(biāo)準(zhǔn)化單元，根據(jù)所述基準(zhǔn)接收信號功率數(shù)據(jù)，分別使所述各平均接收信號功率數(shù)據(jù)標(biāo)準(zhǔn)化；和系數(shù)轉(zhuǎn)換單元，分別將所述各標(biāo)準(zhǔn)化結(jié)果轉(zhuǎn)換成功率加權(quán)系數(shù)。
7.根據(jù)權(quán)利要求2所述的定時再生電路，其特征在于，所述前同步用定時相位復(fù)數(shù)信號算出單元具有反正切單元，求出所述平均化后的1/2符號頻率分量復(fù)數(shù)信號的實數(shù)分量和虛數(shù)分量的輻角；2倍相位算出單元，求出所述輻角的2倍相位；和復(fù)數(shù)信號輸出單元，生成具有所述2倍相位和預(yù)先規(guī)定的特定振幅的復(fù)數(shù)信號，輸出該復(fù)數(shù)信號作為所述前同步定時相位復(fù)數(shù)信號。
8.根據(jù)權(quán)利要求3所述的定時再生電路，其特征在于，所述再生符號時鐘生成單元具有余弦波及正弦波生成單元，對按所述T倍時鐘動作的計數(shù)器的計數(shù)值，算出T周期的余弦波分量和正弦波分量；移相單元，使所述余弦波分量的相位偏移所述前同步定時相位復(fù)數(shù)信號具有的輻角量；上升沿檢測單元，檢測所述移相后的余弦波分量的上升沿，另一方面，在從前一上升沿開始到預(yù)先規(guī)定的經(jīng)過時間為止的期間內(nèi)檢測出上升沿時，不將其檢測為上升沿；分頻單元，通過以所述檢測出的上升沿為基準(zhǔn)，對所述T倍時鐘進(jìn)行分頻，得到所述再生符號時鐘。
9.根據(jù)權(quán)利要求3所述的定時再生電路，其特征在于進(jìn)行定時再生動作、定時相位保持動作中的任意一個動作。
10.根據(jù)權(quán)利要求2所述的定時再生電路，其特征在于，具有隨機(jī)圖案用相位變動量算出單元，對N個分支的隨機(jī)圖案信號的基帶相位信號，分別進(jìn)行符號速率的V倍過采樣，算出得到的各分支的基帶相位數(shù)據(jù)在特定時間間隔內(nèi)的隨機(jī)圖案用相位變動量，其中V為3或3以上的自然數(shù)；隨機(jī)圖案用加權(quán)乘法單元，分別使所述各分支的隨機(jī)圖案用相位變動量和各自對應(yīng)的所述功率加權(quán)系數(shù)相乘；隨機(jī)圖案用合成相位變動量算出單元，合成所述各分支的相乘結(jié)果，算出隨機(jī)圖案用合成相位變動量；符號頻率分量算出單元，使所述隨機(jī)圖案用合成相位變動量分別乘以符號周期的余弦波分量和正弦波分量，算出符號頻率分量復(fù)數(shù)信號的實數(shù)分量和虛數(shù)分量；定時相位復(fù)數(shù)信號輸出單元，輸出所述前同步定時相位復(fù)數(shù)信號、或以所述前同步定時相位復(fù)數(shù)信號為初始值使所述符號頻率分量復(fù)數(shù)信號平均化后的值中的任意一個作為定時相位復(fù)數(shù)信號；和再生符號時鐘生成單元，對具有符號速率的約T倍的時鐘速度的T倍時鐘進(jìn)行分頻，使該分頻時鐘的相位偏移相當(dāng)于所述定時相位復(fù)數(shù)信號的輻角的相位量，生成再生符號時鐘，其中T為2或2以上的自然數(shù)。
11.根據(jù)權(quán)利要求10所述的定時再生電路，其特征在于，所述定時相位復(fù)數(shù)信號算出單元具有第1IIR濾波器單元，利用前一定時相位復(fù)數(shù)信號的實數(shù)分量和當(dāng)前符號頻率分量復(fù)數(shù)信號的實數(shù)分量來進(jìn)行平均化處理；第2IIR濾波器單元，利用前一定時相位復(fù)數(shù)信號的虛數(shù)分量和當(dāng)前符號頻率分量復(fù)數(shù)信號的虛數(shù)分量來進(jìn)行平均化處理；選擇信號生成單元，對應(yīng)接收信號，生成用于選擇所述前同步定時相位復(fù)數(shù)信號的選擇信號、或用于選擇所述各平均化處理結(jié)果的選擇信號中的任意一個；第1選擇器單元，對應(yīng)所述選擇信號，選擇所述前同步定時相位復(fù)數(shù)信號的實數(shù)分量、或所述實數(shù)分量的平均化結(jié)果中的任意一個，輸出其結(jié)果作為定時相位復(fù)數(shù)信號的實數(shù)分量；和第2選擇器單元，對應(yīng)所述選擇信號，選擇所述前同步定時相位復(fù)數(shù)信號的虛數(shù)分量、或所述虛數(shù)分量的平均化結(jié)果中的任意一個，輸出其結(jié)果作為定時相位復(fù)數(shù)信號的虛數(shù)分量。
12.根據(jù)權(quán)利要求10所述的定時再生電路，其特征在于進(jìn)行定時再生動作、定時相位保持動作中的任意一個動作。
13.根據(jù)權(quán)利要求1所述的定時再生電路，其特征在于在算出作為所述合成相位變動量算出單元的輸出信號的合成相位變動量時，對每個分支進(jìn)行是否使用各分支信號的判斷。
14.根據(jù)權(quán)利要求10所述的定時再生電路，其特征在于在算出作為所述隨機(jī)圖案用合成相位變動量算出單元的輸出信號的隨機(jī)圖案用合成相位變動量時，對每個分支進(jìn)行是否使用各分支信號的判斷。
15.一種接收裝置，利用通過N個分支的天線接收的、經(jīng)過了PSK調(diào)制的前同步信號來生成再生符號時鐘(定時再生)，并且利用該再生符號時鐘來進(jìn)行解調(diào)處理，其中N為自然數(shù)，其特征在于，具有前同步用相位變動量算出單元，對所述N個分支的前同步信號的基帶相位信號，分別進(jìn)行符號速率的S倍過采樣，算出得到的各分支的基帶相位數(shù)據(jù)在特定時間間隔內(nèi)的相位變動量，其中S為2或2以上的自然數(shù)；功率加權(quán)系數(shù)算出單元，以任意時間間隔分別對所述N個分支的前同步信號的接收信號功率進(jìn)行采樣，根據(jù)得到的接收信號功率數(shù)據(jù)，算出N個分支的功率加權(quán)系數(shù)；加權(quán)乘法單元，分別使所述各分支的相位變動量和各自對應(yīng)的功率加權(quán)系數(shù)相乘；合成相位變動量算出單元，合成所述合分支的相乘結(jié)果，算出合成相位變動量；1/2符號頻率分量抽取單元，使所述合成相位變動量分別乘以2個符號周期的余弦波分量和正弦波分量，抽取1/2符號頻率分量復(fù)數(shù)信號的實數(shù)分量和虛數(shù)分量；平均化單元，分別使所述1/2符號頻率分量復(fù)數(shù)信號的實數(shù)分量和虛數(shù)分量平均化；前同步用定時相位復(fù)數(shù)信號算出單元，求出所述平均化后的1/2符號頻率分量復(fù)數(shù)信號的實數(shù)分量和虛數(shù)分量的輻角，算出以該輻角的2倍相位為輻角的前同步定時相位復(fù)數(shù)信號；再生符號時鐘生成單元，對具有符號速率的約T倍的時鐘速度的T倍時鐘進(jìn)行分頻，使該分頻時鐘的相位偏移相當(dāng)于所述前同步定時相位復(fù)數(shù)信號的輻角的相位量，生成再生符號時鐘，其中T為2或2以上的自然數(shù)；奈奎斯特點抽取單元，按所述再生符號時鐘對N個分支的接收信號的基帶相位信號和接收信號功率進(jìn)行采樣，輸出各分支的奈奎斯特點的基帶相位數(shù)據(jù)和接收信號功率數(shù)據(jù)；和解調(diào)單元，利用N個分支的奈奎斯特點的數(shù)據(jù)進(jìn)行分集合成，根據(jù)該合成結(jié)果進(jìn)行解調(diào)處理。
16.一種接收裝置，利用通過N個分支的天線接收的、經(jīng)過了PSK調(diào)制的前同步信號來生成再生符號時鐘(定時再生)，并且利用該再生符號時鐘進(jìn)行解調(diào)處理，其中N為自然數(shù)，其特征在于，具有前同步用相位變動量算出單元，對所述N個分支的前同步信號的基帶相位信號，分別進(jìn)行符號速率的S倍過采樣，算出得到的各分支的基帶相位數(shù)據(jù)在特定時間間隔內(nèi)的相位變動量，其中S為2或2以上的自然數(shù)；功率加權(quán)系數(shù)算出單元，以任意時間間隔分別對所述N個分支的前同步信號的接收信號功率進(jìn)行采樣，根據(jù)得到的接收信號功率數(shù)據(jù)，算出N個分支的功率加權(quán)系數(shù)；加權(quán)乘法單元，分別使所述各分支的相位變動量和各自對應(yīng)的功率加權(quán)系數(shù)相乘；合成相位變動量算出單元，合成所述合分支的相乘結(jié)果，算出合成相位變動量；1/2符號頻率分量抽取單元，使所述合成相位變動量分別乘以2個符號周期的余弦波分量和正弦波分量，抽取1/2符號頻率分量復(fù)數(shù)信號的實數(shù)分量和虛數(shù)分量；平均化單元，分別使所述1/2符號頻率分量復(fù)數(shù)信號的實數(shù)分量和虛數(shù)分量平均化；前同步用定時相位復(fù)數(shù)信號算出單元，求出所述平均化后的1/2符號頻率分量復(fù)數(shù)信號的實數(shù)分量和虛數(shù)分量的輻角，算出以該輻角的2倍相位為輻角的前同步定時相位復(fù)數(shù)信號；隨機(jī)圖案用相位變動量算出單元，在接收信號從所述前同步信號切換成隨機(jī)圖案信號后，對N個分支的隨機(jī)圖案信號的基帶相位信號，分別進(jìn)行符號速率的V倍過采樣，算出得到的各分支的基帶相位數(shù)據(jù)在特定時間間隔內(nèi)的隨機(jī)圖案用相位變動量，其中V為3或3以上的自然數(shù)；隨機(jī)圖案用加權(quán)乘法單元，分別使所述各分支的隨機(jī)圖案用相位變動量和各自對應(yīng)的所述功率加權(quán)系數(shù)相乘；隨機(jī)圖案用合成相位變動量算出單元，合成所述各分支的相乘結(jié)果，算出隨機(jī)圖案用合成相位變動量；符號頻率分量算出單元，使所述隨機(jī)圖案用合成相位變動量分別乘以符號周期的余弦波分量和正弦波分量，算出符號頻率分量復(fù)數(shù)信號的實數(shù)分量和虛數(shù)分量；定時相位復(fù)數(shù)信號輸出單元，輸出所述前同步定時相位復(fù)數(shù)信號、或以所述前同步定時相位復(fù)數(shù)信號為初始值使所述符號頻率分量復(fù)數(shù)信號平均化后的值中的任意一個作為定時相位復(fù)數(shù)信號；再生符號時鐘生成單元，對具有符號速率的約T倍時鐘速度的T倍時鐘進(jìn)行分頻，使該分頻時鐘的相位偏移相當(dāng)于所述定時相位復(fù)數(shù)信號的輻角的相位量，生成再生符號時鐘，其中T為2或2以上的自然數(shù)；奈奎斯特點抽取單元，按所述再生符號時鐘對N個分支的接收信號的基帶相位信號和接收信號功率進(jìn)行采樣，輸出各分支的奈奎斯特點的基帶相位數(shù)據(jù)和接收信號功率數(shù)據(jù)；和解調(diào)單元，利用N個分支的奈奎斯特點的數(shù)據(jù)進(jìn)行分集合成，根據(jù)該合成結(jié)果進(jìn)行解調(diào)處理。
17.根據(jù)權(quán)利要求15所述的定時再生電路，其特征在于在進(jìn)行所述分集合成時，對每個分支進(jìn)行是否使用各分支的奈奎斯特點數(shù)據(jù)的判斷。
18.根據(jù)權(quán)利要求16所述的定時再生電路，其特征在于在進(jìn)行所述分集合成時，對每個分支進(jìn)行是否使用各分支的奈奎斯特點數(shù)據(jù)的判斷。
全文摘要
本發(fā)明的定時再生電路利用N(N為自然數(shù))個分支的前同步信號進(jìn)行定時再生，例如前同步用相位變動量算出部(11－1～11－N)對所述N個分支的前同步信號的基帶相位信號進(jìn)行符號速率的S倍過采樣，算出得到的各分支的基帶相位數(shù)據(jù)在特定時間間隔內(nèi)的相位變動量；功率加權(quán)系數(shù)算出部(12)以任意時間間隔對所述N個分支的前同步信號的接收信號功率進(jìn)行采樣，根據(jù)得到的接收信號功率數(shù)據(jù)，算出N個分支的功率加權(quán)系數(shù)；乘法部(13－1～13－N)使所述各分支的相位變動量和各自對應(yīng)的功率加權(quán)系數(shù)相乘；加法部(14)合成所述各分支的相乘結(jié)果，算出合成相位變動量。
文檔編號H04B7/08GK1795652SQ200480004969
公開日2006年6月28日 申請日期2004年4月28日 優(yōu)先權(quán)日2004年4月28日
發(fā)明者大久保政二, 佐野裕康, 后藤健太郎 申請人:三菱電機(jī)株式會社