專利名稱：用于使復(fù)基帶輸入信號數(shù)字預(yù)失真的裝置和方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種用于使復(fù)基帶輸入信號數(shù)字預(yù)失真的裝置和方法，為了產(chǎn)生高頻多載波發(fā)射信號，該復(fù)基帶輸入信號被輸送給發(fā)射功率放大器。
在新引入的無線電通信系統(tǒng)中，諸如在EDGE移動(dòng)無線電系統(tǒng)或者在UMTS移動(dòng)無線電系統(tǒng)中，應(yīng)用線性調(diào)制形式，其中放棄發(fā)射信號的恒定的瞬時(shí)功率。在此，同時(shí)出現(xiàn)的發(fā)射信號最大振幅典型地基本上位于所屬的發(fā)射功率的平均值之上。
另外，在新引入的無線電通信系統(tǒng)中，計(jì)劃采用多載波傳輸方法(多載波(Multicarrier)-方法)，其中具有不同載頻的多個(gè)發(fā)射信號以高的載頻間隔來調(diào)制并且被輸送給發(fā)射放大器。通過所有發(fā)射信號的相干的疊加在此出現(xiàn)最大振幅，該最大振幅明顯地位于所屬的發(fā)射功率的平均值之上。因此，發(fā)射功率放大器必須維持線性放大器工作的相應(yīng)的功率儲(chǔ)備。
發(fā)射功率放大器的非線性影響整個(gè)無線電通信系統(tǒng)的效率。通過該非線性不利地形成相互調(diào)制分量，該相互調(diào)制分量的載頻作為干擾干擾要用的載頻。該進(jìn)行干擾的干擾被抑制，其方式是執(zhí)行功率放大器輸入信號的稱為“Predistortion”的預(yù)失真。此處必須在所謂的“模擬預(yù)失真”和“數(shù)字預(yù)失真”之間區(qū)分，其中數(shù)字預(yù)失真提供簡單的可重復(fù)性和較高的靈活性。
例如在

圖13中示出根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的原理方框電路圖。
數(shù)字復(fù)基帶輸入信號BBIS不僅被連接到前向支路的用于預(yù)失真的設(shè)備PRE上而且被連接到用于參數(shù)估計(jì)的設(shè)備PPRE上。除了用于預(yù)失真的設(shè)備PRE外，前向支路包含串聯(lián)在后面的補(bǔ)償設(shè)備COM、數(shù)模轉(zhuǎn)換器DAC、引起線性失真的發(fā)射濾波器TXF、調(diào)制器MOD和發(fā)射功率放大器AMP。
在發(fā)射功率放大器AMP的輸出端上存在寬帶高頻的多載波發(fā)射信號。該發(fā)射功率放大器AMP在輸出側(cè)與被布置在反饋支路中的解調(diào)器DEM連接。該反饋支路具有串聯(lián)在解調(diào)器DEM之后的接收濾波器RxF和在輸出側(cè)與用于參數(shù)估計(jì)的設(shè)備PPRE連接的模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC。
用于參數(shù)估計(jì)的設(shè)備PPRE構(gòu)成針對要執(zhí)行的基帶輸入信號BBIS的預(yù)失真的參數(shù)，其中所構(gòu)成的參數(shù)被傳送給用于預(yù)失真的設(shè)備PRE。借助補(bǔ)償設(shè)備COM，發(fā)射濾波器TxF、調(diào)制器MOD和部分發(fā)射發(fā)射功率放大器AMP的線性預(yù)失真被補(bǔ)償。
在要執(zhí)行數(shù)字預(yù)失真時(shí)，限制發(fā)射信號帶寬是必要的，因?yàn)樵谟糜陬A(yù)失真的設(shè)備PRE中假設(shè)并反向模擬發(fā)射功率放大器AMP的靜態(tài)非線性。為了準(zhǔn)確實(shí)現(xiàn)數(shù)字預(yù)失真，在考慮發(fā)射功率放大器AMP的靜態(tài)非線性的情況下，至少一次再現(xiàn)多載波發(fā)射信號的三次或五次諧波是必要的，由此針對前向支路中所應(yīng)用的D/A轉(zhuǎn)換器DAC必需多載波發(fā)射信號的至少一個(gè)三倍帶寬。
同樣的適用于反饋支路中的A/D轉(zhuǎn)換器ADC，通過隨后的組件(COM、DAC、TxF、MOD、AMP、DEM和RxF)將用于預(yù)失真的設(shè)備PRE的寬帶預(yù)失真的輸出信號輸送給該A/D轉(zhuǎn)換器ADC。在具有60MHz的帶寬的多載波發(fā)射信號中，根據(jù)UMTS標(biāo)準(zhǔn)，因此必需帶寬十分寬的和成本高的A/D轉(zhuǎn)換器或D/A轉(zhuǎn)換器。
在此，最后還要提及，不僅參數(shù)估計(jì)PPRE而且預(yù)失真PRE以采樣頻率來執(zhí)行，該采樣頻率通過所應(yīng)用的D/A轉(zhuǎn)換器DAC或A/D轉(zhuǎn)換器ADC的采樣頻率來確定。
本發(fā)明的任務(wù)是，這樣實(shí)現(xiàn)針對復(fù)基帶輸入信號的數(shù)字預(yù)失真的裝置和方法，為了產(chǎn)生高頻多載波發(fā)射信號將該復(fù)基帶輸入信號輸送給發(fā)射功率放大器，使得廉價(jià)地產(chǎn)生多載波發(fā)射信號并同時(shí)不僅在有用頻帶中抑制干擾而且在鄰近頻率范圍中只出現(xiàn)微小的非線性失真分量。
本發(fā)明的任務(wù)通過權(quán)利要求1的特征來解決。有利的擴(kuò)展方案在從屬權(quán)利要求中給出。
借助本發(fā)明，信號x(k)通過考慮發(fā)射功率放大器的記憶效應(yīng)的非線性函數(shù)借助用于寬帶預(yù)失真的設(shè)備進(jìn)行數(shù)字預(yù)失真。這樣的記憶效應(yīng)(所謂的“Memory效應(yīng)”)例如通過發(fā)射功率放大器的控制或通過傳輸系統(tǒng)中的迅速的狀態(tài)切換形成。
在本發(fā)明中，以高的數(shù)字采樣頻率特別有利地進(jìn)行用于寬帶預(yù)失真的數(shù)字信號處理，而與較窄的帶寬相反，必需前向支路中的隨后的D/A轉(zhuǎn)換器或反饋支路中的隨后的A/D轉(zhuǎn)換器。
通過本發(fā)明實(shí)現(xiàn)，在由D/A轉(zhuǎn)換器所覆蓋的有用頻帶內(nèi)實(shí)現(xiàn)通過發(fā)射功率放達(dá)器的非線性產(chǎn)生的誤差信號的消除。因此實(shí)現(xiàn)，在D/A轉(zhuǎn)換器中要以與數(shù)字采樣頻率相比較只有一倍到兩倍的采樣頻率工作。
本發(fā)明例如應(yīng)用在傳統(tǒng)的具有隨后的功率放大器和濾波器的外差概念和超外差概念中或標(biāo)準(zhǔn)具有決定意義地(standarduebergreifend)應(yīng)用在用于放大高頻多載波發(fā)射信號的發(fā)射功率放大器中。
下面按照附圖來進(jìn)一步說明本發(fā)明。在此圖1示出用于應(yīng)用根據(jù)本發(fā)明的裝置的原理方框電路圖，圖2與圖1相比較地示出作為用于應(yīng)用根據(jù)本發(fā)明的裝置的時(shí)間離散的等量參數(shù)系統(tǒng)的簡化的原理方框電路圖，圖3示出圖2中所描述的發(fā)射功率放大器的基于勞倫級數(shù)展開的等效電路圖，圖4與圖3相比較地示出基于簡化的勞倫級數(shù)展開的等效電路圖，圖5示出具有用于在圖4中所說明的參數(shù)估計(jì)的公式的實(shí)施例，圖6示出根據(jù)本發(fā)明的裝置的原理方框電路圖，圖7示出基于簡化的勞倫級數(shù)展開的在圖6中所描述的失真設(shè)備的等效電路圖，圖8示出在放棄圖6中所進(jìn)行的誤差信號的預(yù)失真的情況下的根據(jù)本發(fā)明的裝置的原理方框電路圖，圖9示出在放棄圖8中所進(jìn)行的誤差信號的預(yù)失真的情況下的根據(jù)本發(fā)明的裝置的原理方框電路圖，圖10示出具有用于應(yīng)用根據(jù)本發(fā)明的裝置的兩個(gè)發(fā)射功率放大器的原理方框電路圖，圖11與圖10相比較地示出作為用于應(yīng)用根據(jù)本發(fā)明的裝置的時(shí)間離散的等量參數(shù)系統(tǒng)的簡化的原理方框電路圖，圖12示出在應(yīng)用兩個(gè)發(fā)射功率放大器時(shí)的根據(jù)本發(fā)明的裝置的原理方框電路圖，以及圖13示出根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的在說明書引言中所說明的原理方框電路圖。
圖1示出用于應(yīng)用根據(jù)本發(fā)明的裝置的原理方框電路圖。
數(shù)字復(fù)基帶輸入信號BBIS通過內(nèi)插設(shè)備INT1作為信號x(k)不僅到達(dá)主支路的用于寬帶預(yù)失真的設(shè)備PRE1而且到達(dá)用于寬帶參數(shù)估計(jì)的設(shè)備PPRE1。
在用于寬帶預(yù)失真的設(shè)備PRE1的后面連接具有用于補(bǔ)償線性預(yù)失真的補(bǔ)償設(shè)備COM1、具有D/A轉(zhuǎn)換器DAC1、具有引起線性預(yù)失真的發(fā)射濾波器TxF1、具有調(diào)制器MOD1以及具有發(fā)射功率放大器AMP1的串聯(lián)電路。
信號y(t)施加在調(diào)制器MOD1的輸出端上，該信號y(t)通過發(fā)射功率放大器AMP1作為高頻多載波發(fā)射信號z(t)被輸送給反饋支路。反饋支路串行連續(xù)地具有解調(diào)器DEM1、寬帶接收濾波器RxF1和A/D轉(zhuǎn)換器ADC1，該A/D轉(zhuǎn)換器在輸出側(cè)被連接在用于寬帶參數(shù)估計(jì)的設(shè)備PPRE1上。用于寬帶參數(shù)估計(jì)的設(shè)備PPRE1與用于寬帶預(yù)失真的設(shè)備PRE1連接，由此所估計(jì)的參數(shù)到達(dá)用于寬帶失真的設(shè)備PRE1。
數(shù)字信號處理以較高的數(shù)字采樣頻率來實(shí)現(xiàn)，而作為D/A轉(zhuǎn)換器DAC1或在A/D轉(zhuǎn)換器ADC1中可應(yīng)用具有很小的采樣頻率的轉(zhuǎn)換器類型。
除了所期望的發(fā)射信號有用頻寬之外，形成的混合結(jié)果通過附加的模擬的、連接在發(fā)射功率放大器AMP1之后的帶通濾波器BPF1在其幅值上被減小。
用于寬帶預(yù)失真的設(shè)備PRE1必需關(guān)于整個(gè)在圖1中被描述為方框電路圖的傳輸系統(tǒng)的寬帶信息。
在此，帶寬和所應(yīng)用的A/D轉(zhuǎn)換器ADC1或D/A轉(zhuǎn)換器DAC1的采樣頻率描述了原理問題。因此，隨后這樣修改接收濾波器RxF1的帶寬，使得在A/D轉(zhuǎn)換器ADC1中應(yīng)用較高的尼奎斯特頻率，由此A/D轉(zhuǎn)換器ADC1的采樣頻率可被減小。
為此必需的算法隨后在發(fā)射功率放大器AMP1的模型化中被說明，其中以帶有記憶的、非線性的傳輸系統(tǒng)為前提。
圖2與圖1相比較地示出作為用于應(yīng)用根據(jù)本發(fā)明的裝置的時(shí)間離散的等量參數(shù)系統(tǒng)的簡化的原理方框電路圖。
與圖1相比較，以下假設(shè)，基帶輸入信號BBIS這樣被采樣，使得模擬的多載波發(fā)射信號z(k)的最大頻率分量足夠好地被說明。此外前提是，解調(diào)器DEM1圍繞所期望的有用頻帶進(jìn)行帶通濾波。
此外，概述D/A轉(zhuǎn)換器DAC1、發(fā)射濾波器TxF1和發(fā)射功率放大器AMP1的線性單位脈沖響應(yīng)的校正并通過補(bǔ)償設(shè)備COM1被觀察為已補(bǔ)償?shù)?。出現(xiàn)的D/A轉(zhuǎn)換器DAC1和調(diào)制器MOD1的非線性與發(fā)射功率放大器AMP1的非線性一起被概述。
在上述前提下，得到圖2中所描述的對等效的時(shí)間離散的基帶中的圖1的簡化的方框電路圖。
在此，通過內(nèi)插借助內(nèi)插設(shè)備INT2構(gòu)成的信號x(k)作為輸入信號不僅到達(dá)用于寬帶預(yù)失真的設(shè)備PRE2而且到達(dá)用于寬帶參數(shù)估計(jì)的設(shè)備PPRE2。用于寬帶預(yù)失真的設(shè)備PRE2在輸出側(cè)與發(fā)射功率放大器AMP2連接，在該發(fā)射功率放大器AMP2之后連接被轉(zhuǎn)換到復(fù)基帶中的帶通濾波器BPF2。
發(fā)射功率放大器AMP2在輸出側(cè)被連接到寬帶接收濾波器RxF2上，在該寬帶接收濾波器RxF2之后又連接用于寬帶參數(shù)估計(jì)的設(shè)備PPRE2。
由用于寬帶預(yù)失真的設(shè)備PRE2輸送信號y(k)給其的發(fā)射功率放大器AMP2從中構(gòu)成作為高頻的多載波發(fā)射信號的信號z(k)，該信號z(k)在本描述中在復(fù)基帶中被觀察。通過寬帶接收濾波器RxF2，信號z(k)到達(dá)用于寬帶參數(shù)估計(jì)的設(shè)備PPRE2。
圖3示出，在圖2中所描述的發(fā)射功率放大器AMP2的基于勞倫級數(shù)展開的等效電路圖。在此，借助寬帶接收濾波器RxF2實(shí)現(xiàn)的測量接收機(jī)被一起考慮。
借助隨后描述的參數(shù)估計(jì)，圖2中說明的信號z(k)借助同樣在圖2中描述的可測量的信號z(k)基于信號y(k)的已知的信號值來調(diào)制。
作為前提或目標(biāo)函數(shù)適用Σk|z(k)-z^(k)|2=!min]]>在此， 被觀察為z(k)的模擬?；趨?shù)的 的模擬例如借助勞倫級數(shù)展開來執(zhí)行z^(k-m)=Σvαvy(k-v)+Σv1Σv2αv1v2y*(k-v1)y(k-v2)+Σv1Σv2α~v1v2y(k-v1)y(k-v2)]]>+Σv1Σv2Σv3αv1v2v3y*(k-v1)y(k-v2)y(k-v3)+···]]>
針對因果系統(tǒng)可相應(yīng)地選擇延遲時(shí)間m。
為了減少必需的實(shí)現(xiàn)費(fèi)用或?yàn)榱藴p少計(jì)算時(shí)間，只應(yīng)用所示出的勞倫級數(shù)展開的某一部分是有利的，因?yàn)榕c圖1相比較只有功率放大器AMP1的輸出信號z(t)的某一頻率范圍應(yīng)該被線性化。
通過在圖1中所描述的發(fā)射功率放大器AMP1的二次冪的非線性產(chǎn)生混合頻率結(jié)果，可是該混合頻率結(jié)果通過前向支路(MOD1，AMP1)中的要執(zhí)行的調(diào)制或反饋支路(DEM1，RxF1)中的要執(zhí)行的解調(diào)的帶通特性被抑制。
因此，在前向支路中理想調(diào)制的情況下或在反饋支路中具有帶通濾波的理想的解調(diào)的情況下，沒有二次諧波出現(xiàn)在已解調(diào)的復(fù)基帶信號中，其中這些觀察適用于所有偶次諧波。
諸如混頻器輸出信號中的混合頻率的串話的寄生效應(yīng)導(dǎo)致解調(diào)器的輸出信號中的偶次諧波，但是該偶次諧波具有十分小的振幅。如果現(xiàn)在應(yīng)執(zhí)行針對實(shí)際實(shí)施的勞倫級數(shù)展開中的階數(shù)的降低，則有利的是限制到奇數(shù)諧波。
那么適用z^(k-m)≈Σvαvy(k-v)+Σvα3,v|y(k-v)|2y(k-v)+Σvα3,v|y(k-v)|4y(k-v)+···]]>+Σvα3‾,v|y(k-v)|2y(k-1-v)+Σvα5‾,v|y(k-v)|2y(k+1-v)+···]]>圖3現(xiàn)在示出基于在花費(fèi)上減少的勞倫級數(shù)展開的等效電路圖。
在此，輸入信號y(k)一方面直接通過FIR濾波器FIR00到達(dá)加法器ADD10而另一方面通過多個(gè)求和/乘法設(shè)備BBE01至BBE0i到達(dá)其他的FIR濾波器FIR01至FIR0i，該FIR濾波器FIR01至FIR0i被單個(gè)連接在求和/乘法設(shè)備BBE01至BBE0i之后。其他的FIR濾波器FIR01至FIR0i在輸出側(cè)與加法器ADD10連接，借助該加法器ADD10構(gòu)成信號 信號z(k)不可直接供在用于寬帶參數(shù)估計(jì)的設(shè)備PPRE2中實(shí)施的估算算法使用。非理想的接收濾波器、混頻器和A/D轉(zhuǎn)換器引起測量接收機(jī)中的至少部分線性頻率響應(yīng)，該測量接收機(jī)根據(jù)圖2是寬帶接收濾波器的部分。
由于這些原因，替代上面針對發(fā)射功率放大器的模型化描述的目標(biāo)函數(shù)，基于接收到的、可測量的信號 的信號值來執(zhí)行。
針對參數(shù)的適配，下式被用作目標(biāo)函數(shù)
Σk|z‾(k)-z^(k)|2=!min]]>因此，發(fā)射功率放大器的特性關(guān)于其線性頻率響應(yīng)消失。這樣被處理，似乎發(fā)射功率放大器的頻率響應(yīng)好像在所觀察的頻率范圍上是恒定的。這里所應(yīng)用的模型化的目的基本是模型化和稍后減少發(fā)射功率放大器AMP2的非線性特性。
如隨后描述的，在此其線性特性的精確知識(shí)將不必要，因此線性記憶效應(yīng)與非線性記憶效應(yīng)分離。
得到修改過的勞倫級數(shù)展開，該勞倫級數(shù)展開在隨后的公式中再次示例性地被限制在基本上為奇數(shù)的諧波上z‾(k-m)=Σvα‾vz~(k-m-v)]]>z~(k-m1)=y(k-L)+Σvβ3,v|y(k-v)|2y(k-v)+Σvβ5,v|y(k-v)|4y(k-v)+···]]>+Σvβ3‾,v|y(k-v)|2y(k-1-v)+Σvβ5‾,v|y(k-v)|2y(k+1-v)+···]]>以所執(zhí)行的分解為基礎(chǔ)，減少要適配的發(fā)射功率放大器模型的參數(shù)的數(shù)量。隨著采用 的等式中的 得到關(guān)于參數(shù)α和β的非線性方程組。
z‾(k-m)=[Σμα‾μy(k-L-μ)]+Σvβ3,v[Σμα‾μ|y(k-v-μ)|2y(k-v-μ)]]]>+Σvβ5,v[Σμα‾μ|y(k-v-μ)|4y(k-v-μ)]+···]]>+Σvβ3‾,v[Σμα‾μ|y(k-v-μ)|2y(k-1-v-μ)]+···]]>圖4現(xiàn)在與圖3相比較地示出基于勞倫級數(shù)展開的等效電路圖。
在此，輸入信號y(k)一方面直接通過延遲設(shè)備VZE21到達(dá)加法器ADD20而另一方面通過多個(gè)求和/乘法設(shè)備BBE21至BBE2i到達(dá)FIR濾波器FIR21至FIR2i，該FIR濾波器FIR21至FIR2i被單個(gè)連接在求和/乘法設(shè)備BBE21至BBE2i之后。FIR濾波器FIR21至FIR2i在輸出側(cè)與加法器ADD20連接，借助該加法器ADD20構(gòu)成信號 該信號 到達(dá)被連接在加法器ADD20之后的FIR濾波器FIR20，借助該FIR濾波器FIR20考慮測量接收機(jī)中的線性失真。借助FIR濾波器FIR20最終構(gòu)成信號 與圖3相比較，此處所描述的簡化的勞倫級數(shù)展開在所謂的直接的支路中僅僅包含延遲設(shè)備VZE21，借助該延遲設(shè)備VZE21實(shí)現(xiàn)大約L個(gè)時(shí)間單位的時(shí)間延遲。
基于上面所描述的最小誤差平方意義上的目標(biāo)函數(shù)，參數(shù)β在給定參數(shù)α?xí)r通過解線性方程組來確定。
參數(shù)α例如可通過迭代過程來確定。隨后說明兩個(gè)示例性的求解方法。
在第一種求解方法中，線性Rx單位脈沖響應(yīng)直接被估計(jì)。在此，附加的索引i描述了迭代過程的第i步。通過方括號來標(biāo)記所應(yīng)用的基本矢量。
適用z^i(k-m)=Σμα‾μ,i[y(k-L-v-μ)]+Σvβ3,v[Σμα‾μ,i-1|y(k-v-μ)|2y(k-v-μ)]]]>+Σvβ5,v[Σμα‾μ,i-1|y(k-v-μ)|4y(k-v-μ)]+···]]>+Σvβ3‾,v[Σμα‾μ,i-1|y(k-v-μ)|2y(k-1-v-μ)]+···]]>這個(gè)方程組可以利用卷積矩陣(Faltungsmatrix) 來描述z‾~=Y‾iαi‾‾β‾i,]]>其中矢量z‾~=z~(k)z~(k-1)z~(k-2)···]]>和矢量αi‾βi‾]]>包含該參數(shù)。
矢量和矩陣著重被說明。因此，最小誤差平方意義上的求解通過下式給出αi‾‾βi‾=(Yi*Yi)‾-1Yi*‾z‾]]>在此， 是互相關(guān)矩陣而 是互相關(guān)矢量。為了求解上面的方程組，不同的迭代或者面向塊的方法可被采用。
如果參數(shù) 被確定，則該參數(shù) 被用于改進(jìn)卷積矩陣 在迄今的觀察中，隱含地以A/D轉(zhuǎn)換器的采樣率為前提，該采樣率對應(yīng)于所內(nèi)插的信號的采樣率?？墒牵绻鸄/D轉(zhuǎn)換器被限制在其最大的采樣率中，則只可支配來自上面給出的方程組的某一行。忽視這些，根據(jù)上述說明實(shí)現(xiàn)參數(shù)的計(jì)算，因?yàn)樗鶓?yīng)用的方程組保持完整地被確定。
當(dāng)只存在實(shí)數(shù)的A/D轉(zhuǎn)換器、也即只應(yīng)用上述方程組的欠采樣(unterabgetastet)的實(shí)數(shù)部分時(shí)，該參數(shù)也保持完整地被確定。
在可替換的第二種求解方法中，以很小的實(shí)施花費(fèi)基于以下關(guān)系式z^(k-m)=Σμα~v,i[Σμα‾μ,i-1y(k-L-v-μ)]+Σvβ3,v[Σμα‾μ,i-1|y(k-v-μ)|2y(k-v-μ)]]]>+Σvβ3,v[Σμα‾μ,i-1|y(k-v-μ)|4y(k-v-μ)]+···]]>+Σvβ3‾,v[Σμα‾μ,i-1|y(k-v-μ)|2y(k-1-v-μ)]+···]]>其中利用矢量α~i‾βi‾]]>同樣可確定最小誤差平方意義上的解。
參數(shù)αμ，i可利用以下卷積關(guān)系來計(jì)算。因?yàn)閰?shù) 只涉及接收濾波器的所估計(jì)的單位脈沖響應(yīng)的偏差，所以此處少量參數(shù)的估計(jì)是足夠的。
α‾μ,i=α~μ,i*α‾μ,i-1]]>重要的是，在兩種求解方法中，通過參數(shù)β所說明的模型的線性部分被減少到簡單的時(shí)間延遲上，并且也可以A/D轉(zhuǎn)換器的所減少的采樣率來執(zhí)行該估計(jì)。
通過以上迭代過程，線性波幅因數(shù)在值＝1上進(jìn)行標(biāo)準(zhǔn)化并被轉(zhuǎn)化到參數(shù)α中。結(jié)果得到在圖4中示出的帶有記憶的非線性的模型。
示例性地，勞倫級數(shù)特別有利地被用作基本函數(shù)，可是其中其他的基本函數(shù)也可沒有限制地被用作多項(xiàng)式。
在此，替代所組合的求和/乘法設(shè)備BBE21至BBE2i按照級數(shù)展開也可應(yīng)用分離的求和設(shè)備和/或乘法設(shè)備。
圖5示出具有用于在圖4中所說明的參數(shù)估計(jì)的公式的實(shí)施例。在此，輔助信號 至 如下來計(jì)算該數(shù)字輸入信號y(k)一方面直接到達(dá)而另一方面通過求和/乘法級到達(dá)FIR濾波器。
所應(yīng)用的FIR濾波器的所有參數(shù)αη分別相等并描述接收濾波器RxF2的頻率響應(yīng)的近似。該所有參數(shù)αη與可確定的輸出信號z(k)一起不同時(shí)間延遲地被應(yīng)用在矩陣-矢量-計(jì)算單元中，其中自相關(guān)矩陣 或互相關(guān)矢量 被計(jì)算。欠采樣因數(shù)u被引入，利用該欠采樣因數(shù)u可將A/D轉(zhuǎn)換器的采樣頻率相對D/A轉(zhuǎn)換器的采樣頻率減少地來驅(qū)動(dòng)。
圖6示出根據(jù)本發(fā)明的裝置的原理方框電路圖。
與圖2相比較，基帶輸入信號BBIS通過內(nèi)插設(shè)備INT01作為輸入信號xi(k)不僅到達(dá)稱為主支路的第一條支路ZW1而且到達(dá)其他與其平行的、稱作輔支路的支路ZW2至ZWn。
該主支路和這些輔支路在此代表在圖2中所描述的用于預(yù)失真的設(shè)備PRE2。
j＝1時(shí)，第一條支路ZW1串行連續(xù)地包含不考慮發(fā)射功率放大器的記憶效應(yīng)的預(yù)失真設(shè)備PRE11、數(shù)字低通濾波器TPF11和考慮記憶效應(yīng)的失真設(shè)備DIS11。輸入信號xi(k)通過預(yù)失真設(shè)備PRE11作為信號xip(k)到達(dá)低通濾波器TPF11。該低通濾波器TPF11的輸出信號作為信號xip10(k)通過失真設(shè)備DIS11作為信號 到達(dá)第二條支路ZW2。
2≤j≤n-1時(shí)，第j條支路ZWj分別具有互相串聯(lián)地跟隨的元件延遲設(shè)備DELj1、第一加法器ADj1、不考慮記憶效應(yīng)的預(yù)失真設(shè)備PREj1、數(shù)字低通濾波器TPFj1、第二加法器ADj2和考慮記憶效應(yīng)的失真設(shè)備DISj1。
j＝n時(shí)，第n條支路ZWn僅僅包含具有延遲設(shè)備DELn1、第一加法器ADn1、不考慮記憶效應(yīng)的預(yù)失真設(shè)備PREn1、數(shù)字低通濾波器TPFn1和第二加法器ADn2的串聯(lián)電路。
2≤j≤n時(shí)，輸入信號xi(k)在輸入側(cè)被連接到第j條支路ZWj的延遲設(shè)備DELj1上。該延遲設(shè)備DELj1在輸出側(cè)與第一加法器ADj1的第一輸入端連接，其中此處通過加法構(gòu)成誤差信號。第一加法器ADj1在輸出側(cè)與預(yù)失真設(shè)備PREj1的第一輸入端連接，所構(gòu)成的誤差信號被輸送給該預(yù)失真設(shè)備PREj1的第一輸入端。該預(yù)失真設(shè)備PREj1在輸出側(cè)被連接在低通濾波器TPFj1之后，該低通濾波器TPFj1在輸出側(cè)與第二加法器ADj2的第一輸入端連接。
2≤j≤n時(shí)，第j條支路ZWj的第二加法器ADj2在輸出側(cè)一方面直接與隨后的支路ZWj+1的第二加法器AD(j+1)2的第二輸入端以及與隨后的第j+1條支路ZWj+1的預(yù)失真設(shè)備PRE(j+1)1的第二輸入端連接。另一方面，該第二加法器ADj2通過第j條支路ZWj的失真設(shè)備DISj1與第j+1條支路ZWj+1的第一加法器AD(j+1)1的第二輸入端連接。
j＝2時(shí)，在第j條支路ZWj中，第二加法器ADj2的第二輸入端和預(yù)失真設(shè)備PREj1的第二輸入端與第一條支路ZW1的低通濾波器TPF11的輸出端連接，而第一加法器ADj1的第二輸入端與第一條支路ZW1的失真設(shè)備DIS11的輸出端連接。
1≤j≤n-1時(shí)，發(fā)射功率放大器的被拒絕的估計(jì)信號通過第j條支路ZWj的失真設(shè)備DISj1來構(gòu)成并被遞交給分別隨后的支路的第一加法器AD(j+1)1的第二輸入端。借助第n條支路ZWn的第二加法器ADn2構(gòu)成的合成信號通過數(shù)字低通濾波器TPFout作為預(yù)失真的信號y(k)到達(dá)隨后的發(fā)射功率放大器。如果所應(yīng)用的D/A轉(zhuǎn)換器必需很小的采樣率，則此處進(jìn)行采樣率的十中抽一。
此處示出的預(yù)失真設(shè)備PRE11至PREn1鑒于簡單的實(shí)施實(shí)現(xiàn)靜態(tài)的具有非線性特性曲線的預(yù)失真。在此，不考慮發(fā)射功率放大器的記憶效應(yīng)。靜態(tài)預(yù)失真的特性曲線通過上述參數(shù)β來確定。
例如利用χ1=1,χ3=Σvβ3,v,χ5=Σvβ5,v,···]]>可計(jì)算冪級數(shù)展開，該冪級數(shù)展開說明發(fā)射功率放大器例如在中頻處的平均的AM-AM和AM-PM特性。這個(gè)特性曲線例如相反地被應(yīng)用于所內(nèi)插的輸入數(shù)據(jù)xi(k)。
預(yù)失真的信號xip(k)典型地比要采用的D/A轉(zhuǎn)換器具有更高的帶寬。因此，來自圖6的預(yù)失真的輸出信號y(k)的帶寬被減小到包括頻帶寬界限上的頻率范圍的要發(fā)射的多載波信號的帶寬上。為此，特別有利地應(yīng)用上述的具有與稍后用于頻帶限制輸入信號的D/A轉(zhuǎn)換器相同的頻率響應(yīng)的低通濾波器TPF11至TPFn1。
預(yù)失真的信號xip(k)通過頻帶限制獲得降解。尤其是對較高的頻率部分不正確地進(jìn)行預(yù)失真。上述的誤差信號按照發(fā)射功率放大器的所估計(jì)的具有記憶的傳遞函數(shù)與所發(fā)射的和相應(yīng)的時(shí)間延遲的信號相比較來確定。
接著觀察，通過第一加法器AD21至ADn1分別構(gòu)成誤差信號(“error signal”)，這些誤差信號最終被輸送給所分配的支路的各自的第二加法器AD22至ADn2。與之相反，失真設(shè)備DIS11至DIS31構(gòu)成發(fā)射功率放大器的所估計(jì)的輸出信號(“output signal”)，其中該所估計(jì)的輸出信號在考慮發(fā)射功率放大器的記憶效應(yīng)的情況下被構(gòu)成。第二加法器AD22至ADn2在輸出側(cè)構(gòu)成按比例分配的信號y(k)，該信號級聯(lián)式地分別通過加法被補(bǔ)充直至最后的支路ZWn，其中在輸出側(cè)濾波之后借助低通濾波器TPFout構(gòu)成該信號y(k)。在此，第一條支路ZW1的所示出的信號xip10(k)同樣被觀察為按比例分配的信號y(k)，該信號y(k)被遞交給隨后的支路ZW2。
此處或隨后被構(gòu)造為低通濾波器的數(shù)字濾波器同樣可被構(gòu)造為帶通濾波器。
圖7示出在圖6中所描述的其中1≤j≤n-1的失真設(shè)備DISj1的基于簡化的勞倫級數(shù)展開的等效電路圖。
如在圖4中所描述的那樣，此處前提是，在有記憶的發(fā)射功率放大器的模型化中線性部分是可分的而在非線性部分的描述中應(yīng)用簡單的時(shí)間延遲。這借助延遲設(shè)備VZE31來實(shí)現(xiàn)，該延遲設(shè)備延遲了總共L個(gè)時(shí)間單位。
代表所觀察的所有其他失真設(shè)備DISj1，在第一條支路ZW1的失真設(shè)備DIS11中，輸入信號xip10(k)一方面直接通過延遲設(shè)備VZE31到達(dá)加法器ADD30，而另一方面通過多個(gè)求和設(shè)備和/或乘法設(shè)備BBE31至BBE3i到達(dá)FIR濾波器FIR31至FIR3i，這些FIR濾波器FIR31至FIR3i被單個(gè)連接在求和設(shè)備和/或乘法設(shè)備BBE31至BBE3i之后。
FIR濾波器FIR31至FIR3i在輸出側(cè)與加法器ADD30連接，借助該加法器ADD30構(gòu)成在圖6中所描述的信號 為了計(jì)算信號 參閱在圖4中所說明的相應(yīng)的公式。
通過發(fā)射功率放大器的線性部分按照圖6和圖7只被實(shí)現(xiàn)為時(shí)間延遲設(shè)備VZE31，確保消除線性信號部分。
剩余的非線性信號部分基本上小于線性信號部分，因此以小信號近似為前提。分別隨后的預(yù)失真設(shè)備或失真設(shè)備中的誤差信號的放大根據(jù)通過預(yù)失真設(shè)備進(jìn)行預(yù)失真的信號的振幅變化，其中根據(jù)圖6將該誤差信號加到最初的預(yù)失真的信號(與預(yù)失真設(shè)備PREj1(j＝2，...，n)相比較)。
在假設(shè)其中m≥n的m條支路的數(shù)量的情況下，圖8示出在放棄圖6中進(jìn)行的誤差信號的預(yù)失真的情況下的根據(jù)本發(fā)明的裝置的原理方框電路圖。
與圖6相比較，該基帶輸入信號BBIS通過內(nèi)插設(shè)備INT01作為輸入信號xi(k)不僅到達(dá)被稱為主支路的第一條支路ZWG1而且到達(dá)其他與其平行的、被稱為輔支路的支路ZWG2至ZWGm。
j＝1時(shí)，第一條支路ZWG1串行連續(xù)地包含被實(shí)現(xiàn)為時(shí)間變化的預(yù)失真的預(yù)失真設(shè)備PR11、數(shù)字低通濾波器TP11和考慮記憶效應(yīng)的失真設(shè)備DS11。輸入信號xi(k)通過預(yù)失真設(shè)備PR11作為信號xip(k)到達(dá)低通濾波器TP11。該低通濾波器的輸出信號作為信號xip10(k)通過失真設(shè)備DS11作為信號 到達(dá)第二條支路ZWG2。2≤j≤m-1時(shí)，第j條支路ZWGj分別具有延遲設(shè)備DLj1、第一加法器Aj1、第二加法器Aj2、數(shù)字低通濾波器TPj1和考慮記憶效應(yīng)的失真設(shè)備DSj1。
j＝m時(shí)，第m條支路ZWm僅僅包含延遲設(shè)備DLm1、第一加法器和第二加法器Am1或Am2以及數(shù)字低通濾波器TPm1。
2≤j≤m時(shí)，輸入信號xi(k)在輸入側(cè)被連接到第j條支路ZWGj的延遲設(shè)備DLj1上。延遲設(shè)備DLj1在輸出側(cè)與第一加法器Aj1的第一輸入端連接，該加法器Aj1通過加法構(gòu)成誤差信號。第一加法器Aj1在輸出側(cè)與低通濾波器TPj1的輸入端連接，所構(gòu)成的誤差信號被輸送給該低通濾波器TPj1。該低通濾波器TPj1在輸出側(cè)與第二加法器Aj2的第一輸入端連接。
2≤j≤m-1時(shí)，第j條支路ZWGj的第二加法器Aj2在輸出側(cè)一方面直接與隨后的第j+1條支路ZWGj+1的第二加法器A(j+1)2的第二輸入端連接。另一方面，該第j條支路ZWGj的第二加法器Aj2通過第j條支路ZWGj的失真設(shè)備DSj1與第j+1條支路ZWGj+1的第一加法器A(j+1)1的第二輸入端連接。
j＝2時(shí)，在第j條支路ZWGj中，第二加法器Aj2的第二輸入端與第一條支路ZWG1的低通濾波器TP11的輸出端連接，而第一加法器Aj1的第二輸入端與第一條支路ZWG1的失真設(shè)備DS11的輸出端連接。
1≤j≤m-1時(shí)，通過第j條支路ZWj的失真設(shè)備DSj1構(gòu)成發(fā)射功率放大器的被拒絕的估計(jì)信號并被遞交給分別跟隨的第j+1條支路ZWj+1。
借助第m條支路ZWm的第二加法器Am2構(gòu)成的合成信號通過數(shù)字低通濾波器TPout作為預(yù)失真的信號y(k)到達(dá)隨后的發(fā)射功率放大器。采樣率的十中抽一或減少此處針對D/A轉(zhuǎn)換器應(yīng)具有很小的采樣率的情況是可執(zhí)行的。
緊接著觀察，通過第一加法器A21至Am1分別構(gòu)成誤差信號，該誤差信號最后被輸送給所分配的支路的各自的第二加法器A22至Am2。失真設(shè)備DS11至DS31與此相反地構(gòu)成發(fā)射功率放大器的所估計(jì)的輸出信號，其中該所估計(jì)的輸出信號在考慮發(fā)射功率放大器的記憶效應(yīng)的情況下被構(gòu)成。第二加法器A22至Am2在輸出側(cè)構(gòu)成按比例分配的信號y(k)，該信號y(k)級聯(lián)式地分別通過加法被補(bǔ)充直至最后的支路ZWGm，其中在輸出側(cè)濾波之后借助低通濾波器TPout構(gòu)成信號y(k)。在此，第一條支路ZWG1的所示出的信號xip10(k)同樣被觀察為按比例分配的信號y(k)，該信號y(k)被遞交給隨后的支路ZWG2。
在假設(shè)其中p≥m的p條支路的數(shù)量的情況下，圖9示出在放棄圖7中所進(jìn)行的輸入信號的預(yù)失真的情況下的根據(jù)本發(fā)明的裝置的原理方框電路圖。
緊接著觀察，通過第一加法器AT21至ATp1分別構(gòu)成誤差信號，該誤差信號最后被輸送給所分配的支路的各自的第二加法器AT22至ATp2。與此相反，該失真設(shè)備D11至D31構(gòu)成發(fā)射功率放大器的所估計(jì)的輸出信號，其中該所估計(jì)的輸出信號在考慮發(fā)射功率放大器的記憶效應(yīng)的情況下被構(gòu)成。第二加法器AT22至ATp2在輸出側(cè)構(gòu)成按比例分配的信號y(k)，該信號y(k)級聯(lián)式地分別通過加法被補(bǔ)充直至最后的支路Zp，其中在輸出側(cè)濾波之后借助低通濾波器Tout構(gòu)成信號y(k)。在此，第一條支路Z1的所示出的信號xi(k)同樣被觀察為按比例分配的信號y(k)，該按比例分配的信號y(k)被遞交給隨后的支路Z2。
圖10示出具有用于應(yīng)用根據(jù)本發(fā)明的裝置的兩個(gè)發(fā)射功率放大器的原理方框電路圖。
以上所描述的行為方式按照具有輸出信號的系統(tǒng)來描述。該行為方式能夠不限制于具有多個(gè)功率放大器的系統(tǒng)地來概括。
圖11與圖10相比較地示出作為用于應(yīng)用根據(jù)本發(fā)明的裝置的時(shí)間離散的等量參數(shù)系統(tǒng)的簡化的原理方框電路圖。
與圖10中所描述的推導(dǎo)類似地確定所擴(kuò)展的方程組，識(shí)別針對兩個(gè)在圖10中所描述的功率放大器的模型的參數(shù)。
適用 這個(gè)方程組的解說明了最小誤差平方意義上的最佳情況。上述的用于優(yōu)化參數(shù)α的迭代過程相應(yīng)地被執(zhí)行。
圖12示出在應(yīng)用第二發(fā)射功率放大器時(shí)根據(jù)本發(fā)明的裝置的原理方框電路圖。
如此處所描述的，劃分?jǐn)?shù)字復(fù)基帶輸入信號，隨后給出各兩條連接線。對此處所描述的功能框應(yīng)注意以下情況功能框“預(yù)失真，無記憶效應(yīng)(predistortion，no memoryeffect)”該特性完全類似于圖6中所描述的一維情況。僅僅可偏離于此地計(jì)算兩個(gè)參數(shù)組，借助該兩個(gè)參數(shù)組從兩個(gè)輸入信號中計(jì)算兩個(gè)輸出信號。
功能框“內(nèi)插(interpolation)”、“數(shù)字低通濾波器(digtallow pass filter)”和“十中抽一(decimation)”針對兩個(gè)輸入信號和針對兩個(gè)輸出信號的計(jì)算在兩個(gè)彼此獨(dú)立的低通濾波器中實(shí)現(xiàn)，該低通濾波器具有相同的頻率響應(yīng)。
功能框“包含記憶效應(yīng)的失真(distortion including memoryeffect)”總模型將兩個(gè)輸入信號組合到公共的輸出信號。
此外，引入新的功能框“信號分割(signal partitionig)”，借助該新的功能框?qū)⒄`差信號分配到兩個(gè)功率放大器上。
在此，當(dāng)具有高的輸入功率和具有高的效率的第一發(fā)射功率放大器被實(shí)現(xiàn)時(shí)，這是特別有利的，由此產(chǎn)生強(qiáng)的失真，而具有較小效率的第二發(fā)射功率放大器被驅(qū)動(dòng)，該功率放大器只接收用于校正誤差信號的峰值。
如在圖8和圖9中所描述的那樣的簡化類似地被執(zhí)行。
另外特別有利的是，用于根據(jù)某些參量進(jìn)行預(yù)失真的所估計(jì)的參數(shù)、諸如輸入信號的功率、功率放大器的溫度或者工作電壓被存儲(chǔ)在表格中。這些參數(shù)因此與情況相關(guān)地通過加載過程隨時(shí)可供快速使用。
權(quán)利要求
1.用于由基帶中所內(nèi)插的寬帶信號x(k)為發(fā)射功率放大器(AMP2)構(gòu)成預(yù)失真的信號y(k)的裝置，該裝置總共具有n條級聯(lián)的支路(Z1，Z2，Zp)，-其中，1≤j≤n-1時(shí)，每第j條支路包含失真設(shè)備(D11，D21，D31)，在該失真設(shè)備(D11，D21，D31)的輸出端上施加該發(fā)射功率放大器的所估計(jì)的輸出信號，其中該所估計(jì)的輸出信號在考慮該發(fā)射功率放大器的記憶效應(yīng)的情況下被構(gòu)成，-其中，2≤j≤n時(shí)，第j條支路(Z2，Z3，Zp)具有第一加法器(AT21，AT31，ATp1)、第二加法器(AT22，AT32，ATp2)、延遲設(shè)備(DV21，DV31，DVp1)和數(shù)字濾波器(T21，T31，Tp1)，前述設(shè)備被這樣連接，使得在輸入側(cè)不僅將信號x(k)通過該延遲設(shè)備(DV21，DV31，DVp1)輸送給用于構(gòu)成誤差信號的第一加法器(AT21，AT31，ATp1)而且將第j-1條支路的所估計(jì)的輸出信號也輸送給該第一加法器(AT21，AT31，ATp1)，使得在輸入側(cè)不僅將該誤差信號通過該濾波器(T21，T31，Tp1)輸送給用于按比例分配構(gòu)成該信號y(k)的第二加法器(AT22，AT32，ATp2)而且將第j-1條支路的按比例分配構(gòu)成的信號y(k)輸送給該第二加法器(AT22，AT32，ATp2)，-其中，2≤j≤n-1時(shí)，在第j條支路中，第二加法器(AT22，AT32，ATp2)在輸出側(cè)與該失真設(shè)備(D21，D31)的輸入端連接，以及-其中，在輸入側(cè)將作為按比例分配的信號y(k)的信號x(k)輸送給該第一條支路(Z1)的失真設(shè)備(D11)。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的裝置，其中第n條支路的第二加法器在輸出側(cè)與被連接在后面的濾波器(TPout)連接，該濾波器(TPou t)構(gòu)成預(yù)失真的信號y(k)。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的裝置，其中所述被連接在后面的濾波器(TPout)被構(gòu)造用于對所述預(yù)失真的信號y(k)的采樣率進(jìn)行十中抽一。
4.根據(jù)前述權(quán)利要求之一所述的裝置，其中在第一條支路(ZW1)中布置由預(yù)失真設(shè)備(PRE11)和由數(shù)字濾波器(TPF11)組成的串聯(lián)電路，通過該串聯(lián)電路所述信號x(k)作為按比例分配的信號y(k)到達(dá)所述失真設(shè)備(DIS11)，并且其中該預(yù)失真設(shè)備(PRE11)在不考慮所述發(fā)射功率放大器(AMP1)的記憶效應(yīng)的情況下具有靜態(tài)特性曲線。
5.根據(jù)前述權(quán)利要求之一所述的裝置，其中分別在所述第一加法器(AD21，AD31，ADn1)和所述隨后的數(shù)字濾波器(TPF21，TPF31，TPFn1)之間布置在不考慮記憶效應(yīng)的情況下具有靜態(tài)特性曲線的預(yù)失真設(shè)備(PRE21，PRE31，PREn1)，該預(yù)失真設(shè)備(PRE21，PRE31，PREn1)通過附加的輸入端與前面的支路的失真設(shè)備(DIS11，DIS21，DIS31)的輸入端連接。
6.根據(jù)前述權(quán)利要求之一所述的裝置，其中所述各自的數(shù)字濾波器(TPF21，TPF31，TPFn1)被構(gòu)造為低通濾波器或者帶通濾波器。
7.根據(jù)前述權(quán)利要求之一所述的裝置，-其中，第一條支路中的所述各自的失真設(shè)備包含用于延遲L個(gè)時(shí)間單位的第一延遲設(shè)備以及在其他支路中分別包含具有求和設(shè)備和/或乘法設(shè)備以及具有FIR濾波器的串聯(lián)電路，并且在輸入側(cè)分別將該失真設(shè)備的輸入信號輸送給這些支路，以及-其中，這些支路在輸出側(cè)與用于構(gòu)成該失真設(shè)備的輸出信號的加法器連接。
8.根據(jù)權(quán)利要求7所述的裝置，其中所述失真設(shè)備按照以下減少的勞倫級數(shù)展開來確定尺寸z~(k-m1)=y(k-l)+Σvβ3,v|y(k-v)|2y(k-v)+Σvβ5,v|y(k-v)|4y(k-v)+...]]>+Σvβ3‾,v|y(k-v)|2y(k-1-v)+Σvβ3‾,v|y(k-v)|2y(k+1-v)+...]]>其中y作為該失真設(shè)備的輸入信號，k作為時(shí)間單位，β作為參數(shù)并且其中 作為該失真設(shè)備的輸出信號。
9.根據(jù)權(quán)利要求8所述的裝置，其中具有多個(gè)解的迭代過程在最小誤差平方的意義上通過下式利用參數(shù)α和β來確定α‾i‾βi‾=(Yi*Yi‾)-1Yi*‾z‾.]]>
10.根據(jù)權(quán)利要求8所述的裝置，其中具有多個(gè)解的迭代過程在最小誤差平方的意義上通過下式利用參數(shù)α和β來確定α‾i‾βi‾=(Y~i*Y~i‾)-1Y~i*‾z‾]]>并確定卷積關(guān)系α‾μ,i=α~μ,i*α‾μ,i-1.]]>
11.根據(jù)權(quán)利要求8至10之一所述的裝置，其中，每個(gè)預(yù)失真設(shè)備的靜態(tài)特性曲線通過參數(shù)β這樣來確定，使得發(fā)射功率放大器特性在中頻處被反向說明。
12.根據(jù)前述權(quán)利要求之一所述的裝置，其中，多個(gè)發(fā)射功率放大器的輸出信號被總結(jié)成總輸出信號，該總輸出信號被用于產(chǎn)生頻帶受限制的控制信號。
13.用于由基帶中所內(nèi)插的寬帶信號x(k)為發(fā)射功率放大器的構(gòu)成預(yù)失真的信號y(k)的方法，總共具有n條級聯(lián)的支路，-其中，在第一條支路中，該信號x(k)作為按比例分配的信號y(k)被輸送給用于構(gòu)成該第一條支路的所估計(jì)的輸出信號的信號失真，其中該信號失真在考慮該發(fā)射功率放大器的記憶效應(yīng)的情況下實(shí)現(xiàn)，-其中，2≤j≤n時(shí)，在第j條支路中，前面的第j-1條支路的所估計(jì)的輸出信號與時(shí)間延遲的信號x(k)一起被總計(jì)成誤差信號，-其中，2≤j≤n時(shí)，在第j條支路中，該誤差信號被濾波并與前面的第j-1條支路的按比例分配構(gòu)成的信號y(k)被總計(jì)成第j條支路的按比例分配的信號y(k)，以及-其中，2≤j≤n-1時(shí)，在第j條支路中，第j條支路的按比例分配構(gòu)成的信號y(k)被輸送給用于構(gòu)成第j條支路的所估計(jì)的輸出信號的信號失真，其中該信號失真在考慮該發(fā)射功率放大器的記憶效應(yīng)的情況下實(shí)現(xiàn)。
14.根據(jù)權(quán)利要13所述的方法，其中，在第n條支路中濾波所述按比例分配的信號y(k)。
15.根據(jù)權(quán)利要求13或者14所述的方法，其中，在第一條支路中，該用于構(gòu)成按比例分配的信號y(k)的信號x(k)被進(jìn)行預(yù)失真并被濾波，其中在不考慮所述發(fā)射功率放大器的記憶效應(yīng)的情況下執(zhí)行該預(yù)失真。
16.根據(jù)權(quán)利要求13至15之一所述的方法，其中每個(gè)誤差信號在不考慮所述發(fā)射功率放大器的記憶效應(yīng)的情況下預(yù)失真地與所述按比例分配的信號y(k)相加。
17.根據(jù)權(quán)利要求13至16之一所述的方法，其中所述失真按照以下減少的勞倫級數(shù)展開來執(zhí)行z~(k-m1)=y(k-l)+Σvβ3,v|y(k-v)|2y(k-v)+Σvβ5,v|y(k-v)|4y(k-v)+...]]>+Σvβ3‾,v|y(k-v)|2y(k-1-v)+Σvβ3‾,v|y(k-v)|2y(k+1-v)+...]]>其中y作為要失真的輸入信號，k作為時(shí)間單位，其中β作為參數(shù)而且其中 作為失真的輸出信號。
18.根據(jù)權(quán)利要求17所述的方法，其中具有多個(gè)解的迭代過程在最小誤差平方的意義上通過下式利用參數(shù)α和β來確定α‾i‾βi‾=(Yi*Yi‾)-1Yi*‾z‾.]]>
19.根據(jù)權(quán)利要求17所述的方法，其中具有多個(gè)解的迭代過程在最小誤差平方的意義上通過下式利用參數(shù)α和β來確定α‾i‾βi‾=(Y~i*Y~i‾)-1Y~i*‾z‾]]>并確定卷積關(guān)系α‾μ,i=α~μ,i*α‾μ,i-1.]]>
20.根據(jù)權(quán)利要求17至19之一所述的方法，其中每個(gè)預(yù)失真設(shè)備的靜態(tài)特性曲線通過參數(shù)β這樣來確定，使得發(fā)射功率放大器特性在中頻處被反向說明。
全文摘要
本發(fā)明涉及具有至少三條支路的用于由所內(nèi)插的寬帶的基帶信號x(k)為發(fā)射功率放大器構(gòu)成預(yù)失真信號y(k)的裝置和方法，信號x(k)分別在輸入側(cè)被連接在該至少三條支路上。在此，第一條支路包含用于考慮發(fā)射功率放大器的記憶效應(yīng)的失真設(shè)備，在輸入側(cè)將信號x(k)輸送給該失真設(shè)備。2≤j≤n時(shí)，每個(gè)其他的第j條支路相互串聯(lián)地包含具有在輸入側(cè)被輸送的信號x(k)的延遲設(shè)備、第一加法器、數(shù)字低通濾波器和第二加法器，其中通過第二加法器構(gòu)成的輸出信號被用于構(gòu)成預(yù)失真的信號y(k)。第一條支路的預(yù)失真設(shè)備在輸入側(cè)與第二條支路的第二加法器的其他的輸入端連接而在輸出側(cè)與第二條支路的第一加法器的其他的輸入端連接。
文檔編號H04L27/34GK1784879SQ200480012048
公開日2006年6月7日 申請日期2004年4月2日 優(yōu)先權(quán)日2003年5月7日
發(fā)明者B·杰龍內(nèi)克 申請人:西門子公司