專利名稱：生成誤差信號的設(shè)備和方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及電信領(lǐng)域，尤其涉及多載波傳輸技術(shù)。
背景技術(shù)：
多載波傳輸是用于例如第4代移動通信系統(tǒng)(4G)的有前途的調(diào)制方案，因?yàn)樗试S通過寬的帶寬傳輸以及實(shí)現(xiàn)高速和大容量吞吐性能。與多載波調(diào)制方案相關(guān)的一個問題是從將被傳輸?shù)臅r域信號中的多個頻率信號分量的疊加產(chǎn)生的增大的峰值對平均功率比(PAPR)。與多載波調(diào)制技術(shù)中的高信號峰值相關(guān)的問題是從以下事實(shí)產(chǎn)生的高PAPR引起數(shù)-模變換器的削波或不良分辨率以及高功率放大器(HPA)中的非線性失真，這又引起干擾相鄰信號的嚴(yán)重的帶外(OOB)輻射。一般而言，高PAPR使得在接收機(jī)的信號檢測很難，因此導(dǎo)致增大的比特差錯率。
在其它多載波傳輸技術(shù)中，正交頻分復(fù)用(OFDM)被頻繁使用。在發(fā)射機(jī)處，OFDM信號是從為用于傳輸?shù)母陛d波分配多個要傳輸?shù)淖V值得到的，其中從應(yīng)用于這些譜值的反傅立葉變換獲得發(fā)射信號。這些譜值是通過將信息值劃分為包含多個信息值的組并將這些信息值的組映射到信號空間域中的信號空間星座點(diǎn)上獲得的。因此，一組信息值是由具有實(shí)部和虛部的信號空間星座點(diǎn)來表示的。該映射操作等效于利用調(diào)制技術(shù)，例如正交幅度調(diào)制(QAM)，調(diào)制這些信息比特組，將一組信息值分配給來自與該調(diào)制技術(shù)相關(guān)的信號空間星座點(diǎn)集合的一個信號空間星座點(diǎn)。
在OFDM的情況下，高信號峰值源于疊加這些副載波。高功率放大器使得接近或超過飽和的所有信號部分嚴(yán)重失真。該失真引起了載波間干擾(ICI)和上述的OOB輻射。在ICI干擾了發(fā)射信號并使比特差錯率(BER)降級的同時，也應(yīng)當(dāng)避免OOB輻射干擾相鄰頻帶上的信號。
已知的峰值減小技術(shù)被使用以便減輕非線性失真的負(fù)面影響。類似選擇性映射(SLM)、部分傳輸序列(PTS)和衍生物的非失真技術(shù)可通過僅傳輸具有低峰值的符號來實(shí)現(xiàn)良好的峰值減小。SLM方案在S.H.Müller，R.W.Buml，R.F.H.Fischer和J.B.Huber的“OFDMwith Reduced Peak-to-Average Power Ratio by Multiple SignalRpresentation”，Annals of Telecommunications，Vol.52，No.1-2，pp.1-9，F(xiàn)ebruary，1997中公開，PTS方案在S.H.Müller和J.B.Huber的“AComparison of Peak Power Reduction schemes for OFDM”，in Proc.Of Globecom.November 1997，pp.1-5中公開。
輔助信息的傳輸是與非失真技術(shù)相關(guān)的一個問題，使得數(shù)據(jù)結(jié)構(gòu)必須改變。已知的非失真技術(shù)需要在發(fā)射機(jī)做大量的工作以便找到具有最低峰值的符號，而且需要在每個接收機(jī)做附加工作以恢復(fù)信號。
為了減小PAPR，可以使用在A.E.Jones，T.A.Wilkinson和S.K.Barton的“Block Coding Scheme for Reduction of Peak to MeanEnvelope Power Ratio of Multicarrier Transmission Schemes”，EL.Lett，Vol.30，No.25，pp.2098-2099，December 1994中公開的編碼技術(shù)。編碼技術(shù)使用代碼，這些代碼的碼字具有低的PAPR。然而，這通常限制了發(fā)射機(jī)設(shè)計上的靈活性。此外，如果信道代碼被設(shè)計用于低PAPR，不能再次同樣使用以通過配合該信道代碼和傳輸方案優(yōu)化系統(tǒng)性能。此外，對于類似OFDM的多載波傳輸技術(shù)情況下的大量載波，當(dāng)前已知的峰值減小代碼的碼率必須很低以便實(shí)現(xiàn)顯著的PAPR減小。
在E.Lawrey和C.J.Kikkert的“Peak to Average Power RationReduction of OFDM Signals Using Peak Reduction Carriers”，in Int.Symposium on signal Processing and its applications，August 1999，pp.737-740，J.Tellado和J.M.Cioffi的“Peak Power Reduction forMulticarrier Transmission”，in Mini-Globecom，1999中公開的使用峰值減小載波/音調(diào)(PRC/PRT)，或者結(jié)合在H.Schmidt和K.-D.Kammeyer的“Reducing the Peak to Average Power Ratio ofMulticarrier Signals by Adaptive Subcarrier Selection”，in Int.Conference on Universal Personal Communications，Jannuary 1998，pp.933-937中公開的自適應(yīng)副載波選擇(ASuS)，提供了無需在數(shù)據(jù)載波上引入ICI就可減小PAPR的某種自由度。然而，為了PAPR有更大的減小，許多峰值減小載波需要對應(yīng)于數(shù)據(jù)率的顯著損失。ASuS僅使用最弱的副載波用于峰值減小，因此需要來自接收機(jī)的有關(guān)信道狀態(tài)信息(CSI)的反饋信息。然而，必須達(dá)到更多的接收機(jī)，從而變得越不可能找到對所有接收機(jī)都弱的副載波。
削波技術(shù)提供了高的靈活性，因?yàn)樗鼈冎械拇蠖鄶?shù)基本上適應(yīng)于任何調(diào)制方案。然而，在L.D.Kabulepa，T.Pionteck，A.Garcis和M.Glesner的“Design Space Exploration for Clipping and FilteringPAPR Reduction Techniques in OFDM Systems”，in Proc.Int.OFDM-Workshop，Vol.1，October 2003，PP.108-112中公開的時域中的削波和濾波提供了低實(shí)現(xiàn)成本的峰值減小，在J.Armstrong的“Peak-to-Average power reduction for OFDM by repeated clippingand frequency domain filtering”，in El.Lett.Vol.38，No.5，F(xiàn)ebruary2003，PP.246-247中公開的反復(fù)削波和頻率濾波允許完全去除由削波引入的部分帶外輻射。然而，大部分削波技術(shù)引入了ICI。當(dāng)選擇低的削波率以便實(shí)現(xiàn)低的帶外輻射時這種有害的影響變得更為顯著了。
在軟削波時可以避免濾波操作和與濾波結(jié)合的峰值再生，這在H.-G.Ryu，B.-I Jin和I.-B.Kim的“PAPR Reduction Using SoftClipping and ACI Rejection in OFDM Systems”，IEEE Trans.OnCommunications，Vol.48，No.1，PP.17-22，F(xiàn)ebruary 2002中公開，使用了在M.Pauli和H.-P.Kuchenbecker的“On the Reduction of theOut-of-Band Radiation of OFDM-Signals”，in Int.Conference onCommunications，Vol.3，1998，Pp.1304-1308中公開的峰值窗口劃分或在M.Lampe和H.Rohling的“Reducing out-of-band emissions dueto nonlinearities in OFDM systems”，in Vehicular TechnologyConference，Vol.3，May 1999，pp.2255-2259中公開的峰值消除技術(shù)。然而，這是以附加ICI的代價實(shí)現(xiàn)的。
在接收機(jī)中改善ICI可以通過對信號預(yù)失真實(shí)現(xiàn)，這在A.Katz的“LinearizationReducing Distortion in Power Amplifiers”，IEEEMicrowave Magazine，Vol.2，No.4，pp.37-49，December 2001中公開。這樣補(bǔ)償了放大器的非線性。然而，超過放大器的飽和度的信號峰值仍然被失真，使得必須使用補(bǔ)充的峰值減小技術(shù)。作為補(bǔ)充，可能對失真的發(fā)送信號建模并在接收機(jī)處通過Bayesian估計器考慮有限的動態(tài)范圍，這在P.Zillmann，H.Nuszkowski和G.P.Fettweis的“ANovel Receive Algorithm for Clipped OFDM Signals”，in Proc.Int.Symp.On Wireless Personal Multimedia Communication，Vol.3，October 2003中公開。
作為另一種可能性，可以使用在X.Wang，T.T.Tjhung和C.S.Ng的“Reduction of Peak-to-Average Power Ratio of OFDM SystemUsing a Companding Technique”，IEEE Trans.On Broadcasting，Vol.45，No.3，PP.303-307，September 1999中公開的壓縮擴(kuò)展技術(shù)。其由在發(fā)射機(jī)處壓縮信號的發(fā)射處理部分和以低復(fù)雜性將信號擴(kuò)展為原始動態(tài)范圍的接收處理部分構(gòu)成。對接收機(jī)的設(shè)計有較深影響的可選技術(shù)是判決輔助重構(gòu)(DAR)，這在D.Kim和G.L.Stuber的“ClippingNoise Mitigation for OFDM by Decision-Aided Reconstruction”，IEEECommunications Letters，Vol.3，No.1，pp.4-6，January 1999中公開，或者在J.Tellado，L.M.C.Hoo和J.M.Cioffi的“Maximum-LikelihoodDetection of Nonlinearly Distorted Multicarrier Symbols by IterativeDecoding”，IEEE Trans.On Communications，Vol.51，No.2，pp.218-228，F(xiàn)ebruary 2003中公開的迭代最大似然性檢測。然而，它們在接收機(jī)需要更大的計算復(fù)雜度。
在B.S.Krongold和D.L.Jones的“PAR reduction in OFDM viaActive Constellation Extension”，IEEE Trans.On Broadcasting，vol.49，No.3，pp.258-268，September 2003中公開的有源星座擴(kuò)展(ACE)技術(shù)考慮在接收機(jī)處沒有任何修正的ICI。信號空間(信號空間域)中的外部星座點(diǎn)被擴(kuò)展以最小化PAPR。在將信號峰值削波后，信號空間中不想要的擴(kuò)展方向被設(shè)置為0，使得不再接近判決邊界。然而，不可能實(shí)現(xiàn)非常低的OOB輻射，其主要對小的星座尺寸有效，例如對四相相移鍵控(QPSK)有效。
在J.Tellado和J.M.Cioffi的“Peak Power Reduction forMulticarrier Transmission”，in Mini-Globecom，1999中公開的音調(diào)注入技術(shù)，其屬于非失真技術(shù)類別，是ACE的替代方案，其也擴(kuò)展信號星座，但更適合于較高階星座。音調(diào)注入導(dǎo)致更高階的信號星座，例如16QAM幅度調(diào)制符號可以變換為144QAM符號。這避免了ICI，但是平均符號能量增大，所需的信噪比(SNR)也增大。
下面僅借助舉例考慮用于在多個副載波上傳輸?shù)腛FDM調(diào)制，其用作多載波調(diào)制方案的一個實(shí)例。dn(i)是在副載波n上在時刻i發(fā)送的復(fù)數(shù)數(shù)據(jù)符號。在OFDM調(diào)制后發(fā)送的信號s(t)=Σiω-∝∝Σn=0N-1dn(i)gn(t-iT)]]>是由N個副載波dn(i)組成，其中g(shù)n(t)＝g(t)ejvnc是發(fā)射濾波器。例如，升余弦脈沖形狀可以被選擇用于g(t)。
例如，HPA可以由在H.Atarashi和M.Nakagawa的“AComputational Cost Reduction scheme for a Post-Distortion TypeNonlinear Distortion Compensator of OFDM Signals”，IEICE Trans.On Communications，Vol.E81-B，No.12，pp.2334-2342，December 1998中公開的Rapp的固態(tài)功率放大器(SSPA)模型表示，其具有以下的放大特性s-(t)=Vs(t)(1+|Vs(t)/ASAT|2ρ)1/2ρ]]>
其中，p＝10， 是放大信號，V可以認(rèn)為是放大因子，以及PSAT=ASAT2]]>是放大器飽和功率。
為了減小峰值的非線性失真，放大器是用輸出補(bǔ)償(OBO)激勵的，OBO被定義為放大器的飽和功率和放大器的輸出信號的功率之間的比值OBO|dB=Δ10log10PSATE{|s-(t)|2}]]>無需任何進(jìn)一步的測量，OFDM信號時而可能超過放大器飽和度。為了減小OFDM信號s(t)的動態(tài)范圍可以使用削波技術(shù)來剪切峰值幅度。
圖12示出了結(jié)合了削波方法以減小PAPR的OFDM發(fā)射機(jī)的框圖。
圖12中的發(fā)射機(jī)證實(shí)了在J.Armstrong的“New OFDMPeak-to-Average Power Reduction Scheme”，in Vehicular TechnologyConfernce，Vol.1，Spring 2001，pp.756-760中公開的非遞歸削波(實(shí)線)。此外，該發(fā)射機(jī)顯示了以短劃線描繪的遞歸削波方案。
圖12所示的發(fā)射機(jī)包括數(shù)據(jù)符號源1500，其具有一輸出端與填零功能塊1501的輸入端耦合。填零功能塊1501與反快速傅立葉變換器(IFFT)1503耦合。IFFT的輸出端與削波功能塊1505耦合，削波功能塊1505具有一輸出端與快速傅立葉變換器(FFT)1507耦合。FFT 1507的輸出端與濾波器1509耦合，濾波器1509具有一輸出端與OFDM調(diào)制器1511耦合。
利用遞歸削波技術(shù)，由濾波器1509提供的過濾后的信號被反饋回到填零功能塊1501。
副載波d0=Δ(d0,...,dN-1)T]]>上的數(shù)據(jù)符號首先利用IFFT功能塊1503轉(zhuǎn)換為時域信號。FFT之前的填零導(dǎo)致時域中的過采樣。接著，以削波級別Xmax對信號進(jìn)行削波。削波比CR由以下公式定義
CR|dB=Δ10log10xmax2E{d0Hd0}]]>削波信號被變換回頻域。雖然FFT輸出的頭N個元素是對應(yīng)于該幅度受限的時間信號的新的數(shù)據(jù)符號，輸出向量的另一部分僅包含將作為信道上的OOB輻射出現(xiàn)的調(diào)制間產(chǎn)物。這些元素被該系統(tǒng)的濾波功能塊1509抑制。
削波的缺點(diǎn)是源數(shù)據(jù)符號與新數(shù)據(jù)向量之間的誤差，該差別就是先前提到的ICI。
與上述的削波和逐個符號濾波方案相反，用圖12中所示的短劃線描繪了與遞歸削波相關(guān)的反復(fù)削波和頻率濾波。雖然削波信號幅度的峰值減小，但濾波去除了所有的高頻和峰值再生。為此，反復(fù)削波和濾波可能有利。因此，濾波后的信號被反饋，如圖12的短劃線部分所示。雖然任何數(shù)量的迭代都是可能的，但在A.Saul的“Analysis ofPeak Reduction in OFDM Systems Based on Recursive Clipping”，inProc.Int.OFDM-Workshop，Vol.1，September 2003，pp.103-107中已經(jīng)示出了根據(jù)系統(tǒng)參數(shù)在許多情況下最多一次重復(fù)削波和濾波可能是有利的。
上述技術(shù)的一種可替代技術(shù)是前面提到的ACE技術(shù)。ACE技術(shù)背后的基本概念可以歸納為擴(kuò)展符號空間(信號空間域)中的星座點(diǎn)同時應(yīng)用一組約束。這些約束防止符號接近復(fù)數(shù)信號空間中的判決邊界。
圖13示出了使用ACE技術(shù)的發(fā)射機(jī)的框圖。
ACE發(fā)射機(jī)包括與具有輸出端1601的IFFT 1600耦合的數(shù)據(jù)符號源1500。IFFT 1600執(zhí)行反傅立葉變換和過采樣，并具有與圖12中的填零功能塊1501和IFFT功能塊1503相同的功能。輸出端1601通過開關(guān)1603與減法器1605、削波功能塊1607、ACE約束功能塊1609、SGP功能塊1611(SGP＝靈敏梯度計劃)、以及加法器1613耦合。
減法器1605的輸出與FFT 1615耦合，F(xiàn)FT 1615具有一輸出端與ACE約束功能塊1609耦合。FFT 1615執(zhí)行傅立葉變換和濾波，這可與圖12中的功能塊1507和1509的操作相比擬。ACE約束功能塊1609具有一輸出端與IFFT 1617耦合，IFFT 1617具有一輸出端與乘法器1619耦合。IFFT 1617執(zhí)行反傅立葉變換和過采樣。乘法器1619具有另一輸入端與SGP 1611的輸出端耦合。SGP 1611具有另一輸入端與IFFT的輸出端耦合。乘法器1619的輸出與加法器1613的輸入端耦合。加法器1613的輸出端通過開關(guān)1621與脈沖整形功能塊1623耦合。
圖13中所示的ACE發(fā)射機(jī)另外包括反饋環(huán)路1625，在開關(guān)1603和1621被適當(dāng)開和關(guān)時反饋環(huán)路1625連接加法器1613的輸出端與減法器1615的輸入端。
與上述的其它削波技術(shù)類似的是，由IFFT 1600提供的過采樣的時間信號被削波功能塊1607削波。為了僅允許某些擴(kuò)展方向，利用FFT 1615將該削波后的信號變換到頻域，其中不想要的擴(kuò)展方向在ACE約束功能塊1609中被設(shè)置為0。在變換回到時域后，由IFFT 1617提供的擴(kuò)展向量的μ-fault被添加到原始的未削波的信號中。
加權(quán)因子μ是通過次佳但是計算有效的方式由上述的靈敏梯度計劃算法確定的，使得可以實(shí)現(xiàn)峰值減小。為了進(jìn)一步減小峰值，可以重復(fù)該過程若干次。實(shí)際上，一次或兩次重復(fù)看上去是合情合理的。
圖14a示出了在CR＝3.1dB時遞歸削波之后的信號空間星座。遞歸削波將近似白高斯噪聲的信號疊加到副載波中，而且ACE對干擾整形使得沒有信號點(diǎn)接近判決邊界。圖14b示意了對于CR＝5.0dB的QPSK信號在ACE之后的信號空間星座。如圖14b所示，無法接受的擴(kuò)展方向?qū)⒈辉O(shè)置為0。如果信號點(diǎn)將接近判決邊界，則該擴(kuò)展方向是無法接受的。參考圖4a，在頂部拐角中的副載波對峰值減小具有完全的貢獻(xiàn)。在左上角落的副載波僅對虛部有貢獻(xiàn)，因?yàn)閿U(kuò)展向量的實(shí)部將被設(shè)置為0。在右下角落中的副載波僅對實(shí)部有貢獻(xiàn)，因?yàn)樵摂U(kuò)展向量的虛部將被設(shè)置為0。
如果，例如削波級別過低，那么只有一些信號點(diǎn)保持在直角區(qū)域內(nèi)，使得只有很少的信號點(diǎn)對PAPR減小有貢獻(xiàn)。然而，越少的信號點(diǎn)保持在允許區(qū)域內(nèi)則可以實(shí)現(xiàn)更為不充分的PAPR減小。雖然增大的削波級別將更多信號點(diǎn)引入允許的區(qū)域內(nèi)，OOB輻射在此情況下將增大，使得相鄰頻帶上的其它發(fā)射機(jī)被干擾。
發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提供一種生成誤差信號的概念，該誤差信號具有對發(fā)射信號中的幅度峰值減小做出貢獻(xiàn)的數(shù)量增大的誤差信號分量。
該目的是通過根據(jù)權(quán)利要求1的生成誤差信號的設(shè)備、或根據(jù)權(quán)利要求34的生成發(fā)射信號的設(shè)備、或根據(jù)權(quán)利要求35的生成誤差信號的方法、或根據(jù)權(quán)利要求36生成發(fā)射信號的方法、或根據(jù)權(quán)利要求37的計算機(jī)程序?qū)崿F(xiàn)的。
本發(fā)明基于以下發(fā)現(xiàn)當(dāng)頻域中的誤差信號值改變時對PAPR減小做出貢獻(xiàn)的誤差信號分量的數(shù)目會增大。
根據(jù)本發(fā)明，誤差信號是在兩個處理階段生成的。首先，計算代表輸入信號和失真信號之差，或代表輸入信號的初步誤差信號，該初步誤差信號是通過失真裝置提供被計算的。初步誤差信號可包括頻域中的初步誤差信號值，這些初步誤差信號值在第二處理步驟中在頻域中改變以便獲得誤差信號。作為選擇，初步誤差信號可包括時域中的初步誤差信號值。其次，以結(jié)果產(chǎn)生的誤差信號值不等于0的方式改變初步誤差信號值。在此上下文中，誤差信號值代表具有實(shí)部和虛部的復(fù)數(shù)。然而，初步誤差信號值可以僅代表復(fù)數(shù)的實(shí)部或僅代表復(fù)數(shù)的虛部。此外，誤差信號值可代表實(shí)數(shù)。另外，可以改變包含初步誤差信號值的向量。
例如，初步誤差信號值是頻域值。在此情況下，頻域中的初步誤差信號值與在信號空間域中具有例如實(shí)部和虛部的信號空間星座點(diǎn)相關(guān)，初步誤差信號值的變化等效于在信號空間域中朝向例如與信號空間域中的預(yù)定值范圍相關(guān)的預(yù)定區(qū)域移動信號空間星座點(diǎn)。
根據(jù)本發(fā)明，該預(yù)定值范圍，或換言之，信號空間域中的該預(yù)定區(qū)域可以被選擇，使得朝著該預(yù)定區(qū)域移動的誤差信號值的數(shù)目增大，使得與該預(yù)定區(qū)域內(nèi)或其邊界上的信號空間星座點(diǎn)相關(guān)的增大數(shù)量的誤差信號值對幅度峰值減小做出貢獻(xiàn)。同時，可以考慮接收機(jī)的信號檢測性能來選擇該預(yù)定區(qū)域。
換句話說，初步誤差信號值是在頻域整形的，使得同時幅度峰值減小被優(yōu)化，同時最小化從接收機(jī)處的有錯檢測中產(chǎn)生的比特差錯率。
在此上下文中，該預(yù)定值范圍可以確定一個預(yù)定的實(shí)數(shù)值集合。另外，該預(yù)定值范圍可以確定一個預(yù)定的復(fù)數(shù)值集合，即，該預(yù)定值范圍可以是實(shí)數(shù)或虛數(shù)。此外，該預(yù)定值范圍可包括分離的預(yù)定的子范圍。換言之，該預(yù)定值范圍可以連續(xù)或不連續(xù)。同樣的考慮適用于該預(yù)定區(qū)域的特性。
一般而言，初步誤差值被處理使得結(jié)果產(chǎn)生的誤差值可能具有有利的分布。在此上下文中，該預(yù)定值范圍或區(qū)域確定了該有利分布的一種特定情形。
本發(fā)明進(jìn)一步提供了一種一般化ACE技術(shù)的約束的概念，該一般化的約束允許迭代或遞歸峰值減小算法中的反向擴(kuò)展(與回退處理有關(guān))的可能性。此外，與這些約束有關(guān)的誤差比常規(guī)ACE技術(shù)的要小。此外，可以對峰值減小使用附加的自由度。該項(xiàng)具有創(chuàng)造性的技術(shù)適用于例如QPSK和更高階的QAM調(diào)制。一個參數(shù)允許該技術(shù)適合于例如所需的帶外輻射。在此方面應(yīng)注意不是作為一般化ACE約束的移動點(diǎn)到固定邊界，而是優(yōu)選僅移動該點(diǎn)某個延伸。
下面參考附圖詳細(xì)描述本發(fā)明的另外的實(shí)施例，其中圖1示出了根據(jù)本發(fā)明的第一個實(shí)施例生成誤差信號的設(shè)備的框圖；圖2a論證了該創(chuàng)造性的概念；圖2b～2g論證了該創(chuàng)造性的概念；圖2h示出了系統(tǒng)參數(shù)的一個實(shí)施例；圖2i～2j示出了性能比較結(jié)果；
圖2k～2l論證了該創(chuàng)造性的概念；圖3示出了信號空間域中的比特差錯概率圖；圖4a～4c示出了信號空間星座點(diǎn)的分布；圖5示出了根據(jù)本發(fā)明第一個實(shí)施例從輸入信號生成發(fā)射信號的設(shè)備的框圖；圖6示出了根據(jù)本發(fā)明的另一個實(shí)施例從輸入信號生成誤差信號的設(shè)備的框圖；圖7示出了根據(jù)本發(fā)明的另一個實(shí)施例從輸入信號生成發(fā)射信號的設(shè)備的框圖；圖8a～8e示出了根據(jù)本發(fā)明的信號空間星座點(diǎn)的分布；圖9a～9h示出了性能比較結(jié)果；圖10示出了根據(jù)本發(fā)明的另一個實(shí)施例生成發(fā)射信號的設(shè)備的框圖；圖11示出了根據(jù)本發(fā)明的另一個實(shí)施例生成發(fā)射信號的設(shè)備的框圖；圖12示出了常規(guī)PAPR方案的框圖；圖13示出了常規(guī)ACE方案的框圖；圖14a～14b示出了信號空間星座點(diǎn)的分布。
具體實(shí)施例方式
圖1所示的設(shè)備包括用于接收輸入信號的輸入端101。此外，該設(shè)備包括具有輸入端和輸出端的用于失真的裝置103，其中該設(shè)備的輸入端101與用于失真的裝置103的輸入端耦合，而且其中用于失真的裝置103的輸出端與用于計算初步誤差信號的裝置105的輸入端耦合。用于計算的裝置105還有另一個輸入端，該設(shè)備的輸入端101與之耦合。用于計算的裝置105具有一輸出端與用于處理的裝置107的輸入端耦合，用于處理的裝置107具有一個用于提供誤差信號的輸出端。
用于失真的裝置103被配置用于接收輸入信號或其副本以便限制輸入信號的幅度來獲得失真信號，該失真信號被提供給用于計算初步誤差信號的裝置105，該初步誤差信號代表輸入信號和失真信號之差。用于計算的裝置105為用于處理的裝置107提供初步誤差信號，其中該初步誤差信號是頻域信號，包括在頻域與例如多載波調(diào)制方案所使用副載波相關(guān)的多個初步誤差信號值。因此，每個初步誤差信號值可包括實(shí)部和虛部，它們一起構(gòu)成頻域中的信號空間星座點(diǎn)。用于處理的裝置107被配置用于改變初步誤差信號值以獲得由誤差信號組成的誤差信號值，其中由初步誤差信號值的處理產(chǎn)生的誤差信號值不等于0。換言之，初步誤差信號值用于生成對例如峰值減小做出貢獻(xiàn)的誤差信號值，而且不被丟棄或設(shè)置為0。
例如，用于處理的裝置107被配置用于改變初步誤差信號值，使得該誤差信號值在預(yù)定值范圍內(nèi)。用于處理的裝置可配置用于在指示實(shí)部值范圍和/或虛部值范圍的預(yù)定值范圍內(nèi)改變初步誤差信號值的實(shí)部和/或虛部。因此，用于處理的裝置107可配置用于在指示預(yù)定大小范圍的預(yù)定值范圍內(nèi)改變初步誤差信號值的大小。
上面已經(jīng)提及，由圖1所示的創(chuàng)造性設(shè)備提供的誤差信號可以與包含幅度峰值的輸入信號組合，以便生成具有減小的幅度峰值的發(fā)射信號。優(yōu)選用于處理的裝置107被配置用于改變初步誤差信號值，使得誤差信號值在預(yù)定值范圍內(nèi)，以便增大對幅度峰值減小做出貢獻(xiàn)的預(yù)定值范圍內(nèi)的誤差信號值的數(shù)量，以及使得帶外輻射減小。
根據(jù)本發(fā)明，生成了發(fā)射信號使得帶外輻射減小，或者在被發(fā)射機(jī)進(jìn)一步處理之后(例如，被放大器失真)被最小化。因此，在接收機(jī)中能夠檢測的接收版本僅有很少誤差。通常，這種信號將具有減小的幅度峰值。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，可以選擇該預(yù)定值范圍，使得該預(yù)定值范圍內(nèi)的誤差信號值對發(fā)射信號中的幅度峰值減小做出貢獻(xiàn)，以及使得由于組合了輸入信號和誤差信號，與發(fā)射信號的可接收版本的有錯檢測相關(guān)的差錯率，例如比特差錯率或符號差錯率，被最小化。換言之，可以在增大用于峰值減小的有用信號分量的數(shù)目，以及同時最小化或減小差錯率的條件下選擇該預(yù)定值范圍。
上面已經(jīng)談及，該預(yù)定值范圍與信號空間域中的預(yù)定區(qū)域相關(guān)，因?yàn)檫@兩種描述方式是等效的。從這種解釋來看，用于處理的裝置107被配置用于改變初步誤差信號值的幅度或相位，使得結(jié)果產(chǎn)生的誤差信號值具有定義信號空間域中的信號空間星座點(diǎn)的幅度和相位，其中信號空間星座點(diǎn)被布置在該預(yù)定區(qū)域內(nèi)或其邊界上。
根據(jù)本發(fā)明另一方面，用于處理的裝置被配置用于前向處理初步誤差信號值，以便獲得與信號空間域內(nèi)的預(yù)定區(qū)域內(nèi)的信號空間星座點(diǎn)相關(guān)的中間信號值，用于處理的裝置被進(jìn)一步配置用于對于初步誤差信號值不滿足特性需求的情形，用于在某種程度上后向處理初步誤差信號值以便獲得與信號空間域內(nèi)另一個預(yù)定區(qū)域內(nèi)的信號空間星座點(diǎn)相關(guān)的誤差信號值，該另一個預(yù)定區(qū)域在該預(yù)定區(qū)域之外。
例如，用于處理的裝置107被配置用于前向處理初步誤差信號值，即，用于朝向該預(yù)定區(qū)域處理初步誤差信號值，以便獲得與信號空間域內(nèi)預(yù)定區(qū)域內(nèi)的信號空間星座點(diǎn)相關(guān)的中間值，以及用于對于初步誤差信號值不滿足特性的情形，用于在某種程度上后向處理初步誤差信號值以便獲得與信號空間域內(nèi)另一個預(yù)定區(qū)域內(nèi)的信號空間星座點(diǎn)相關(guān)的誤差信號值，該另一個預(yù)定區(qū)域在該預(yù)定區(qū)域之外。
另外，用于處理的裝置107可以被配置用于提供初步誤差信號值作為初步誤差信號值滿足特性需求的情形時的誤差信號值。
該特性需求可以是例如，信道狀態(tài)信息、信號質(zhì)量度量、不同信號質(zhì)量度量的組合、某個比特差錯率或某個功率譜密度或與發(fā)射該發(fā)射信號相關(guān)的某個傳輸功率、或某個比特對噪聲能量比或某個信噪能量比(都與功率譜密度相關(guān))、或與比特對噪聲能量比相關(guān)的某個功率譜密度或信噪能量比。該特性需求另外可取決于傳輸參數(shù)(系統(tǒng)參數(shù))，例如與發(fā)射該發(fā)射信號相關(guān)的調(diào)制方案、或用于考慮者傳輸系統(tǒng)的最大允許帶外輻射。
另外，應(yīng)當(dāng)指出，特性需求也可以只選擇一次，即最初在開始發(fā)送時選擇。作為選擇，該特性需求也可以設(shè)置為自適應(yīng)，即在發(fā)射期間從一個OFDM符號改變?yōu)榱硪粋€OFDM符號。
此外，用于處理的裝置107可被配置用于提供初步誤差信號值作為初步誤差信號值滿足該特性需求的情形下的誤差信號值。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，該設(shè)備還可包括用于分析初步誤差信號值相對于該特性需求的分析器。例如，該分析器被配置用于當(dāng)在通過組合輸入信號與當(dāng)前生成的初步誤差信號生成發(fā)射信號時，模擬初步誤差信號或初步誤差信號值對發(fā)射信號的影響，該發(fā)射信號可以是時域信號。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，分析器可包括存儲在存儲器中的多個表格，每個表格包括多個條目，該多個條目定義了實(shí)現(xiàn)不同的特性需求所需的可能誤差信號值的某些特性。初步誤差信號值的特性可以是例如用于實(shí)現(xiàn)該特性需求所需的實(shí)部和虛部的范圍。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，該設(shè)備可以被配置用于迭代生成誤差信號，這種情形將在之后描述。在此情況下，分析器優(yōu)選被配置用于分析在前一迭代步驟中相對于該特性需求生成的誤差信號值，以及在某種程度上向后處理該誤差信號值以獲得滿足該特性需求的誤差信號值。換言之，該創(chuàng)造性設(shè)備被配置用于借助后向處理執(zhí)行逆向擴(kuò)展。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，該設(shè)備還包括用于根據(jù)特性需求確定該預(yù)定區(qū)域和/或該另一預(yù)定區(qū)域的裝置。換言之，該用于確定的裝置可以被配置用于確定或提供該預(yù)定區(qū)域或該另一預(yù)定區(qū)域，使得例如某種程度的后向處理是可能的，即該預(yù)定區(qū)域包含了不等于0的區(qū)域。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，該用于確定的裝置還被配置用于根據(jù)與例如用作傳輸系統(tǒng)參數(shù)的映射或調(diào)制方案相關(guān)的信號空間星座點(diǎn)提供或確定該預(yù)定區(qū)域和/或該另一預(yù)定區(qū)域。
為了更詳細(xì)地解釋該創(chuàng)造性概念，參考圖2a，圖2a示出了代表信號空間域203中的初步誤差信號值的信號空間星座點(diǎn)201。從圖2中可看出，信號空間域是由實(shí)部軸和與實(shí)部軸正交的虛部軸確定的二維平面所確定的。此外，信號空間域203具有原點(diǎn)205。
如圖2a所示，與初步誤差信號值相關(guān)的信號空間星座點(diǎn)201位于預(yù)定區(qū)域207之外。假設(shè)，只有預(yù)定區(qū)域207內(nèi)或其邊界上的信號空間星座點(diǎn)對幅度峰值減小有貢獻(xiàn)而不用增大接收機(jī)處的比特差錯率。為了增大該預(yù)定區(qū)域內(nèi)誤差信號值的數(shù)量，與該預(yù)定區(qū)域207之外的初步誤差信號值相關(guān)的信號空間星座點(diǎn)201被處理，使得產(chǎn)生位于預(yù)定區(qū)域207之內(nèi)的誤差信號值209。在圖2a中，通過僅借助舉例描繪其中一個可能的處理方向，與初步誤差信號值相關(guān)的信號空間星座點(diǎn)201朝該反向移動以便獲得與預(yù)定區(qū)域207內(nèi)的誤差信號值相關(guān)的信號空間星座點(diǎn)201。
例如，信號空間域203中的原點(diǎn)205與等于0的信號空間星座點(diǎn)相關(guān)。根據(jù)本發(fā)明的另一方面，原點(diǎn)205可以從預(yù)定區(qū)域207中排除以便避免將預(yù)定區(qū)域207之外的信號空間星座點(diǎn)201設(shè)置為0。
預(yù)定區(qū)域207在信號空間域203中可以具有任何形狀。例如，該預(yù)定區(qū)域是矩形、或圓形或圓的一段。此外，該預(yù)定區(qū)域可以布置在信號空間域中的任何一部分，使得原點(diǎn)205不是必須由預(yù)定區(qū)域207環(huán)繞或包含。
例如，預(yù)定區(qū)域207相對于信號空間域203的原點(diǎn)是圓形的。這種情形對應(yīng)于與對峰值-平均功率減小做出貢獻(xiàn)的誤差信號值相關(guān)的信號空間星座點(diǎn)的圓形分布。該預(yù)定區(qū)域的這種布置對應(yīng)于頻域中的信號空間星座點(diǎn)的大小限制。在此情況下，用于處理的裝置107可包括限幅器，用于限制初步誤差信號值的幅度以獲得具有幅度不超過該預(yù)定區(qū)域的半徑的誤差信號值，其中在此情況下，該半徑是通過該預(yù)定區(qū)域的邊界和信號空間域的原點(diǎn)之間的距離確定的。
該預(yù)定區(qū)域，或等效的，該預(yù)定值范圍可以是固定的，使得例如，前面提到的限幅器被配置用于相對于由例如信號空間域中的前面提到的預(yù)定區(qū)域的半徑定義的限幅比限制初步誤差信號值的數(shù)量。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，該設(shè)備還可包括用于確定信號空間域中的預(yù)定區(qū)域的裝置。例如，該用于確定預(yù)定區(qū)域的裝置被配置用于確定該預(yù)定區(qū)域，使得與該預(yù)定區(qū)域內(nèi)或其邊界上的信號空間星座點(diǎn)相關(guān)的誤差信號值對幅度峰值減小做出貢獻(xiàn)，以及由于組合了輸入信號和誤差信號，使得與發(fā)射信號的可接收版本的有錯檢測相關(guān)的差錯率最小。
例如，輸入信號是從與副載波相關(guān)的譜值的頻率-時間變換產(chǎn)生的多載波信號。因此，輸入信號的頻譜表示包括被分配給一組副載波的譜值集合，其中在該譜值集合中的譜值是從根據(jù)映射方案或等效地根據(jù)調(diào)制方案，例如根據(jù)QAM方案，為某個信號空間星座點(diǎn)分配某個數(shù)量的信息值產(chǎn)生的。為了確定該預(yù)定區(qū)域，使得上面提到的這兩種條件，即幅度峰值的最佳的減小以及最小化或者至少不增大比特差錯率，該用于確定預(yù)定區(qū)域的創(chuàng)造性裝置被配置用于根據(jù)與調(diào)制或映射方案相關(guān)的差錯概率確定該預(yù)定區(qū)域。該差錯概率根據(jù)調(diào)制方案、信噪比、信道衰減等可以是比特差錯率或符號差錯率。
例如，與QPSK方案相關(guān)的比特差錯概率不同于16QAM方案的比特差錯概率。另外發(fā)現(xiàn)，在信號空間域中的比特差錯概率的輪廓圖根據(jù)該比特差錯概率確定了該預(yù)定區(qū)域或多個預(yù)定區(qū)域。之后將結(jié)合圖3a～3d的實(shí)施例詳細(xì)討論這個問題。
例如，多載波調(diào)制方案的形成使得根據(jù)多種調(diào)制方案從為信號空間域中的不同信號空間星座點(diǎn)分配不同數(shù)量的信號值產(chǎn)生不同譜值。在此情況下，用于確定的裝置107可配置用于根據(jù)該使用的多種調(diào)制方案確定多個預(yù)定區(qū)域。例如，該譜值集合中的另一譜值是根據(jù)另一調(diào)制方案或另一映射方案，例如根據(jù)64QAM，向另一個信號空間星座點(diǎn)分配另一數(shù)量的信息值產(chǎn)生的。該用于確定預(yù)定區(qū)域的裝置107可被配置用于根據(jù)與該另一調(diào)制方案相關(guān)的另一比特差錯概率確定另一預(yù)定區(qū)域。由于譜值與副載波相關(guān)，對于與同一調(diào)制方案相關(guān)的副載波，可以確定取決于同一調(diào)制方案的共同預(yù)定區(qū)域。換言之，該用于確定的裝置可以配置用于確定預(yù)定區(qū)域副載波方向。
例如，上面提到的調(diào)制方案或另一調(diào)制方案屬于正交幅度調(diào)制(QAM)、或?qū)儆谙嘁奇I控(PSK)、或?qū)儆谒南嘞嘁奇I控(QPSK)、或?qū)儆诜奇I控(ASK)，它們只是一些可能的調(diào)制方案的名稱。
頻域中的初步誤差信號值可對應(yīng)于副載波，與輸入信號的頻譜表示相關(guān)的譜值可以被分配給這些副載波。例如，初步誤差信號值被分配給該譜值所被分配給的副載波，而且另一初步誤差信號被分配給該另一譜值所被分配給的另一副載波。在此上下文中，術(shù)語副載波表示副載波頻率。
用于處理的裝置107在此情況下可以配置用于處理初步誤差信號值的幅度和相位，以獲得與預(yù)定區(qū)域內(nèi)或其邊界上的信號空間星座點(diǎn)相關(guān)的誤差信號值，和/或處理另一初步誤差信號的幅度和/或相位以獲得與該另一區(qū)域內(nèi)或其邊界上的另一信號空間星座點(diǎn)相關(guān)的另一初步誤差信號值。換言之，與不同調(diào)制或映射方案相關(guān)的信號空間星座點(diǎn)被分別處理。這種處理可以并行執(zhí)行，使得該處理可以同時執(zhí)行。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，該處理可以順序執(zhí)行，例如使得第一信號空間星座點(diǎn)在第一時刻被處理，而第二信號空間星座點(diǎn)在依賴于當(dāng)前調(diào)制方案的另一時刻被處理。
例如，該調(diào)制方案包括信號空間星座點(diǎn)的一個集合，該集合根據(jù)調(diào)制方案，例如根據(jù)QPSK，確定了信號空間域中的信號空間星座點(diǎn)的可能分布，其中信號值可分配給該信號空間星座點(diǎn)的集合用于傳輸。例如，該信號空間星座點(diǎn)集合包括與第一大小相關(guān)的第一信號空間星座點(diǎn)子集，以及與大于第一大小的第二大小相關(guān)的第二信號空間星座點(diǎn)子集。對于QAM方案的情形，第一大小可以是內(nèi)部信號空間星座點(diǎn)的大小，而第二大小可以是外部信號空間星座點(diǎn)或最外部信號空間星座點(diǎn)的大小。用于處理的裝置(107)可配置用于不同于屬于第二信號空間星座點(diǎn)子集的信號空間星座點(diǎn)相關(guān)的誤差信號值來處理與屬于第一信號空間星座點(diǎn)子集的信號空間星座點(diǎn)相關(guān)的初步誤差信號值。
此外，用于處理的裝置107可配置用于僅在當(dāng)某個信號空間星座點(diǎn)屬于第一信號空間星座點(diǎn)子集時處理與譜值所被分配給的副載波相關(guān)的初步誤差信號值，以及用于在當(dāng)某個信號空間星座點(diǎn)屬于第二信號空間星座點(diǎn)子集時提供初步誤差信號值作為誤差信號值。換言之，用于處理的裝置107維持與未改變的第二信號空間星座點(diǎn)子集相關(guān)的初步誤差信號值。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，只有與第二大小相關(guān)的信號空間星座點(diǎn)被處理，而與第一大小相關(guān)的信號空間星座點(diǎn)保持不變。
用于處理的裝置107可包括限幅器，用于限制初步誤差信號值的幅度。其中該限幅器可配置用于根據(jù)調(diào)制方案限制初步誤差信號值的幅度。具體來說，限幅器可配置用于當(dāng)對不同副載波或?qū)Σ煌陛d波集合使用不同調(diào)制/映射方案時對不同副載波應(yīng)用不同的限幅方案。例如，與另一副載波相關(guān)的另一譜值是從根據(jù)另一調(diào)制方案向另一信號空間星座點(diǎn)分配另一數(shù)量的信息值產(chǎn)生的，其中另一初步誤差信號值與該另一副載波相關(guān)。限幅器可配置用于根據(jù)調(diào)制方案分別限制初步誤差信號的大小，以及根據(jù)該另一調(diào)制方案分別限制另一初步誤差信號的大小。
例如，限幅器被配置用于將初步誤差信號值的大小削平，和/或?qū)⒘硪怀醪秸`差信號值的大小削平。
根據(jù)本發(fā)明另一方面，該用于生成誤差信號的創(chuàng)造性設(shè)備還包括用于根據(jù)信道狀態(tài)信息確定預(yù)定值范圍，或等效地確定預(yù)定區(qū)域的裝置。例如，該信道狀態(tài)信息可以與從接收機(jī)等的非0速度產(chǎn)生的當(dāng)前信道衰減或信道變化有關(guān)。由于通信信道可能隨時改變，用于確定該預(yù)定值范圍的裝置可被配置用于根據(jù)變化的信道狀態(tài)，例如根據(jù)變化的信道衰減、信噪比、信道延遲或其它信道特性自適應(yīng)地確定該預(yù)定值范圍。
該用于處理的裝置還被構(gòu)成用于根據(jù)預(yù)定約束改變初步誤差信號值。該預(yù)定約束可以是例如預(yù)定值范圍(或預(yù)定區(qū)域)、或與發(fā)射信號的可接收版本的檢測相關(guān)的預(yù)定比特差錯率、或當(dāng)前信道狀態(tài)條件或服務(wù)質(zhì)量需求，例如可用帶寬、或發(fā)射機(jī)的傳輸功率。
再次參考圖1的實(shí)施例，為了獲得失真信號，用于失真的裝置103可包括用于限制輸入信號的幅度以獲得初步受限的輸入信號的失真部件，以及用于以加權(quán)因子加權(quán)初步信號以便增大初步失真信號的能量來獲得具有增大的能量的失真信號的加權(quán)部件。這種情形對應(yīng)于增大信號空間域中的對應(yīng)信號空間星座點(diǎn)的大小以便補(bǔ)償與失真相關(guān)的能量損耗，例如限幅。限幅部件可用于削平輸入信號的幅度。加權(quán)部件可包括用于使用加權(quán)因子乘初步失真信號的乘法器。之后將詳細(xì)討論這一問題。
為了計算將提供給用于處理的裝置107的初步誤差信號，用于計算的裝置105可包括用于計算輸入信號和失真信號之間的差的減法器。該差值可以在時域或頻域中計算。例如，用于計算的裝置105包括時間-頻率變換器，用于對該差值進(jìn)行時間-頻率變換以獲得頻域中的初步誤差信號。因此，用于計算的裝置105可包括第一時間-頻率變換器，用于對失真信號進(jìn)行時間-頻率變換以獲得變換后的失真信號，以及第二時間-頻率變換器，用于對輸入信號進(jìn)行時間-頻率變換以獲得變換后的輸入信號，使得減法器被構(gòu)成用于計算變換后的輸入信號和變換后的失真信號之間(輸入信號的頻譜表示和失真信號的頻譜表示之間)的差，以便獲得頻域中的初步誤差信號。
另外，用于計算的裝置105可包括濾波器，以便提供濾波后的初步誤差信號作為初步誤差信號。
下面參考圖2b～2l描述與后向處理相關(guān)的創(chuàng)造性逆向擴(kuò)展方案有關(guān)的本發(fā)明的其它方面。
圖2b、2d和2f用圖形示出了如何將圖13中的ACE約束應(yīng)用于三個實(shí)例。這些點(diǎn)是誤差信號Ccl，而且每個點(diǎn)對應(yīng)于副載波上的誤差。ACE約束以與箭頭所示移動這些點(diǎn)以形成信號Cl，這些約束必須區(qū)分未失真的符號d0位于信號星座的哪一個角落。如果使用QAM而非QPSK調(diào)制，我們必須進(jìn)一步區(qū)分星座邊緣上的符號，這些符號具有例如圖2d中的約束，以及區(qū)分對應(yīng)于圖2f中的約束的星座的內(nèi)部的符號。
與此相反，圖2c、2e和2g示出了用于可選的創(chuàng)造性約束的實(shí)例。我們想首先考慮QPSK調(diào)制，其在2c中示出。對于該QPSK符號實(shí)例，該創(chuàng)造性的約束是通過兩個負(fù)擴(kuò)展區(qū)域(條紋區(qū)域)表示的，即擴(kuò)展向量Cl的元素的實(shí)部、或虛部或這兩部分可變成負(fù)的。對于其它三種可能的QPSK符號，一般而言，可相應(yīng)地使用逆向擴(kuò)展區(qū)域，它們可以是負(fù)的或正的。
逆向擴(kuò)展區(qū)域的一個影響是這些約束將引起較小的誤差，即(Ccl-Cc)H(Ccl-Cc)變得更小。這種較小的誤差是由相比圖2b中例如圖2c中的箭頭的較小長度表示的，圖2b示出了右上角落符號的常規(guī)擴(kuò)展(QPSK或QAM)。由于誤差較小，可以實(shí)現(xiàn)較好的峰值較小。此外，在連續(xù)迭代的情況下，可能出現(xiàn)前一迭代引起某些副載波上的過高擴(kuò)展。只有允許反向擴(kuò)展方向時，可以在以下的迭代中通過某種程度的后退一步來糾正。
后退的特征被稱為“反向擴(kuò)展”，參見例如B.S.Krongold和D.L.Jones的“PAR Reduction in OFDM via Acitive ConstellationExtension”，in Int.Conference on Acoustics，Speech and SignalProcessing，vol.4，April 2003，pp.525-528。然而，上述的參考文獻(xiàn)推測為引入反向擴(kuò)展將需要額外的FFT，而這在應(yīng)用本創(chuàng)造性技術(shù)時是不需要的。
接下來，我們想更進(jìn)一步的觀察QAM調(diào)制，例如16QAM。圖2e示出了如何處理副載波，副載波在星座的上邊緣發(fā)送QAM符號。允許提供一種通道，擴(kuò)展向量的元素在該通道中移動。在該實(shí)例中，該通道包含用于虛部的反向擴(kuò)展的帶條紋的區(qū)域，和用于實(shí)部的正向和反向擴(kuò)展的附加無條紋區(qū)域。然而，對于常規(guī)的ACE技術(shù)中，在本實(shí)施例中，只有虛部可以用于峰值減小，該創(chuàng)造性技術(shù)還允許實(shí)部對峰值減小作貢獻(xiàn)。對于圖2g中的內(nèi)部AQM符號而言，提供了一個小的擴(kuò)展區(qū)域，使得內(nèi)部符號也能用于峰值減小。
用于QAM調(diào)制的這兩個有利特性也可用于圓形噪聲整形技術(shù)。在此方面，本創(chuàng)造性技術(shù)的實(shí)現(xiàn)是圓形噪聲整形的一種可選方案。然而，本創(chuàng)造性技術(shù)的給定實(shí)例具有較低的計算復(fù)雜度。因?yàn)椴槐赜嬎銖?fù)數(shù)符號的幅度。
本創(chuàng)造性技術(shù)的參數(shù)是最大反向擴(kuò)展Cmax，如果Cmax＝0，則不可能有反向擴(kuò)展，這與改進(jìn)的ACE一致。對于Cmax＞0，允許反向擴(kuò)展直至由圖2c、圖2e和圖2g中的條紋區(qū)域指示的極限Cmax，圖2c示出了右上角符號(QPSK或QAM)的創(chuàng)造性擴(kuò)展，圖2e示出了上邊緣符號(僅QAM)的常規(guī)擴(kuò)展，而圖2g示出了上邊緣符號(僅QAM)的創(chuàng)造性擴(kuò)展。此外，圖2e和2g中的附加非反向擴(kuò)展也被相應(yīng)地選擇。如果Cmax選擇的太大，則這些約束不再有效，而且在接收機(jī)處的差錯率將降低。
下面描述本創(chuàng)造性方案的性能評估。該評估已經(jīng)在A.Saul的“Comparison between Recursive Clipping and Active ConstellationExtension for Peak Reduction in OFDM Systems”，in Proc.Int.Symp.on Wireless Personal Multimedia Communications，vol.1，October 2003，pp.37-41中實(shí)施。為了評估OOB輻射，在通過HPA失真后估計經(jīng)調(diào)制和峰值減小的信號的PSD(PSD＝功率譜密度)。此外，通過AWGN信道發(fā)送失真后的QPSK信號，而且測量在常規(guī)OFDM接收機(jī)的輸出端處的編碼的BER。對若干削波比重復(fù)這種測量。為了比較這些結(jié)果，在查看歸一化f/fs＝0.6以及在實(shí)現(xiàn)目標(biāo)BER所需的Eb/N0時查看PSD就足夠了，該目標(biāo)BER被選擇作為BER＝10-3。該系統(tǒng)參數(shù)可以在圖2h中找到。
在圖2i中可以找到用于在N＝1024個副載波上的QPSK傳輸?shù)男阅鼙容^。y軸表示歸一化頻率f/fs＝0.6時的PSD，而x軸表示在目標(biāo)BER＝10-3的條件下相對于未失真?zhèn)鬏數(shù)膿p耗ΔEb/N0。該所有曲線都相交的該圖的左上角對應(yīng)于CR＝12dB的最高削波比。在隨后的對較低PSD和較高損耗Eb/N0的曲線中，削波比降低。
在圖2i中，“一般化ACE，小擴(kuò)展”是用于Cmax≈0.0110E{dHd}]]>的創(chuàng)造性技術(shù)，而“一般化ACE，大擴(kuò)展”是用于Cmax≈0.0442E{dHd}]]>的創(chuàng)造性技術(shù)?？梢钥闯?，對于PSD小于-7dBc，該創(chuàng)造性技術(shù)顯然優(yōu)于所有研究過的常規(guī)技術(shù)。參數(shù)Cmax可用于使該技術(shù)適用于所需的帶外輻射。
在圖2g中，研究用于16QAM映射的性能。在此，“一般化ACE，小擴(kuò)展”是用于Cmax≈0.0037E{dHd}]]>的創(chuàng)造性技術(shù)，而“一般化ACE，大擴(kuò)展”是用于Cmax≈0.0200E{dHd}]]>的創(chuàng)造性技術(shù)。對于大部分PSD，具有大擴(kuò)展的創(chuàng)造性技術(shù)的執(zhí)行優(yōu)于在所選擇的方案中的所有其它被研究的技術(shù)。對于PSD＞-50dBc的弱PSD需求，具有小擴(kuò)展的創(chuàng)造性技術(shù)似乎具有稍微的優(yōu)勢。PSD＜-76dBc的區(qū)域可能被不同參數(shù)Cmax的創(chuàng)造性技術(shù)覆蓋。然而，由于Eb/N0的強(qiáng)烈減小這將具有較小的相關(guān)性。
對于許多優(yōu)化技術(shù)而言，無法在一個步驟中找到最佳值，取而代之的是，該最佳值可能從起始點(diǎn)開始逐步找到，其中要執(zhí)行多個步驟。如果這些步驟之一超過了最佳值，則必須回退一步。ACE技術(shù)也是這樣的一種優(yōu)化技術(shù)，其能減小峰值。這些接點(diǎn)、回退被稱為反向擴(kuò)展。該起始點(diǎn)是原始信號，優(yōu)化目標(biāo)是峰值減小的信號。每一步是該“誤差信號”其在ACE的情況下也稱為擴(kuò)展信號。與不應(yīng)用反向擴(kuò)展的現(xiàn)有技術(shù)ACE方案相反的是，本發(fā)明在ACE的情形下提供了的反向擴(kuò)展的概念。這種概念在圖2k中論證，圖2k示出了原始信號的FFT、削波信號的FFT、可能的加權(quán)削波后的信號的FFT、初步誤差信號的FFT、以及比例放大的初步誤差信號的FFT。
應(yīng)指出，信號可包含4個交疊云，其中僅通過舉例，只考慮對應(yīng)于右上象限的副載波。
圖2k還示出了限制誤差信號的分布，以及僅通過舉例示出了限制誤差信號的4個表示α、β、γ和δ。另外，圖2k示出了最終誤差信號的FFT，其是上圖中所示的誤差信號的縮放版。在圖2k中示出了峰值減小后的信號的FFT，其中僅通過舉例考慮右上象限。
上面的圖是在第一迭代步驟中獲得的，下面在圖21中所示的圖是僅通過舉例有關(guān)第二迭代步驟的。尤其是，圖21示出了比例放大的初步誤差信號的FFT。另外，圖21示出了限制誤差信號，其中指示了γ的前一位置。另外，還描繪了最終誤差信號(上述的限制誤差信號的縮放版本)的FFT。最后，圖21示出了峰值減小信號的FFT，其中明確描繪了非反向擴(kuò)展和反向擴(kuò)展。
類似的考慮不僅僅通過舉例應(yīng)用于圖2k和圖21中考慮的QPSK情形，而且應(yīng)用于多種不同的關(guān)系模式，例如，16QAM。
上面已經(jīng)提到，常規(guī)削波技術(shù)考慮由于削波噪聲導(dǎo)致的ACI為白色和高斯分布?？傊湓噲D最小化干擾功率。然而，根據(jù)本發(fā)明遵循一種不同的方案。例如，可以研究在接收機(jī)不作改進(jìn)的條件下哪一種干擾分布是所期望的。
僅通過舉例設(shè)想通過AWGN(AWGM＝加性高斯白噪聲)信道的N個副載波上的未編碼多載波傳輸。下面，索引符號(’)代表變量的實(shí)部，而雙符號(”)代表虛部。首先，考慮只有一個副載波的信號，使得為記號簡便起見在公式中可以去掉用于副載波編號的索引n。
在所考慮的副載波上，復(fù)數(shù)QAM符號d＝d′+jd″，d′，d″∈R以以下能量發(fā)送E~s=d′2+d′′2]]>為了峰值減小，以下復(fù)數(shù)干擾項(xiàng)Δd＝Δd′+jΔd″，Δd′，Δd″∈R在發(fā)射機(jī)中被添加。干擾能量為ΔE~s=(d′+Δd′)2+(d′′+Δd′′)2-E~s]]>=Δd′2+Δd′′2+d′Δd′′+d′′Δd′]]>峰值減小的信號S＝d+Δd然后在疊加了具有功率2N0fs的噪聲NAWGN的等效基帶頻域AWGN信道上被發(fā)送。fs是系統(tǒng)的采樣率。如果信號應(yīng)該有，例如由HPA引起的，某種非線性失真，則接收機(jī)可以將其近似視為AWGN，而且其將包含在噪聲功率N0中。所接收的副載波R＝S+NAWGN然后在檢測器中進(jìn)行判決。
自然地，副載波上的比特差錯概率取決于信號星座。雖然可以對任何信號星座執(zhí)行以下的推導(dǎo)，通過舉例僅考慮以下的葛萊映射的(Gray-mapped)4QAM，其中實(shí)部發(fā)送該符號的第一比特而虛部發(fā)送符號的第二比特。因此，在此實(shí)施例中，信號空間星座點(diǎn)發(fā)送兩個比特。在此情況下，對于所發(fā)送的比特S′＝d′+Δd′，不檢測(判決)接收的比特R，的概率應(yīng)為pr(R′<0|S′=d′+Δd′)=∫-∞01πN0e-(R′-d′-Δd′)2N0dd]]>=12erfc(d′+Δd′)2N0]]>相應(yīng)的，如果S′＝-(d′+Δd′)已經(jīng)被發(fā)送。用于d′的比特差錯概率pb′和用于d″的比特差錯概率Pb″為P′b=12erfc(d′+Δd′)2N0,P′′b=12erfc(d′′+Δd′′)2N0]]>下面將考慮所有副載波，即利用索引n表示載波編號。如果每個副載波由項(xiàng)Δdn分配，則OFDM符號的總能量為Es=NEs~+Σn=0N-1ΔE~s.n]]>每個載波上的比特差錯概率為Pb.n=P′b.n+P′′b.n2]]>利用上述公式，總比特差錯概率為Pb=1NΣn-1NPb.n]]>=14NΣn=0N-1(erfcEsN0(d′n+Δd′n)2NE~s+Σn-0N-1ΔE~s.n+erfcEsN0(dn′′+Δdn′′)2NE~s+Σn=0N-1ΔE~s.n)]]>為了找到ICI的有利分布，優(yōu)選直觀化差錯概率Pb的相關(guān)性Δdn。為此，簡化這種方案是有用的。例如，在上述公式中出現(xiàn)的多個變量可以通過進(jìn)行僅允許單個副載波上的ICI近似來減少，即對除1以外的所有副載波Δdn＝0。通過這樣做，可以獲得具有一個分布載波的OFDM的以下比特差錯概率
Pb=12N(12erfcEsN0(d′+Δd′)2N0NE~s+ΔE~s+12erfcEsN0(d′′+Δd′′)2NE~s+ΔE~s]]>+(N-1)erfcEsN0E~sNE~s+ΔE~s)]]>圖3a示出了對于N＝1024個副載波和發(fā)送的QPSK符號WLOGd＝(1+j)/的Eb/N0＝10dB的上述公式的圖形表示。未失真的QPSK符號的位置Δdn＝0是用*號標(biāo)記的。換言之，比特差錯概率的輪廓曲線確定了與所產(chǎn)生的比特差錯概率相關(guān)的信號空間域中的面積(區(qū)域)。
在圖3b和3c中，Eb/N0＝5dB和Eb/N0＝0dB分別被用作參數(shù)。
圖3d示出了對于較大比例的Eb/N0＝10dB，即對于較高失真度Δd，與圖3a相同的曲線。這些輪廓線顯示了相同比特差錯概率的位置，x軸和y軸分別表示失真的QPSK符號的實(shí)部d′+Δd′和虛部d″+Δd″。
為了找到上面討論的輪廓圖的解釋，應(yīng)當(dāng)考慮失真度Δd在差錯率上具有的兩種相反效果。一方面，如果對應(yīng)于QPSK符號的4QAM符號接近判決邊界，則這種特定副載波的錯誤判決的概率增大。另一方面，對于失真的副載波所消耗的能量可能變小，使得所有其它副載波以稍多的能量發(fā)射，以便滿足給定的Es/N0，而且其它副載波的差錯概率增大。對于失真Δd偏離判決邊界的情形可以進(jìn)行類似的論證。在此情況下，受影響的副載波的差錯概率降低，而其它副載波的差錯概率變得稍差。
如果信道噪聲功率弱，這種情形在圖3借助舉例進(jìn)行了描繪，則對于失真的副載波的增大的比特差錯概率的效果支配著總的差錯率。因此，避免副載波過于接近判決邊界很有利。另一方面，如果需要以低Es/N0進(jìn)行發(fā)射，對于失真的副載波不浪費(fèi)太多能量 也很重要，這在例如圖3c中示出，而且失真的更為圓形的分布是有利的。如圖3d所示，即使對于相對高的Es/N0，對于失真Δd也有一個限制。
該創(chuàng)造性的峰值減小技術(shù)利用了以下事實(shí)，即通過使所有失真的副載波(近似)位于由圖3a-3d所示的曲線所確定的區(qū)域之上或之內(nèi)的方式可以整形ICI。同時可以限制接收機(jī)的比特差錯率的惡化。
下面將詳細(xì)考慮上面提到的有源星座擴(kuò)展技術(shù)。
如圖13所示，從未削波信號xl中減去削波信號xcl以形成削波后的信號部分Cct=xt-xct]]>經(jīng)系數(shù)1過采樣信號的削波信號部分被變換到頻域，同時被濾波。這是通過乘以尺寸NxNL的傅立葉矩陣實(shí)施的，該矩陣具有以下元素Fm,nz=Δe-12km,nN]]>借此，獲得以下向量Cct=Fm,nzCCt]]>其包含了頻域中的濾波、削波后的信號部分。
如上面已經(jīng)提到，也可以在頻域中執(zhí)行減法，在此使用兩個FFT和濾波器模塊以分別變換削波信號Xct=Fm,nzXct]]>和未削波信號Xt=Fm,nzXt]]>下面假設(shè)創(chuàng)造性的加權(quán)因子wl為1，其中1代表輸入信號的編號，即輸入信號是第1個輸入信號。在頻域中獲得以下結(jié)果Cct=Xt-Xct]]>圖4a和4b示出了對于8dB和0dB(一個QPSK符號)的削波比，與削波信號Xc0相關(guān)的信號空間星座點(diǎn)?？梢钥闯?，為了得到高的削波比，可以在用于峰值減小的區(qū)域401內(nèi)找到一對副載波(外部角落中的點(diǎn))。與此相反，為了獲得低削波比，大部分副載波對應(yīng)于未被許可的擴(kuò)展方向。根據(jù)已知的ACE算法，所有不可接受的擴(kuò)展方向都被設(shè)置為0，因此對峰值減小沒做出貢獻(xiàn)。具體來說，區(qū)域401中的副載波對峰值減小具有完全的貢獻(xiàn)。區(qū)域402中的副載波對峰值減小沒做出貢獻(xiàn)，區(qū)域403中的副載波僅對峰值的虛部減小做出貢獻(xiàn)，因?yàn)閿U(kuò)展向量的實(shí)部將被設(shè)置為0。區(qū)域404中的副載波僅對實(shí)部做出貢獻(xiàn)，因?yàn)樵摂U(kuò)展的虛部將被設(shè)置為0。
然而，如果應(yīng)當(dāng)實(shí)現(xiàn)低的OOB輻射，則期望較低的削波。結(jié)果，已知的ACE技術(shù)無法實(shí)現(xiàn)非常低的OOB輻射。
從圖4b可以看出，與低削波比相關(guān)的問題的原因是削波和濾波后的信號的功率減小。為了補(bǔ)償功率損失，引入了該創(chuàng)造性的加權(quán)因子wl。該加權(quán)因子可用于補(bǔ)償功率損失Ccl=xl-w(l)xcl]]>該創(chuàng)造性加權(quán)因子的可選解釋是削波信號部分ccl(失真信號部分)應(yīng)變得與xc不相關(guān)，即E{ctlxlH}=0]]>對于非0相關(guān)值，擴(kuò)展向量μ(l)cl被具有高峰值的原始符號xu偏置。因此，該偏置也具有未被減小的高峰值。
對于不相關(guān)副載波的高編號N，輸入向量xl至少對于第一迭代是高斯隨機(jī)過程。此外E{xl}＝0于是，削波信號可以被表示為xcl=α(l)xl+ncl]]>其中ncl是噪聲分量，α(l)是取決于削波比和xl的靜態(tài)性能的常量。ncl與xl無關(guān)，即E{nclxlH}=0]]>利用上述公式，可以獲得以下的相關(guān)E{nclxlH}=(1-α(l))E{xlxlH}]]>如果α(l)＝1，則該項(xiàng)只能為0。為了實(shí)現(xiàn)這種特性，可以如下選擇加權(quán)因子wl=1α(l)]]>換言之，上述加權(quán)因子被選擇使得削波信號部分和輸入信號變得不相關(guān)。
優(yōu)選補(bǔ)償功率損失的加權(quán)因子的另一選擇是
w1l=XlHXlXclHXcl=LNxlHxlXclHXcl]]>其中Xl代表第1個輸入信號，Xcl代表輸入信號的第1個失真部分，它們都屬于頻域。此外，xl代表時域中的第1個輸入信號。算子H表示轉(zhuǎn)置和共軛。
為了確定上述加權(quán)因子，對于每個迭代需要一個另外的FFT以便確定Xcl。
這對應(yīng)于相對于傅立葉變換操作增加大約50％的計算復(fù)雜度。為了避免額外的復(fù)雜度，可以忽略由于濾波操作導(dǎo)致的功率損耗。在此情況下，可以在時域如下計算加權(quán)因子w2l=xlHxlxclHXcl]]>由于濾波，期望的功率損耗為E{wl(1)}(l)E{w2(1)}(l)=LNE{xclHxcl}E{XclHXcl}]]>因此，加權(quán)因子w3l=E{w1(l)}(l)E{w2(l)(l)=LNE{xclHxcl}xlHxlE{XclHXcl}xclHxxl]]>對相同的計算成本接近上面對于w1l的表達(dá)式。在上面的公式中，xc代表輸入信號的失真(例如，削波)部分。
當(dāng)從以下公式計算上述的能量比的期望值而非計算對于每個符號的加權(quán)因子時，可能實(shí)現(xiàn)計算復(fù)雜度的進(jìn)一步降低w4l=E{w1l}(l)=LNE{xlHxl}(l)E{XclHXcl}(l)]]>對于每個低的削波比，可以通過引入例如常量因子kl來增大上述的加權(quán)因子w5l=klw1.2.3.4l]]>利用另外的常量因子kl＞1，另外的副載波可以用于峰值減小，而且對于kl＜1可以使用較少的副載波。kl的最佳值分別取決于所選擇的削波比和目標(biāo)PSD。此外，可以根據(jù)迭代數(shù)1選擇加權(quán)因子。
另外，頻域信號可以被濾波，而且時域信號可以被過采樣。僅僅對于過采樣率L＝1的特殊情況過采樣和濾波才是不必要的。
根據(jù)另一方面，本發(fā)明提供了一種用于從輸入信號生成發(fā)射信號的設(shè)備。其中輸入信號包括由于多載波調(diào)制方案從多個頻率信號的疊加產(chǎn)生的幅度峰值。該設(shè)備可包括上面已經(jīng)描述的從輸入信號生成誤差信號的設(shè)備，用于處理誤差信號以獲得處理后的誤差信號的處理器，以及用于組合處理后的誤差信號與輸入信號以獲得具有減小的幅度峰值的發(fā)射信號的合路器。
圖5示出了根據(jù)本發(fā)明的第一個實(shí)施例用于生成發(fā)射信號的設(shè)備。
與圖13所示的設(shè)備相反的是，圖5的設(shè)備包括在削波部件1607的輸出端和減法器1605的輸入端之間耦合的乘法器501。乘法器501還包括另外的輸入端503。
如圖5所示，乘法器501被形成用于加權(quán)輸入信號的失真部分，該失真部分由削波部件1607提供。加權(quán)因子是通過乘法器501的該另外的輸入端503提供的，而且可以如上面解釋的那樣被預(yù)先存儲或預(yù)先計算。減法器1605通過從經(jīng)輸入端1601提供的輸入信號中減去加權(quán)的失真部分(失真信號)提供時域中的誤差信號。削波部件1607對應(yīng)于前面提到的用于失真的裝置，乘法器501由用于加權(quán)的創(chuàng)造性裝置構(gòu)成，而減法器1605由該創(chuàng)造性的合路器構(gòu)成。
圖5所示的設(shè)備被形成用于生成時域中的誤差信號。該誤差信號然后被FFT 1605變換以及濾波，以便獲得頻域中的誤差信號。如上面已經(jīng)提到，當(dāng)失真信號和輸入信號二者在計算差值之前在頻域中被變換時，可以直接在頻域中提供該誤差信號。
屬于時域信號的發(fā)射信號通過加法器1613的輸出端提供，其中加法器1613是用于將由乘法器1619提供的處理后誤差信號與用于獲得發(fā)射信號的輸入信號組合的合路器的實(shí)施例，其在下文中通過脈沖整形器1623整形。
應(yīng)指出，該創(chuàng)造性的處理器還可包括部件1609、1611、1613、1617、1619和1623。
圖6示出了根據(jù)本發(fā)明另外的實(shí)施例用于生成誤差信號的設(shè)備的實(shí)施例。
與圖5所示的設(shè)備不同的是，圖6的設(shè)備包括在限幅部件1607和乘法器501之間耦合的第一FFT 601。另外，該設(shè)備包括在由此提供輸入信號的設(shè)備的輸入端605和減法器1605之間耦合的第二FFT603。
第一FFT 601被形成用于將由限制部件1607提供的輸入信號的失真部分變換到頻域。僅通過舉例的方式，限制部件1607被形成用于幅度削波。因此，第二FFT 603被形成用于將輸入信號變換到頻域。如圖6所示，乘法器501被形成用于將由限幅部件1607提供的(例如，限幅的)失真部分的頻譜表示的值乘以加權(quán)因子。第一和第二FFT還可執(zhí)行濾波。
乘法器501提供了頻域中的失真信號，其中其對應(yīng)于譜值的系數(shù)由相同的加權(quán)因子加權(quán)。減法器1605被形成用于通過從由FFT 603提供的輸入信號的頻譜表示中減去頻域中的失真信號來直接在頻域中提供誤差信號。
上面已經(jīng)解釋了削波噪聲的分布對BER有影響。圖14b所示的現(xiàn)有技術(shù)ACE技術(shù)的分布大致對應(yīng)于圖3a所示的用于相對較高的Eb/N0的理論分布。另一方面，如果噪聲功率相對于兩個符號之間的最小距離變得較強(qiáng)，例如，如果使用了16QAM調(diào)制或更高調(diào)制，類似于圖3b和3c所示的噪聲分布的不同噪聲分布可以導(dǎo)致更佳性能。此外，如果所需的OOB輻射非常低，則削波比必須選擇得很低，因此，削波噪聲功率相當(dāng)?shù)母?。因此，圖3d所繪的直角噪聲分布不是最佳選擇。因此，本發(fā)明還提供了用于提供，例如最小化多載波信號的總差錯率的削波噪聲分布。
圖7示出了根據(jù)本發(fā)明另外的實(shí)施例用于生成發(fā)射信號的設(shè)備。
與圖5的實(shí)施例不同的是，圖7所示的設(shè)備包括用于處理由FFT1615提供的初步誤差信號以獲得誤差信號的裝置701。由創(chuàng)造性的處理器構(gòu)成的用于處理的裝置701在FFT 1615和IFFT 1617之間耦合。換言之，裝置701替代了ACE限制模塊1609。
用于處理的裝置701被形成用于改變來自由FFT 1615提供的初步誤差信號值的集合中的初步誤差信號值，以便獲得頻域中的誤差信號。該誤差信號然后由IFFT 1617變換到時域。如圖7所示，用于處理的裝置701可操作用于削波初步誤差信號值的幅度。用于處理的裝置可配置用于改變該初步誤差信號，使得該信號，例如多載波信號，的總差錯率得以減小。例如，該(復(fù)數(shù))誤差信號值可以位于預(yù)定值集合內(nèi)。舉例來說，該預(yù)定值集合可以從一個預(yù)定值范圍獲得。
例如，用于處理的裝置可被配置用于改變初步誤差信號值，使得該誤差信號值在一個預(yù)定值范圍內(nèi)，舉例來說，其中該預(yù)定值范圍可以從計算圖3a-3d所示的誤差概率中獲得。
與圖5所示的實(shí)施例相比，頻域中的ACE約束通過處理頻域中的初步誤差信號值來替代。例如，頻域中的ACE約束通過削波頻域中的削波信號部分替代，其中削波信號部分對應(yīng)于初步誤差信號。該實(shí)例有效地限制了每個副載波之上的削波噪聲功率。所產(chǎn)生的在加法器1613的輸出端的信號空間星座點(diǎn)的分布，即在組合了由乘法器1619提供的時域中的誤差信號版本與輸入信號之后，是圓形的。
圖8a示出了對于QPSK影射(調(diào)制)的情形，在用等于0dB的削波比的削波技術(shù)之后所產(chǎn)生的信號空間星座。如圖8所示，用于處理的裝置通過限制幅度改變初步誤差信號值使得在信號空間域產(chǎn)生圓形分布。然而，該分布可以是矩形的或具有由上面提到的誤差概率曲線確定的形狀。
圖8b、8c、8d和8e還示出了對于較高階QAM，例如，64QAM，的信號空間星座，其中該分布具有直角形狀或圓的一段的形狀。
相比直角分布，例如圓形分布的另一優(yōu)勢是，在確定良好的失真向量xl-s0的迭代過程期間，可能在某些副載波上后退，如果先前的迭代導(dǎo)致對于最佳地抵消峰值而言過大的失真項(xiàng)。后退意味著失真的QAM(QPSK)符號自動接近信號平面(信號空間域)中的非失真位置而且|Δd|減小。此外，所有的副載波都可用于峰值減小。僅通過舉例來說，這是利用具有16QAM或更高級星座的常規(guī)ACE方案不可能實(shí)現(xiàn)的。
一般而言，通過用其他約束替代ACE約束可以實(shí)現(xiàn)除了削波噪聲的圓形分布。例如，圓形星座可用于16QAM或更高階映射的內(nèi)部符號，而且有規(guī)律的ACE約束可用于外部符號。在此上下文中，術(shù)語“內(nèi)部符號”是指與該影射方案所使用的信號空間星座點(diǎn)之中與最小幅度相關(guān)的信號空間星座點(diǎn)。因此，術(shù)語“外部符號”是指幅度大于內(nèi)部符號的幅度的信號空間星座點(diǎn)。
此外，矩形星座可用于削波噪聲。通過單獨(dú)削波該削波噪聲的實(shí)部和虛部，矩形星座可以以比圓形星座更低的計算復(fù)雜度實(shí)現(xiàn)。一般而言，通過分別單獨(dú)處理初步誤差信號值的實(shí)部和虛部可以實(shí)現(xiàn)不同于圓形星座的星座。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，可以使用對于每個副載波的不同約束。特別是在調(diào)制方案(映射方案)隨時間和/或頻率改變的自適應(yīng)調(diào)制的情況下，可以選擇根據(jù)信號映射用于削波初步誤差信號值Ccl的削波級別(例如，在圓形分布的情況下)，例如，對于16QAM的副載波利用較低削波級別和利用對于QPSK的副載波可能更高的不同削波級別。然而，初步誤差信號值可以被特別處理，使得可以實(shí)現(xiàn)不同的分布。
自然地，這包括對于未使用的副載波不進(jìn)行削波噪聲限制的情形。
此外，可以相對于信道狀態(tài)信息(CSI)、服務(wù)質(zhì)量(QOS)需求，例如，目標(biāo)BER，相對于其他標(biāo)準(zhǔn)或標(biāo)準(zhǔn)的組合，執(zhí)行該自適應(yīng)。其中一種這樣的標(biāo)準(zhǔn)是例如，可用的帶寬或時延。
本創(chuàng)造性的、改進(jìn)的ACE技術(shù)和本創(chuàng)造性的削波技術(shù)的性能已經(jīng)與上面描述的三種常規(guī)削波技術(shù)進(jìn)行了比較。該性能比較已經(jīng)通過在A.Saul的“Analysis of Peak Reduction in OFDM Systems Based onRecursive Clipping”，in Proc.Int.OFDM-Workshop，vol.1，September2003，p.103-107以及在A.Saul的“Comparison between RecursiveClipping and Active Constellation Extension for Peak Reduction inOFDM Systems”，in Proc.Int.Symp.On Wireless PersonalMultimedia Communications，vol.1，October 2003，p.37-41中描述的方式執(zhí)行。
因此，該傳輸系統(tǒng)的等效數(shù)字基帶模型被模擬，而且執(zhí)行兩種測量以便研究對OOB輻射和ICI的影響。
為了評估OOB輻射，在通過HPA失真后估計調(diào)制后和峰值減小后的信號的PSD。此外，失真新號通過AWGN信道傳輸，而且測量在常規(guī)OFDM接收機(jī)的輸出端處的未編碼BER。對若干削波比重復(fù)這種測量。為比較結(jié)果，考慮歸一化頻率f/fs＝0.6處的PSD，以及考慮實(shí)現(xiàn)例如10-3或10-4的目標(biāo)BER所需的Eb/N0就足夠了。
如下選擇系統(tǒng)參數(shù)。傳輸機(jī)制是使用副載波數(shù)目N＝1024的OFDM。符號映射其中沒有信道編碼的QPSK、16QAM和64QAM。信道被假設(shè)為AWGN信道，其中過采樣率(削波)等于2。放大器模型是根據(jù)Rapp’s SSPA選擇的(P＝10)。輸出補(bǔ)償是OBO＝6dB。保護(hù)間隔等于11.1％，而跌落因子為11.1％。失配等于0.4dB，其中目標(biāo)比特差錯率為10-3和10-4。歸一化頻率為f/fs＝0.6，而削波比為CR＝0dB...12dB。
上述對于模擬所選擇的參數(shù)對于所有削波技術(shù)都是通用的。此外，對于迭代削波，已經(jīng)選擇了兩次迭代，其被認(rèn)為對所考慮的方案是最佳的。對于ACE和改進(jìn)的ACE，已經(jīng)使用了多達(dá)3次的迭代，附加的迭代將對低PSD引入較小的性能改善。對于由本創(chuàng)造性的用于處理的裝置所執(zhí)行的創(chuàng)造性的削波技術(shù)，已經(jīng)為QPSK映射選擇了多達(dá)3次的迭代。對于16QAM和64QAM映射，由于在兩次迭代以后已經(jīng)實(shí)現(xiàn)了大部分的性能改善，因此只使用兩次迭代。
所有技術(shù)的計算復(fù)雜度主要由FFT的數(shù)目決定，使得FFT的數(shù)-量可能是迭代數(shù)量的兩倍。無迭代削波對應(yīng)于在此方面的一個迭代。一個迭代意味著不重復(fù)峰值減小過程。
圖9示出了對于QPSK傳輸和10-3的目標(biāo)BER的性能比較。y軸示出了在歸一化頻率f/fs＝0.6的PSD，而x軸示出了在目標(biāo)BER＝10-3的條件下相對于非失真?zhèn)鬏數(shù)膿p耗ΔEb/N0。所有曲線都相交的該圖的左上角對應(yīng)于最高削波比CR＝12dB。當(dāng)隨曲線到達(dá)較低的PSD和Ccl中的較高損耗時，削波比降低。
總而言之，可以看出，常規(guī)ACE技術(shù)實(shí)現(xiàn)了大約-62dB的最低PSD，其比在這點(diǎn)處的遞歸削波具有稍好的性能。本創(chuàng)造性的改進(jìn)的ACE技術(shù)在PSD＝-62dB實(shí)現(xiàn)了稍好的性能，而且實(shí)現(xiàn)了高達(dá)PSD＝-70dB，相比迭代削波具有更好的性能。在PSD＝-70dB和PSD＝-77dB之間，遞歸削波技術(shù)具有最佳性能。特別是在PSD小于-77dB的情況下，本創(chuàng)造性的削波技術(shù)以ΔEb/N0＞1.8dB的損耗優(yōu)于所有其它技術(shù)。
對于較低的目標(biāo)BER＝10-4，如圖9b所示，本創(chuàng)造性的改進(jìn)的ACE技術(shù)和本創(chuàng)造性的削波技術(shù)的執(zhí)行好于所有經(jīng)研究的常規(guī)技術(shù)。當(dāng)對于某個削波比可以實(shí)現(xiàn)同樣的OOB輻射時，遞歸和非遞歸削波技術(shù)在Eb/N0分別比ACE技術(shù)和與誤差信號的整形相關(guān)的本創(chuàng)造性的削波技術(shù)在Eb/N0經(jīng)歷更強(qiáng)的惡化，在此分別對于低PSD和高PSD需求削波噪聲分布是優(yōu)化的。
圖9c示出了對于16QAM傳輸和目標(biāo)BER＝10-3的比較。ACE技術(shù)無法實(shí)現(xiàn)更高的性能，因?yàn)橹挥幸恍└陛d波可用于峰值減小。此外，符號之間的較小的最小距離使得削波噪聲的直角分布不那么有利。本創(chuàng)造性的削波技術(shù)在另一方面考慮了這個事實(shí)，并實(shí)現(xiàn)了例如比用于這種遞歸削波方案的次最佳技術(shù)對于PSD＝-85dB大約要好0.5dB的Eb/N0。
對于目標(biāo)BER＝10-4，本創(chuàng)造性的削波技術(shù)的性能改善更高，這在圖9e中得到證實(shí)。從研究的削波技術(shù)來看，它是唯一一個能夠即使在這些困難的情形下也能實(shí)現(xiàn)PSD＝-65dB或更小的技術(shù)。然而，所有這些研究的技術(shù)都經(jīng)受了Eb/N0中幾分貝的顯著損耗。此外，該創(chuàng)造性的改進(jìn)的ACE技術(shù)相比常規(guī)技術(shù)對于PSD＜-50dB有多達(dá)0.5dB的Eb/N0優(yōu)勢。
圖9e示出了64QAM傳輸方案的性能?？梢钥闯觯瑢τ谀繕?biāo)BER＝10-3，對于所有研究的技術(shù)在Eb/N0中都存在很強(qiáng)的惡化。雖然本創(chuàng)造性的削波技術(shù)比所有其它研究的技術(shù)具有較好性能，也只能實(shí)現(xiàn)PDS的少量減小。例如，對于PSD＝-45dB，即使對于本創(chuàng)造性的削波技術(shù)相比非失真?zhèn)鬏斎杂懈哂讦b/N0＝6dB的損耗。
圖9f示出了對于不同加權(quán)因子的性能比較，圖9g示出了對于以恒定加權(quán)因子加權(quán)的情形的性能比較，以及圖9h示出了取決于迭代數(shù)量的性能比較。
根據(jù)另一方面，誤差信號還可被進(jìn)一步處理以獲得發(fā)射信號。
圖10示出了根據(jù)本發(fā)明的另一實(shí)施例用于生成發(fā)射信號的設(shè)備的框圖。
數(shù)據(jù)符號源1500通過可選開關(guān)1001與執(zhí)行反向傅立葉變換和過采樣的IFFT 1617耦合。IFFT 1617的輸出端與用于失真的裝置1003耦合。用于失真的裝置1003可操作用于通過執(zhí)行例如削波操作使由IFFT 1617提供的時域信號失真。用于失真的裝置1003與用于處理的裝置1005耦合，其中用于處理的裝置1005的輸出端通過可選開關(guān)1007與可選脈沖整形塊1623耦合。此外，該設(shè)備包括從開關(guān)1007延伸道開關(guān)1001的反饋回路1009，使得可以執(zhí)行可選的迭代I＝I+1。
如圖10所示，用于處理的裝置1005被配置用于處理由用于在時域中失真的裝置1003提供的失真信號。用于處理的裝置1005可配置用于整形該失真信號，使得在頻域產(chǎn)生例如圖8a-8e所示的創(chuàng)造性分布，例如圓形分布。該操作在時域中執(zhí)行。由用于處理的裝置1005提供的發(fā)射信號在時域可以由脈沖整形塊1623整形。
圖11示出了根據(jù)本發(fā)明另一個實(shí)施例用于生成發(fā)射信號的裝置的框圖。
與圖10中的設(shè)備不同的是，用于失真的裝置1003與被配置用于執(zhí)行例如快速傅立葉變換和濾波的FFT 1101耦合。FFT 1101與可操作用于在頻域處理，例如整形，由FFT 1101提供的失真信號的用于處理的裝置1103耦合。用于處理的裝置1103與被配置用于執(zhí)行例如反向快速傅立葉變換和過采樣的IFFT 1105耦合。由IFFT 1105提供的發(fā)射信號可以進(jìn)一步被脈沖整形。
圖11所示的設(shè)備在頻域?qū)崿F(xiàn)了創(chuàng)造性的星座，例如圖8a-8e所示的星座。
如圖10和11所繪，發(fā)射信號的生成可無需明確從輸入信號和失真信號之間的差值生成誤差信號，因?yàn)橹苯釉醋暂斎胄盘柕恼`差信號可用于生成該發(fā)射信號。在最簡單的情況下，信號處理鏈可包含數(shù)據(jù)源、IFFT和過采樣、失真(例如削波)，以便獲得期望的分布，其中可以實(shí)現(xiàn)除圖8a-8e中所示之外的其它分布。
本發(fā)明對于削波后的信號(一般為失真的信號部分)引入了加權(quán)因子，以便改善上面已經(jīng)論證的有源星座擴(kuò)展技術(shù)的性能。特別是，對于如何選擇加權(quán)因子提供了4種特定方式。此外，可以執(zhí)行對于每個副載波的削波噪聲的整形以便使多載波信號的總差錯率最小化。每個副載波的削波噪聲的整形可以對每個副載波都不同的特定形狀(特定的預(yù)定區(qū)域)來執(zhí)行。此外，上述的形狀可適應(yīng)于特定副載波上的調(diào)制字母表，適應(yīng)于信道狀態(tài)信息(CSI)或服務(wù)質(zhì)量(QoS)，即目標(biāo)差錯率，以及適應(yīng)于這三個概率的組合或其它需求。
此外，本發(fā)明提供了一種用于通過限制噪聲功率(即，每個副載波的削波信號部分的功率)整形削波噪聲，即削波信號部分(失真部分)，的概念，這可能導(dǎo)致前面提到的圓形星座。此外，每個副載波的噪聲功率都可以通過削波頻域中的噪聲來限制。本創(chuàng)造性的削波技術(shù)可例如通過靈敏梯度計劃算法包括上述的加權(quán)因子、削波噪聲的整形、削波噪聲的加權(quán)，或包括通過遞歸信號處理的反復(fù)峰值減小。
本創(chuàng)造性的構(gòu)思對于低帶外輻射、較好的傳輸質(zhì)量、對于設(shè)計導(dǎo)致成本降低、空間減小和功耗降低的射頻部分的較低需求有所貢獻(xiàn)。與其它削波技術(shù)相比，本創(chuàng)造性的改進(jìn)特別是在限制性的頻譜罩，高的BER需求，以及對應(yīng)于大量副載波和大量信號映射點(diǎn)的高數(shù)據(jù)率，例如16QAM，的情形下付出。本創(chuàng)造性概念可用于無線無線電、寬帶接入系統(tǒng)、多載波系統(tǒng)、發(fā)射機(jī)設(shè)計、非線性、峰值功率減小、削波技術(shù)等的其它領(lǐng)域。
根據(jù)本發(fā)明，執(zhí)行了過采樣和濾波。優(yōu)選使用過采樣以便找到峰值，因?yàn)榇嬖谟谀M信號中的一些峰值如果不被過采樣將對于時間離散信號消失。通過過采樣，模擬信號被近似而且可以找到更多峰值。濾波器是來自過采樣的結(jié)果。如果沒有過采樣，例如由圖5中的削波塊1607執(zhí)行的動態(tài)范圍減小，將只會產(chǎn)生載波間干擾(ICI)。例用過采樣，動態(tài)范圍減小產(chǎn)生了ICI和帶外輻射，這些將被過濾。
此外，根據(jù)本創(chuàng)造性方法的某些實(shí)施需求，本創(chuàng)造性方法可以以硬件或軟件實(shí)現(xiàn)。該實(shí)現(xiàn)可以利用數(shù)字存儲介質(zhì)，特別是其上存儲有電子可讀控制信號的盤或CD來執(zhí)行，該數(shù)字存儲介質(zhì)可與可編程計算機(jī)系統(tǒng)協(xié)同使得執(zhí)行本創(chuàng)造性方法。一般而言，本發(fā)明因此為具有存儲在機(jī)器可讀載體上的程序代碼的計算機(jī)程序產(chǎn)品，該程序代碼被配置用于在當(dāng)該計算機(jī)程序產(chǎn)品運(yùn)行在計算機(jī)上時執(zhí)行本創(chuàng)造性方法。換言之，本創(chuàng)造性方法因此是計算機(jī)程序，其具有程序代碼，用于在當(dāng)該計算機(jī)程序運(yùn)行在計算機(jī)上時執(zhí)行本創(chuàng)造性方法。
權(quán)利要求
1.一種用于根據(jù)輸入信號生成誤差信號的設(shè)備，所述誤差信號將用于生成發(fā)射信號，所述設(shè)備包括用于將輸入信號失真以獲得失真信號的裝置(103)；用于計算代表輸入信號和失真信號之差或代表輸入信號的初步誤差信號的裝置(105)，其中初步誤差信號包括多個初步誤差信號值；用于處理所述初步誤差信號以獲得誤差信號的裝置(107)，其中所述用于處理的裝置(107)被配置用于改變初步誤差信號值以獲得不等于0的誤差信號值。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的設(shè)備，其中所述用于處理的裝置(107)被配置用于改變初步誤差信號值，使得所述誤差信號值在預(yù)定值范圍內(nèi)。
3.根據(jù)權(quán)利要求1或2的設(shè)備，其中所述輸入信號包括幅度峰值，而且所述誤差信號將與所述輸入信號組合以生成具有減小的幅度峰值的發(fā)射信號，其中所述用于處理的裝置(107)被配置用于改變初步誤差信號值，使得誤差信號值在預(yù)定范圍內(nèi)，以便增大在預(yù)定值范圍內(nèi)對幅度峰值減小做出貢獻(xiàn)的誤差信號值的數(shù)量，以及使得帶外輻射減小。
4.根據(jù)前述權(quán)利要求1-3中任何一項(xiàng)的設(shè)備，其中所述輸入信號包括幅度峰值，而且所述誤差信號將與所述輸入信號組合以生成具有減小的幅度峰值的發(fā)射信號，其中所述用于處理的裝置被配置用于改變初步誤差信號值，使得誤差信號值在預(yù)定值范圍內(nèi)，其中所述預(yù)定值范圍被選擇，使得所述預(yù)定值范圍內(nèi)的誤差信號值對發(fā)射信號中的幅度峰值做出貢獻(xiàn)，并且使得由于組合所述輸入信號和所述誤差信號導(dǎo)致的與發(fā)射信號的可接收版本的有錯檢測相關(guān)的差錯率減小。
5.根據(jù)權(quán)利要求2-4的設(shè)備，其中所述預(yù)定值范圍與信號空間域中的預(yù)定區(qū)域相關(guān)，其中所述用于處理的裝置(107)被配置用于改變所述初步誤差信號值的幅度或相位，使得所述誤差信號值具有定義信號空間域中的信號空間星座點(diǎn)的幅度或相位，所述信號空間星座點(diǎn)被布置在所述預(yù)定區(qū)域內(nèi)或在其邊界上。
6.根據(jù)權(quán)利要求5的設(shè)備，其中所述信號空間域中的預(yù)定區(qū)域是矩形、或圓形、或成直角、或是圓的一段。
7.根據(jù)權(quán)利要求5或6的設(shè)備，其中所述預(yù)定區(qū)域相對于信號空間域的原點(diǎn)是圓形，而且所述用于處理的裝置(107)包括用于限制初步誤差信號的幅度的限幅器，以獲得具有不超過所述預(yù)定區(qū)域的半徑的量值的誤差信號值。
8.根據(jù)權(quán)利要求5-7的設(shè)備，還包括用于確定所述信號空間域中的預(yù)定區(qū)域的裝置。
9.根據(jù)權(quán)利要求8的設(shè)備，其中所述輸入信號包括幅度峰值，其中所述誤差信號將與所述輸入信號組合以生成具有減小的幅度峰值的發(fā)射信號，而且所述用于確定預(yù)定區(qū)域的裝置被配置用于確定所述預(yù)定區(qū)域，使得與所述預(yù)定區(qū)域內(nèi)或其邊界上的所述信號空間星座點(diǎn)相關(guān)的誤差信號值對于幅度峰值減小做出貢獻(xiàn)，并且使得由于組合所述輸入信號和所述誤差信號導(dǎo)致的與發(fā)射信號的可接收版本的有錯檢測相關(guān)的差錯率最小。
10.根據(jù)權(quán)利要求9的設(shè)備，其中所述輸入信號是多載波信號，其中所述輸入信號的頻譜表示包括被分配給副載波集合的譜值集合，其中所述譜值集合中的譜值是從根據(jù)調(diào)制方案將某個數(shù)量的信息值分配給某個信號空間星座點(diǎn)產(chǎn)生的，其中所述用于確定所述預(yù)定區(qū)域的裝置被配置用于根據(jù)與所述調(diào)制方案相關(guān)的誤差概率確定所述預(yù)定區(qū)域。
11.根據(jù)權(quán)利要求10的設(shè)備，其中所述譜值集合中的另外譜值是從根據(jù)另外調(diào)制方案將另外數(shù)量的信息值分配給另外某個信號空間星座點(diǎn)產(chǎn)生的，其中所述用于確定預(yù)定區(qū)域的裝置被配置用于根據(jù)與所述另外調(diào)制方案相關(guān)的另外比特差錯概率，確定另外預(yù)定區(qū)域。
12.根據(jù)權(quán)利要求11的設(shè)備，其中所述調(diào)制方案或所述另外調(diào)制方案屬于正交幅度調(diào)制(QAM)、或相移鍵控(PSK)、或四相相移鍵控(QPSK)或幅移鍵控(ASK)。
13.根據(jù)權(quán)利要求11或12的設(shè)備，其中初步誤差信號值被分配給所述譜值被分配到的載波，而且所述另外初步誤差信號值被分配給所述另外譜值被分配到的另外副載波，其中所述用于處理的裝置(107)被配置用于處理初步誤差信號值的量值和相位，以獲得與所述預(yù)定區(qū)域內(nèi)或其邊界上的信號空間星座點(diǎn)相關(guān)的誤差信號值，或者所述用于處理的裝置(107)可操作地用于處理所述另外初步誤差信號值的量值或相位，以獲得與所述另外預(yù)定區(qū)域內(nèi)或其邊界上的另外信號空間星座點(diǎn)相關(guān)的另外誤差信號值。
14.根據(jù)權(quán)利要求10-13的設(shè)備，其中所述調(diào)制方案包括信息值可分配的信號空間星座點(diǎn)的集合，其中在所述信號空間星座點(diǎn)集合的信號空間星座點(diǎn)的第一子集與第一量值相關(guān)，且所述信號空間星座點(diǎn)的第二子集與大于第一量值的第二量值相關(guān)，其中所述初步誤差信號值與所述譜值被分配給的副載波相關(guān)，其中所述用于處理的裝置(107)被配置用于不同于與屬于信號空間星座點(diǎn)的第二子集的信號空間星座點(diǎn)相關(guān)的誤差信號值，處理與屬于信號空間星座點(diǎn)的第一子集的信號空間星座點(diǎn)相關(guān)的初步誤差信號值。
15.根據(jù)前述權(quán)利要求1-14中任何一項(xiàng)的設(shè)備，其中所述初步誤差信號值包括實(shí)部和虛部，其中所述用于處理的裝置(107)被用于單獨(dú)改變實(shí)部和虛部。
16.根據(jù)前述權(quán)利要求1-15中任何一項(xiàng)的設(shè)備，其中所述用于處理的裝置(107)包括用于限制所述初步誤差信號值的幅度的限幅器。
17.根據(jù)權(quán)利要求16的設(shè)備，其中所述輸入信號是根據(jù)分配給副載波的譜值的頻率-時間變換產(chǎn)生的多載波信號，其中與某個副載波相關(guān)的譜值是從根據(jù)調(diào)制方案將某個數(shù)量的信號值分配給某個信號空間星座點(diǎn)產(chǎn)生的，其中所述初步誤差信號值與所述某個副載波相關(guān)，且所述限幅器被配置用于根據(jù)所述調(diào)制方案限制初步誤差信號值的幅度。
18.根據(jù)權(quán)利要求17的設(shè)備，其中與另一副載波相關(guān)的另一譜值是從根據(jù)另一調(diào)制方案將另一數(shù)量的信息值分配給另一信號空間星座點(diǎn)產(chǎn)生的，其中所述另一初步誤差信號值與所述另一副載波相關(guān)，其中所述限幅器被配置用于分別根據(jù)所述調(diào)制方案限制初步誤差信號值的幅度，并且根據(jù)所述另一調(diào)制方案限制所述另一初步誤差信號值的幅度。
19.根據(jù)權(quán)利要求16-18的設(shè)備，其中所述限幅器被配置用于對初步誤差信號值的幅度削波。
20.根據(jù)權(quán)利要求2-19的設(shè)備，還包括用于根據(jù)信道狀態(tài)信息確定預(yù)定值范圍的裝置。
21.根據(jù)權(quán)利要求20的設(shè)備，其中所述用于確定預(yù)定值范圍的裝置被配置用于根據(jù)改變的信道狀態(tài)，自適應(yīng)地確定所述預(yù)定值范圍。
22.根據(jù)前述權(quán)利要求1-21中任何一項(xiàng)的設(shè)備，其中所述用于處理的裝置被配置用于根據(jù)預(yù)定約束改變初步誤差信號值。
23.根據(jù)權(quán)利要求22的設(shè)備，其中所述預(yù)定約束是預(yù)定值范圍、或預(yù)定比特差錯率、或當(dāng)前信道狀態(tài)條件、或服務(wù)質(zhì)量需求、或可用傳輸功率。
24.根據(jù)前述權(quán)利要求1-23中任何一項(xiàng)的設(shè)備，其中所述用于失真的裝置(103)包括用于限制輸入信號的幅度以獲得初步失真信號的限幅部件，并且用于以加權(quán)因子加權(quán)初步失真信號以便增大初步失真信號的能量，獲得具有增大能量的失真信號的加權(quán)部件。
25.根據(jù)前述權(quán)利要求1-24中任何一項(xiàng)的設(shè)備，其中所述用于計算初步誤差信號的裝置(105)包括用于計算輸入信號和失真信號之差的減法器。
26.根據(jù)權(quán)利要求25的設(shè)備，其中所述用于計算的裝置(105)包括用于對所述差值進(jìn)行時間-頻率變換，以獲得頻域中的初步誤差信號的時間-頻率變換器。
27.根據(jù)前述權(quán)利要求1-24中任何一項(xiàng)的設(shè)備，其中所述用于計算的裝置(105)包括用于對失真信號進(jìn)行時間-頻率變換以獲得變換后的失真信號的時間-頻率變換器、用于對輸入信號進(jìn)行時間-頻率變換以獲得變換后的輸入信號的第二時間-頻率變換器、以及用于計算變換后的輸入信號和變換后的失真信號之間的差值以獲得頻域中的初步誤差信號的減法器。
28.根據(jù)權(quán)利要求1-27中任何一項(xiàng)的設(shè)備，其中所述用于計算初步誤差信號的裝置(105)包括濾波器。
29.根據(jù)前述權(quán)利要求1-28中任何一項(xiàng)的設(shè)備，其中所述用于處理的裝置(107)被進(jìn)一步配置用于對于初步誤差信號值不滿足特性需求的情形，在某種程度上后向處理所述初步誤差信號值以獲得與信號空間域中另外預(yù)定區(qū)域內(nèi)的信號空間星座點(diǎn)相關(guān)的誤差信號值，其中所述另外預(yù)定區(qū)域在所述預(yù)定區(qū)域之外。
30.根據(jù)權(quán)利要求29的設(shè)備，其中所述用于處理的裝置(107)被配置用于對于初步誤差信號值滿足所述特性需求的情況，提供所述初步誤差信號值作為誤差信號值。
31.根據(jù)權(quán)利要求29或30的設(shè)備，進(jìn)一步包括用于對于所述特性需求，分析所述初步誤差信號值的分析器。
32.根據(jù)權(quán)利要求31的設(shè)備，所述設(shè)備被進(jìn)一步配置用于迭代地生成所述誤差信號，其中所述分析器被配置用于對于所述特性需求，分析在前一迭代步驟中生成的誤差信號值，以及在某種程度上，后向處理所述誤差信號值以獲得滿足所述特性需求的誤差信號值，其中所述誤差信號值與所述另外預(yù)定區(qū)域內(nèi)的信號空間星座點(diǎn)相關(guān)。
33.根據(jù)權(quán)利要求29-32的設(shè)備，其中所述特性需求是信道狀態(tài)信息、信號質(zhì)量度量、不同信號質(zhì)量度量的組合、與發(fā)射所述發(fā)射信號相關(guān)的某一比特差錯率或某一功率譜密度、或與功率譜密度相關(guān)的某一比特對噪聲能量比或某一信噪能量比、或與比特對噪聲能量比或信噪能量比相關(guān)的某一功率譜密度，其中所述特性需求還取決于與發(fā)射所述發(fā)射信號相關(guān)的發(fā)射參數(shù)。
34.一種用于根據(jù)輸入信號生成發(fā)射信號的設(shè)備，其中所述輸入信號包括根據(jù)由于多載波調(diào)制方案導(dǎo)致的多個頻率信號的疊加產(chǎn)生的幅度峰值，所述設(shè)備包括根據(jù)權(quán)利要求1-33的用于根據(jù)輸入信號生成誤差信號的設(shè)備；用于處理所述誤差信號以獲得處理后的誤差信號的處理器；以及用于將處理后的誤差信號與輸入信號組合，以獲得具有減小的幅度峰值的發(fā)射信號的合路器。
35.一種用于根據(jù)輸入信號生成誤差信號的方法，所述誤差信號將被用于生成發(fā)射信號，所述方法包括以下步驟失真所述輸入信號以獲得失真信號；計算代表所述輸入信號和所述失真信號之差或代表所述輸入信號的初步誤差信號，以及改變初步誤差信號值以獲得不等于0的誤差信號值。
36.一種用于根據(jù)輸入信號生成發(fā)射信號的方法，其中所述輸入信號包括根據(jù)由于多載波調(diào)制方案導(dǎo)致的多個頻率信號的疊加產(chǎn)生的幅度峰值，所述方法包括以下步驟根據(jù)權(quán)利要求35根據(jù)輸入信號生成誤差信號；處理所述誤差信號以獲得處理后的誤差信號；以及將處理后的誤差信號與輸入信號組合以獲得具有減小的幅度峰值的發(fā)射信號。
37.一種具有程序代碼，用于執(zhí)行根據(jù)權(quán)利要求35的方法或根據(jù)權(quán)利要求36的方法的計算機(jī)程序，其中所述程序在計算機(jī)上運(yùn)行。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種用于根據(jù)輸入信號生成誤差信號的設(shè)備，所述誤差信號將用于生成發(fā)射信號，所述設(shè)備包括用于將輸入信號失真以獲得失真信號的裝置(103)；用于計算代表輸入信號和失真信號之差或代表輸入信號的初步誤差信號的裝置(105)；用于處理初步誤差信號以獲得誤差信號的裝置(107)，其中所述用于處理的裝置(107)被配置用于改變初步誤差信號值以獲得不等于0的誤差信號值。
文檔編號H04L27/26GK1965553SQ200480042403
公開日2007年5月16日 申請日期2004年6月30日 優(yōu)先權(quán)日2004年3月12日
發(fā)明者安德列斯·索爾 申請人:株式會社Ntt都科摩