專利名稱：時域同步正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的發(fā)射分集方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于數(shù)字信息傳輸技術(shù)領(lǐng)域，更具體地涉及一種時域同步正交頻分復(fù)用(TimeDomain Synchronous OFDM，TDS-OFDM)系統(tǒng)中基于空時分組編碼(Space-Time Block Code)的時頻域聯(lián)合發(fā)射分集方法。

背景技術(shù)：
在復(fù)雜的無線環(huán)境中，周圍的物體(如房屋、建筑物或樹木等)對無線電波會起到反射的作用。這些障礙物會產(chǎn)生幅度衰減和相位延遲不同的反射波。如果發(fā)射一個調(diào)制信號，那么該發(fā)射信號的多個反射波就會從不同方向經(jīng)過不同傳播延遲到達接收天線。這些反射信號經(jīng)過位于各處的接收機天線接收后，根據(jù)其隨機相位的不同，對接收信號會起到加強或減弱的作用。由此會造成接收端信號的幅度變化，形成衰落。統(tǒng)計表明，在障礙物均勻的城市街道或森林環(huán)境中，信號包絡(luò)起伏近似于滿足Rayleigh分布，故多徑快衰落又稱為Rayleigh衰落。短期快衰落是由于收發(fā)信號雙方的相對運動而產(chǎn)生多徑信號的存在造成時間擴散，從而引起傳輸信號的符號間干擾；而相對運動造成的多普勒效應(yīng)會引起傳輸信號的相位迅速變化，在不同的測試環(huán)境下有不同的快衰落特性。
除了接收信號的瞬時值會出現(xiàn)快速Rayleigh衰落之外，場強中值也會出現(xiàn)緩慢變化。變化的原因主要有兩個方面一是由移動環(huán)境中的固定障礙物(如建筑物、山丘、森林等)的陰影效應(yīng)引起的；二是由于氣象條件的變化，導(dǎo)致大氣相對介電常數(shù)的垂直梯度發(fā)生緩變，即電波折射系數(shù)隨時間變化，從而多徑傳播到達固定接收點的信號時延也隨之變化。這種由陰影效應(yīng)和氣象原因引起的信號變化，稱為慢衰落。特別地，由氣象原因引起的變化較小，通常忽略。慢衰落環(huán)境下的接收信號近似服從對數(shù)正態(tài)分布，變化幅度取決于障礙物狀況、工作頻率、變化速率、障礙物和接收機移動速度等。
在多徑移動接收中，多徑效應(yīng)引起的時延擴展和多普勒效應(yīng)引起的多普勒頻率展寬同時存在，稱為頻率和時間選擇性衰落信道。在這種信道下，接收信號的信噪比很不穩(wěn)定，當信道處于深度衰落中時接收信噪比低，判決錯誤的概率就大，嚴重降低信號傳輸?shù)目煽啃浴榱颂岣呦到y(tǒng)的抗衰落性能，可以采用各種信道均衡技術(shù)、正交頻分復(fù)用(OFDM)多載波調(diào)制技術(shù)等。而分集技術(shù)是克服頻率和時間選擇性衰落的有效技術(shù)，它將相同信息經(jīng)過幾個不相關(guān)的衰落信道，然后對接收信號進行合成。因為幾個信道同時處于深衰落的概率較低，因此可以達到平滑信道衰落，增加信噪比，改善接收機誤碼特性的目的。在數(shù)字電視地面廣播網(wǎng)絡(luò)中，由于分集技術(shù)降低了接收機的信噪比(SNR)門限要求，因此在同樣的發(fā)射功率下，還可以擴展電視信號的覆蓋范圍。
傳統(tǒng)的信號分集技術(shù)如時間分集、頻率分集等，它們的作用實際上相當于信道編碼中的重復(fù)編碼加交織技術(shù)，雖然能夠改善系統(tǒng)的誤碼性能，但由于相同信息的重復(fù)傳送，往往要犧牲較大的的傳輸效率。另一個常用分集方式是采用多重天線進行空間分集，這種技術(shù)在發(fā)射端或接收端都可以實現(xiàn)，分別稱為發(fā)射分集和接收分集。
其中，使用多個接收天線的接收分集是一種傳統(tǒng)而有效的分集技術(shù)，它不需要犧牲傳輸效率，在接收端可以采用最大值切換、最大比例合并等簡單方式完成多個接收信號的選擇或合并，然后再按照常規(guī)方法進行譯碼和判決。2001年，法國Harris公司的研究人員進行了歐洲地面數(shù)字視頻廣播DVB-T的接收天線分集實驗(Faria G.Mobile DVB-T using antennadiversity receivers.2001.AvailableHttp∥www.broadcastpapers.com)，在各種復(fù)雜多徑環(huán)境下，效果很好，測試樣機的平均SNR門限下降約6dB，抗多普勒能力增加100％。該接收分集方案如圖l所示，接收端采用兩組獨立的射頻前端以及OFDM解調(diào)和信道估計模塊，經(jīng)過OFDM解調(diào)后，兩路接收信號在第k個子載波上的樣值分別為 其中，HRx1(k)和HRx2(k)分別為兩條接收路徑第k個子載波上的頻率響應(yīng)值，NRx1(k)和NRx2(k)則分別表示相應(yīng)路徑上的噪聲。
假設(shè)兩路接收信號經(jīng)歷了互不相關(guān)的信道衰落且信道估計結(jié)果正確，那么最大比率合并是最好的信號合并方式。將兩組接收信號分別乘以其子載波頻率響應(yīng)值的共軛再相加，得到 其中，上式的合成信號與非分集系統(tǒng)得到的信號形式相同，可以直接用于譯碼和判決。顯然，合并后的信號的信噪比高于兩個支路信號的信噪比最大值，因此獲得了分集增益。如果采用更多接收天線并按上述方式進行最大比率合并，還可以獲得更大增益。
接收分集能夠獲得良好的效果，分集方法也很簡單，但在應(yīng)用于數(shù)字電視地面廣播(DTTB)領(lǐng)域中時會受到一些限制。一是接收分集需要接收機有多套并行的射頻前端處理，增加了接收機的成本和復(fù)雜度，這對于廣播系統(tǒng)不合算；二是要使各路接收信號不相關(guān)，每兩個接收天線的距離要為載波波長的10倍量級，在DTTB所處的VHF/UHF頻段，此距離約為4～7m，這對于很多移動和便攜式接收終端很難實現(xiàn)。相反地，對于發(fā)射機來說，上述限制都不成問題，因此，發(fā)射分集技術(shù)日益成為研究的熱點。由于采用發(fā)射分集時，在多個發(fā)射天線間往往需要進行信號矢量的合理配置以盡量增加分集階數(shù)(Diversity Order)，所以這項技術(shù)也被看成是放置在傳統(tǒng)信道編碼后的又一層“內(nèi)碼”，稱為分集編碼。其接收端的信號采樣是多個發(fā)射信號的疊加，需要通過適當?shù)奶幚矸绞竭M行分離和譯碼。
近年來已有很多發(fā)射分集的研究成果。在文獻“Wittneben A.A new bandwidth efficienttransmit antenna modulation diversity scheme for linear digital modulation.in Proc.of IEEE ICC’93.Geneva，SwitzerlandIEEE，1993.1630-1634”和“Winters J.The diversity gain of transmit diversityin wireless system with Rayleigh fading.in Proc.of IEEE ICC’94.New Orleans，LAIEEE，1994.1121-1125”中采用的分集方式是將相同信號延時發(fā)射，形成一個“人為多徑”并用類似Rake接收的方式加以合并。文獻“Foschini G and Gans M.On limits of wireless communications in afading environment when using multiple antenna.Wireless Personal Communications，1998，6(3)311-335”介紹了Blast系統(tǒng)中的空時分層碼，它是將發(fā)射信號分成多路并分別進行傳統(tǒng)的信道編碼和交織。1998年，Tarokh在“Tarokh V，Seshadri N，and Calderbank A.Space-time codes forhigh data rate wireless communicationsperformance criterion and code construction.IEEE Trans.onInformation Theory，1998，44(2)744-765”中介紹了空時格型編碼(STTC)的概念，它將信道編碼和天線分集聯(lián)合進行設(shè)計，該方法在理論上可以獲得最大限度的增益，但是需要改變整個發(fā)射系統(tǒng)的設(shè)計，而且即使在較少的發(fā)射天線數(shù)和低階星座圖的情況下，譯碼復(fù)雜度仍然很大。為了解決這個問題，Alamouti于1998年在其經(jīng)典論文“Alamouti S.A simple transmitdiversity technique for wireless communications.IEEE Trans.on Select Areas in Communications，1998，16(8)1451-1458”中提出了一種空時分組編碼(STBC)方案，在兩發(fā)射天線系統(tǒng)中應(yīng)用，其編碼構(gòu)造和譯碼算法非常簡單，同樣可以獲得分集增益。Tarokh等人在1999年將STBC推廣至任意發(fā)射天線數(shù)的情況，對這種方案給出了理論分析和構(gòu)造準則。上述這些STBC編碼是基于正交(orthogonal)的結(jié)構(gòu)提出的。在復(fù)數(shù)域上，假設(shè)具有k個符號(x1，x2，...，xk)的p×nT分組編碼矩陣為G(x1，x2，...，xk)，G中的元素滿足(1)每一項都是xi、xi*或其線性組合之一；(2)GHG＝(|x1|2+|x2|2+...+|xk|2)In，In為單位矩陣。此碼字用于發(fā)射天線分集系統(tǒng)時，將連續(xù)k個輸入符號按照G所示進行編碼，矩陣的每一列都表示供一個發(fā)射天線發(fā)出的符號序列。由于編碼矩陣G具有(2)所示的正交性質(zhì)，使得接收端譯碼時可以將每個符號分開，對xi分別進行譯碼，這樣就大大降低了接收端的譯碼復(fù)雜度。
定義STBC碼字的編碼效率為R＝k/p，其中，k為輸入符號數(shù)，p為編碼延時。對于Alamouti提出的2天線發(fā)射分集系統(tǒng)，R＝1。但是當發(fā)射天線數(shù)目(nT)多于2時，在Tarokh等人的文獻中已經(jīng)證明，基于正交性質(zhì)設(shè)計的STBC碼的編碼效率小于1，即p＞k，因而損失了有效傳輸碼率。這就意味著要使采用發(fā)射分集后的系統(tǒng)仍保持原有的單發(fā)射機系統(tǒng)的傳輸碼率，必須增大原有系統(tǒng)所占用的帶寬，這對帶寬固定的系統(tǒng)(如DTTB)來說是一個很大的缺點，因此引入了基于準正交(quasi-orthogonal)性質(zhì)設(shè)計的STBC碼(“Jafarkhani H，A quasi-orthogonalspace-time block code.IEEE Trans.on Communications，2001，49(1)1-4”)。準正交STBC碼放松了正交性條件的約束，雖然降低了一些分集增益，但可以使得編碼效率達到1，即使在帶寬固定的系統(tǒng)中也能有效應(yīng)用。在復(fù)數(shù)域上，仍然假設(shè)分組編碼矩陣為G，此時p＝k。以Jafarkhani在文獻中提出的4發(fā)射天線情況為例，對于準正交設(shè)計G中的元素，上述性質(zhì)(1)保留，(2)改為 其中，b＝2Re(x1x4*-x2x3*)。因此，對于矩陣中的各列向量(Vi，i＝1，2，3，4)來說，可以分為2組(V1，V4)和(V2，V3)。每組內(nèi)的向量之間不正交，但不同組中的向量之間是正交的。在接收端進行最大似然(ML)譯碼時，可以將判決公式按照組分為兩部分，這樣運算量仍然很小。
由于STBC(正交設(shè)計或準正交設(shè)計)編碼方式具有快速譯碼的優(yōu)點，所以很快得到了廣泛研究，并迅速由平衰落單載波信道擴展到頻率選擇性衰落的OFDM信道中，形成了基于OFDM系統(tǒng)的空時分組碼。由于在OFDM調(diào)制技術(shù)中涉及到時域和頻域兩種信號，因此STBC編碼可以分別在時域和頻域中進行。
如果在時域輸入符號中進行STBC編碼(STC-OFDM)，即將連續(xù)的k個OFDM符號按照一定的編碼格式G所示進行編碼(“Lee K and Williams D.A space-time coded transmitter diversitytechnique for frequency selective fading channels.in Proc.IEEE Sensor Array and MultichannelSignal Processing Workshop.Cambridge，MAIEEE，2000.149-152”)。此時，為了保持傳輸矩陣G正交(或準正交)的性質(zhì)，必須假設(shè)信道是準靜態(tài)的，即在相鄰的連續(xù)k個OFDM符號時間內(nèi)信道保持不變。這個假設(shè)在快衰落信道下會產(chǎn)生很大誤差，因而像在DTTB的移動接收等情況下并不適用。
STBC編碼也可以在頻域中進行(SFC-OFDM)，將相鄰的k個子載波上的數(shù)據(jù)編碼(“LeeK and Williams D.A space-frequency transmitter diversity technique for OFDM systems.in Proc.IEEE GLOBECOM’00.San Francisco，CAIEEE，2000，1473-1477”)。這樣，為了保持傳輸矩陣G正交(或準正交)的性質(zhì)，需要假設(shè)相鄰的k個子載波上的頻率響應(yīng)相同。雖然SFC-OFDM可以適用于快衰落信道，但同樣由于信道假設(shè)帶來的誤差，在頻率選擇性衰落信道中并不適用。而實際存在的信道環(huán)境大多是雙選擇性(時間和頻率)的，因此STC-OFDM和SFC-OFDM系統(tǒng)在實際應(yīng)用中都會帶來較大誤差。
根據(jù)數(shù)字電視地面廣播的工程特點，TDS-OFDM系統(tǒng)采用的發(fā)射分集方法應(yīng)遵循以下設(shè)計原則(1)不犧牲傳輸效率。分集方案應(yīng)保證系統(tǒng)保持原有的信息吞吐能力，不能引入冗余，也就是說每個射頻信道不會因為增加了分集編碼而降低信息傳輸率，因而在設(shè)計多于2發(fā)射天線的分集系統(tǒng)時，要采用上述準正交的設(shè)計結(jié)構(gòu)；(2)盡量不改動原有發(fā)射系統(tǒng)。使分集方案成為發(fā)射系統(tǒng)的一個可選“配件”，這樣運營者可以根據(jù)本地信道特點和覆蓋情況等客觀實際決定是否需要采用分集，也最大限度降低了發(fā)射機成本；(3)接收機算法改動小，復(fù)雜度增加少。增加發(fā)射天線不可避免地會增加接收機的功能模塊，如信道估計和信號合并器等；(4)支持“軟失敗(Soft Failure)”。所謂支持“軟失敗”，是指發(fā)射天線間的信號矢量配置應(yīng)當保證，當一個接收路徑因某種原因失效時，另一個接收路徑仍能使系統(tǒng)正常接收，僅是犧牲了1/2的平均接收功率。因此，這種發(fā)射分集技術(shù)實際上還增加了系統(tǒng)的可靠性。
目前世界上數(shù)字電視地面廣播傳輸標準主要有三種美國的ATSC(高級電視系統(tǒng)委員會Advanced Television Systems Committee)、歐洲的DVB-T(地面數(shù)字視頻地面廣播Digital VideoTerrestrial Broadcasting-Terrestrial)和日本的ISDB-T(地面綜合業(yè)務(wù)數(shù)字廣播Integrated ServiceDigital Broadcasting-Terrestrial，ISDB-T)。我國自1994年起，也開始了高清晰度電視的研究工作。在此背景下，清華大學(xué)提出了地面數(shù)字多媒體廣播(Digital Multimedia Broadcasting forTerrestrial，DMB-T)傳輸協(xié)議。
清華DMB-T中采用的時域同步正交頻分復(fù)用(TDS-OFDM)調(diào)制屬于多載波調(diào)制技術(shù)，但與歐洲D(zhuǎn)VB-T采用的編碼正交頻分復(fù)用(COFDM)技術(shù)不同，在TDS-OFDM系統(tǒng)中沒有插入頻域?qū)ьl信號，而是在OFDM的保護間隔中以時域的方式插入了偽隨機(PN)序列，用于幀同步、頻率同步、定時同步、信道傳輸特性估計和跟蹤相位噪聲等。
為了實現(xiàn)快速和穩(wěn)定的同步，清華大學(xué)提出的TDS-OFDM傳輸系統(tǒng)采用了分級幀結(jié)構(gòu)。幀結(jié)構(gòu)的基本單元稱為信號幀，如圖2所示。200/225個信號幀定義為一個幀群，512個幀群定義為一個超幀。幀結(jié)構(gòu)的頂層稱為日幀，由超幀組成。幀群中的每一個信號幀有唯一的幀號，它被編碼在幀頭的PN序列中。
TDS-OFDM傳輸系統(tǒng)的信號幀使用時域同步的正交頻分復(fù)用調(diào)制，或者稱為以PN序列為保護間隔的正交頻分復(fù)用調(diào)制。一個信號幀由幀同步和幀體兩部分組成，它們具有相同的基帶符號率7.56MS/s(1/T)。一個信號幀可以作為一個正交頻分復(fù)用(OFDM)塊。一個OFDM塊進一步分成一個保護間隔和一個離散傅里葉逆變換(IDFT)塊。對于TDS-OFDM來說，幀同步PN序列作為OFDM的保護間隔，而幀體作為IDFT塊，如圖3所示。
關(guān)于DMB-T、TDS-OFDM的相關(guān)情況詳見授權(quán)號為00123597.4名為“地面數(shù)字多媒體電視廣播系統(tǒng)”、授權(quán)號為01115520.5名為“時域同步正交頻分復(fù)用調(diào)制方法”、授權(quán)號為ZL01130659.9名為“地面數(shù)字多媒體電視廣播系統(tǒng)中的幀同步產(chǎn)生方法”，以及授權(quán)號為01124144.6名為“正交頻分復(fù)用調(diào)制系統(tǒng)中保護間隔的填充方法”等清華大學(xué)申請的中國發(fā)明專利。
為了在TDS-OFDM系統(tǒng)中實現(xiàn)發(fā)射天線分集，必須滿足下列條件 (1)發(fā)射天線之間保持足夠的距離，以使到達接收機的各條傳輸信道統(tǒng)計獨立； (2)接收端在進行信道估計時能夠準確估計出當前時刻每個信道的信道信息； (3)通過合適的方法把接收到的多路信號分離出來，使其互不相關(guān)，然后將分離出的多路信號合并，獲得最大的信噪比。
針對上述背景，本發(fā)明提出了一種針對TDS-OFDM系統(tǒng)的基于空時分組編碼的時頻域聯(lián)合發(fā)射分集方法。


發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于提供一種時域同步正交頻分復(fù)用(Time Domain Synchronous OFDM，TDS-OFDM)系統(tǒng)中基于空時分組編碼(Space Time Block Code，STBC)的一種時頻域聯(lián)合發(fā)射分集方法。
本發(fā)明針對數(shù)字電視地面廣播系統(tǒng)中的發(fā)射分集問題，提出了一種基于準正交結(jié)構(gòu)STBC編碼的時頻域聯(lián)合發(fā)射分集方法。本發(fā)明提出的發(fā)射分集方法框圖如圖4所示。
本發(fā)明所述的時域同步正交頻分復(fù)用，即TDS-OFDM，時頻域聯(lián)合發(fā)射分集方法，其特征在于，所述方法是一種基于空時分組編碼的時頻域聯(lián)合發(fā)射分集方法，它在專用數(shù)字集成電路中是按照以下步驟依次實現(xiàn)的 步驟1.記頻域輸入序列為X(k，l)，其中k表示子載波序號，0≤k≤N-1，N為OFDM系統(tǒng)中的子載波數(shù)，l表示信號幀序號，將X(k，l)按照子載波序號分為奇數(shù)子序列Xo(k，l)和偶數(shù)子序列Xe(k，l)，它們的長度均為N/2； 步驟2.將Xo(k，l)和Xe(k，l)分別作N/2點反離散傅里葉變換，得到的時域序列為xlto(n，l)和xlte(n，l)； 步驟3.將連續(xù)兩幀輸入數(shù)據(jù)進行反離散傅里葉變換后的結(jié)果x1to(n，l)、x1te(n，l)、x1to(n，l+1)和x1te(n，l+1)存入到緩存中； 步驟4.然后將緩存中的數(shù)據(jù)按照下面所述四種情況進行不同運算，分別得到用于四個天線發(fā)射所需的時域信號 (a)對于第一個發(fā)射天線Tx1，時域信號xTx1(n，l)、xTx1(n，l+1)為 其中，N為OFDM系統(tǒng)中的子載波數(shù)； (b)對于第二個發(fā)射天線Tx2，先將緩存中的數(shù)據(jù)經(jīng)過空頻編碼后得到 其中，*表示復(fù)數(shù)共軛運算，(n)N/2表示對n取模N/2運算，然后得到時域信號xTx2(n，l)、xTx2(n，l+1)為 (c)對于第三個發(fā)射天線Tx3，先將緩存中的數(shù)據(jù)經(jīng)過空時編碼后得到 然后得到時域信號xTx3(n，l)、xTx3(n，l+1)為 (d)對于第四個發(fā)射天線Tx4，緩存中的數(shù)據(jù)先經(jīng)過空時編碼，得到如(c)中所示的結(jié)果x3to(n，l)、x3te(n，l)、x3to(n，l+1)和x3te(n，l+1)，然后再經(jīng)過空頻編碼得到 最后得到時域信號xTx4(n，l)、xTx4(n，l+1)為 步驟5.根據(jù)時域同步正交頻分復(fù)用系統(tǒng)信號幀幀頭的長度420或945，生成四個不同的相應(yīng)長度的PN序列； 步驟6.按照時域同步正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的信道幀結(jié)構(gòu)，在發(fā)射天線Tx1、Tx2、Tx3和Tx4四個鏈路的TDS-OFDM保護間隔內(nèi)分別插入上述不同的PN序列作為幀頭，將幀頭PN序列和步驟(4)得到的幀體xTx1(n，l)、xTx2(n，l)、xTx3(n，l)、xTx4(n，l)分別組成四個發(fā)射鏈路各自完整的信號幀； 步驟7.將上述完整的TDS-OFDM信號進行成形濾波和數(shù)模變換處理，然后經(jīng)過包含頻率上變換和功放在內(nèi)的前端處理，最后分別通過天線Tx1、Tx2、Tx3和Tx4在預(yù)定的頻道帶寬中發(fā)射出去，完成發(fā)射天線分集。
本發(fā)明所述的時域同步正交頻分復(fù)用，即TDS-OFDM，時頻域聯(lián)合發(fā)射分集方法，其特征在于，所述的時頻域聯(lián)合編碼的等效空時分組編碼結(jié)構(gòu)用矩陣G表示為 其中，X(k，l)為頻域輸入序列，k表示子載波序號，l表示OFDM幀序號，這是一個準正交(quosi-orthogonal)設(shè)計的空時分組編碼(STBC)結(jié)構(gòu)。
本發(fā)明所述的時域同步正交頻分復(fù)用，即TDS-OFDM，時頻域聯(lián)合發(fā)射分集方法，其特征在于，可以保持原有的單發(fā)射機鏈路(Tx1)基本不變，而只是在其中加入了緩存器，使得網(wǎng)絡(luò)構(gòu)造靈活。其他三個發(fā)射鏈路(Tx2、Tx3、Tx4)的時域信號只須對緩存中的數(shù)據(jù)進行簡單處理即可得到，因此，在傳輸一幀OFDM信號的時間內(nèi)只須做一次IDFT運算，運算復(fù)雜度很小。
本發(fā)明所述的時域同步正交頻分復(fù)用，即TDS-OFDM，時頻域聯(lián)合發(fā)射分集方法，其特征在于，分集系統(tǒng)工作的魯棒性強，即如果部分傳輸鏈路工作不正常，不用對原有系統(tǒng)進行任何修改，接收端仍然可以正常譯碼，并且誤碼性能至少不低于單發(fā)射機系統(tǒng)下的情況。在本發(fā)明中，如果任一個發(fā)射鏈路出現(xiàn)故障，那么其余三個發(fā)射鏈路仍可以組成準正交STBC結(jié)構(gòu)，從而獲得分集增益。當只有兩個發(fā)射鏈路工作正常時，可以分為三種情況1)Tx1和Tx3(或Tx2和Tx4)，可以組成一個2天線的正交STC-OFDM結(jié)構(gòu)；2)Tx1和Tx2(或Tx3和Tx4)，可以組成一個2天線的正交SFC-OFDM結(jié)構(gòu)；3)Tx1和Tx4(或Tx2和Tx3)。在1)和2)情況下，系統(tǒng)仍能獲得分集增益。
同時，本發(fā)明所提出的時頻域聯(lián)合發(fā)射分集方法不失一般性，可以很方便地移植到其他多載波DTTB系統(tǒng)。本發(fā)明所述的發(fā)射分集方案并不排斥接收分集，在本發(fā)明中可以引入多個接收天線進行接收分集。
下面我們對本發(fā)明中提出的時頻域聯(lián)合發(fā)射分集方法的原理和性能進行分析。發(fā)射分集方法的應(yīng)用系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖如圖5所示。
假設(shè)頻域輸入信號序列為X(k，l)，其中k表示子載波序號(0≤k≤N-1，N為OFDM系統(tǒng)中的子載波數(shù))，l表示信號幀序號。在OFDM系統(tǒng)中，經(jīng)過反離散Fourier變換(IDFT)，得到的時域信號xTx1(n，l)為 其中， 將X(k，l)按照子載波序號分為奇數(shù)子序列Xo(k，l)和偶數(shù)子序列Xe(k，l)，它們的長度均為N/2，若記Xo(k，l)和Xe(k，l)做N/2點IDFT變換的結(jié)果為x1to(n，l)和x1te(n，l)，則時域信號xTx1(n，l)可以改變形式表示為 這個結(jié)果xTx1(n，l)就是用于第一個發(fā)射天線Tx1的時域信號。同時將xTx1(n，l)、xTx2(n，l)、xTx3(n，l)、xTx4(n，l)保存到緩存中。
同樣地，用于第二個發(fā)射天線Tx2的時域信號xTx2(n，l)和xTx2(n，l+1)可以表示為 公式中的x2te(n，l)，x2to(n，l)，x2te(n，l+1)和x2to(n，l+1)是由緩存中的信號經(jīng)過空頻編碼(SFC)后得到的 其中，*表示復(fù)數(shù)共軛運算，(n)N/2表示對n取模N/2運算。根據(jù)離散Fourier變換(DFT)的運算性質(zhì)，可得x2te(n，l)，x2to(n，l)，x2te(n，l+1)和x2to(n，l+1)的N/2點DFT變換結(jié)果可以寫為 因此，對于第二個發(fā)射鏈路，其等效頻域輸入信號為 XTx2＝[X*(1)，-X*(0)…X*(2k+1)，-X*(2k)…X*(N-1)，-X*(N-2)](0≤k≤N/2-1) 上式所示的性質(zhì)與OFDM幀號無關(guān)，所以在括號中省略了第二項l。
對于第三個發(fā)射鏈路Tx3，要先將緩存中的信號經(jīng)過空時編碼(STC)，可得 同理，應(yīng)用DFT變換的運算性質(zhì)，x3te(n，l)、x3to(n，l)、x3te(n，l+1)和x3to(n，l+1)的N/2點DFT變換的結(jié)果可以表示為 因此，第三個發(fā)射鏈路的等效頻域輸入信號為 進一步，可得時域信號xTx3(n，l)、xTx3(n，l+1)為 然后，考慮第四個發(fā)射鏈路，將經(jīng)過空時編碼后得到的數(shù)據(jù)x3te(n，l)、x3to(n，l)、x3te(n，l+1)和x3to(n，l+1)再經(jīng)過空頻編碼可得 同樣根據(jù)DFT變換運算的性質(zhì)，x4te(n，l)、x4to(n，l)、x4te(n，l+1)和x4to(n，l+1)的N/2點DFT變換的結(jié)果可以表示為 式中，XTx3o(k，l)、XTx3e(k，l)分別為x3to(n，l)、x3te(n，l)的N/2點DFT變換的結(jié)果。上式即為第四個發(fā)射鏈路的等效頻域輸入信號。
最后，得到時域信號xTx4(n，l)、xTx4(n，l+1)為 從上面的分析中我們可以得到四個發(fā)射鏈路的等效頻域輸入編碼矩陣為 這是一個準正交(quosi-orthogonal)設(shè)計的STBC結(jié)構(gòu)。
不失一般性，假設(shè)在接收端只有一個接收機，以使得分析簡單。為了在接收端分別得到四個發(fā)射鏈路的信道估計結(jié)果，在TDS-OFDM系統(tǒng)的保護間隔內(nèi)要分別插入不同的PN序列作為幀頭。在下面的分析中，假設(shè)接收機可以得到每條發(fā)射鏈路的準確信道信息，各個發(fā)射天線的信號經(jīng)過的信道是不相關(guān)的，并且是加性信道，用一個接收天線收到的信號是各個發(fā)射信號的疊加。經(jīng)過OFDM解調(diào)后，接收信號在第2k、2k+1個子載波上的樣值可以表示為 式中，Hi，l表示在第l個時間段內(nèi)(一個時間段表示傳輸一個完整的OFDM幀所用的時間，下同)第i個傳輸鏈路的復(fù)值信號響應(yīng)向量，ηl表示在第l個時間段內(nèi)復(fù)值加性白高斯噪聲(AWGN)向量。
假設(shè)在相鄰的兩個時間段以及相鄰的兩個子載波之間的信道響應(yīng)近似相同，即 Hi(k)＝Hi，l(2k)≈Hi，l(2k+1)≈Hi，l+1(2k)≈Hi，l+1(2k+1) (i＝1，2，3，4 0≤k≤N/2-1) 則接收信號可以簡化表示為 記信道響應(yīng)矩陣為H(k)，即 將接收信號表達式的兩端均左乘H(k)的Hermit變換矩陣HH(k)，可得最終的信號估計值X′(2k，l)、X′(2k+1，l)、X′(2k，l+1)和X′(2k+1，l+1)為 其中，b(k)＝2Re(H1(k)H4*(k)-H2(k)H3*(k))，ηl′仍然是復(fù)值加性白高斯噪聲(AWGN)向量。
可見，在接收端進行最大似然(ML)譯碼時，可以將判決式分為兩部分(X(2k，l)，X(2k+1，l+1))和(X(2k+1，l)，X(2k，l+1))，這樣可以使得譯碼的運算量大大減小。從上面的分析中還可以看到，采用本發(fā)明所提出的發(fā)射分集結(jié)構(gòu)雖然分集增益會有所減小，但保持編碼效率為1。
根據(jù)本發(fā)明提出的時頻域聯(lián)合發(fā)射分集方法結(jié)構(gòu)(圖4)，利用DFT變換的運算性質(zhì)，在上面的分析中可以看到，四個發(fā)射鏈路的時域信號xTx1(n，l)、xTx2(n，l)、xTx3(n，l)、xTx4(n，l)都可以由緩存中的數(shù)據(jù)x1to(n，l)、x1te(n，l)、x1to(n，l+1)和x1te(n，l+1)通過簡單的復(fù)數(shù)乘法和加法計算出來，也即在一個OFDM幀的時間段內(nèi)平均做一次N點DFT運算以及3N/2次復(fù)數(shù)乘法和3N次復(fù)數(shù)加法。而在傳統(tǒng)的STC-OFDM(“Lee K and Williams D.A space-time coded transmitterdiversity technique for frequency selective fading channels.in Proc.IEEE Sensor Array andMultichannel Signal Processing Workshop.Cambridge，MAIEEE，2000.149-152”)和SFC-OFDM(“Lee K and Williams D.A space-frequency transmitter diversity technique for OFDM systems.inProc.IEEE GLOBECOM’00.SanFrancisco，CAIEEE，2000，1473-1477”)系統(tǒng)中，在一個OFDM幀的時間段內(nèi)平均做四次N點DFT運算。因此，當OFDM系統(tǒng)的子載波數(shù)N足夠大時，本發(fā)明提出的方法的運算量約為原有方法的1/4。特別地，以TDS-OFDM系統(tǒng)為例，N＝3780，應(yīng)用此方法運算量可以減少約70％。
一般地，在傳統(tǒng)的STC-OFDM系統(tǒng)中，即將連續(xù)的k個OFDM符號按照一定的編碼格式G所示進行編碼。此時，為了保持傳輸矩陣G正交(或準正交)的性質(zhì)，必須假設(shè)信道是準靜態(tài)的，即在相鄰的連續(xù)k個OFDM符號時間內(nèi)信道保持不變。這個假設(shè)在快衰落信道下會產(chǎn)生很大誤差，因而像在DTTB的移動接收等情況下并不適用。而在傳統(tǒng)的SFC-OFDM系統(tǒng)中，將相鄰的k個子載波上的數(shù)據(jù)編碼。這樣，為了保持傳輸矩陣G正交(或準正交)的性質(zhì)，需要假設(shè)相鄰的k個子載波上的頻率響應(yīng)相同。同樣由于信道假設(shè)帶來的誤差，在頻率選擇性衰落信道中并不適用。而實際存在的信道環(huán)境大多是雙選擇性(時間和頻率)的，因此STC-OFDM和SFC-OFDM系統(tǒng)在實際應(yīng)用中都會帶來較大誤差。本發(fā)明提出的基于STBC的時頻域聯(lián)合發(fā)射分集方法只須假設(shè)相鄰的兩個時間段以及相鄰的兩個子載波之間的信道響應(yīng)近似相同，因此更加適用于實際的時間、頻率雙選擇性信道。
基于上述分析，對本發(fā)明所提出的TDS-OFDM系統(tǒng)中基于空時分組編碼(STBC)的一種時頻域聯(lián)合發(fā)射分集方法進行了計算機仿真，仿真的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)與圖5相同。在仿真中我們采用表1和表2所示的兩種信道模型A和B。其中模型A的多徑延時較短，而且回波強度較弱；模型B中引入了具有長延時的強多徑(多徑6)。
表1分集傳輸信道仿真模型A 表2分集傳輸信道仿真模型B 仿真中采用QPSK星座圖和保護間隔為數(shù)據(jù)長度1/9的3780點TDS-OFDM系統(tǒng)，信道編碼采用2/3碼率的卷積碼。并且假設(shè)接收機可以得到每條發(fā)射鏈路的準確信道信息，各個發(fā)射天線的信號經(jīng)過的信道不相關(guān)。圖6～9給出了不分集、傳統(tǒng)的STC-OFDM、SFC-OFDM和本發(fā)明所提出的分集方法在不同信道情況下的誤比特率(BER)仿真結(jié)果。為了使仿真結(jié)果具有可比性，圖中的信噪比(Signal to Noise Ratio，SNR)是以接收天線為準的，也就是說，發(fā)射分集方法中每個發(fā)射天線的功率僅為單發(fā)射天線方法(不分集)中發(fā)射功率的1/4。
圖6為短時延慢衰落信道，采用信道模型A，不加多普勒頻移效應(yīng)。三種發(fā)射分集系統(tǒng)相比不分集系統(tǒng)都有很明顯的增益，系統(tǒng)性能近似相同。
圖7為短時延快衰落信道下，仍采用信道模型A，最大多普勒頻移fd＝50Hz。由于信道假設(shè)誤差的影響，STC-OFDM系統(tǒng)已不能提供分集增益，它的性能甚至比不分級系統(tǒng)還要差。而SFC-OFDM系統(tǒng)和本發(fā)明所提的分集方案表現(xiàn)出對多普勒頻移的不敏感，仍然保持了較高增益。
圖8為長時延慢衰落信道，采用信道模型B，不加多普勒頻移效應(yīng)?？梢钥闯?，由于信道假設(shè)誤差的影響，SFC-OFDM系統(tǒng)已不能提供分集增益。而SFC-OFDM系統(tǒng)和本發(fā)明所提的分集方案仍可以提供較高增益。
圖9所示信道既有長延時和強多徑，又有快衰落，采用信道模型B，最大多普勒頻移fd＝50Hz。同樣由于信道假設(shè)誤差的影響，STC-OFDM和SFC-OFDM系統(tǒng)都已無法提供分集增益，而本發(fā)明所提的分集方案仍可以獲得較高增益。
本發(fā)明所提出的TDS-OFDM系統(tǒng)中基于空時分組編碼(STBC)的時頻域聯(lián)合發(fā)射分集方法分集系統(tǒng)工作的魯棒性強，支持“軟失敗(Soft Failure)”，即如果部分傳輸鏈路工作不正常，不用對原有系統(tǒng)進行任何修改，接收端仍然可以正常譯碼，并且誤碼性能至少不低于單發(fā)射機系統(tǒng)下的情況。這是由于，如果某個發(fā)射鏈路無法正常工作，那么在最后的判決公式(*)中，只須將相應(yīng)的信道響應(yīng)矩陣中的元素置零即可，仍可以正常進行ML譯碼。在本發(fā)明中，如果任一個發(fā)射鏈路出現(xiàn)故障，那么其余三個發(fā)射鏈路仍可以組成準正交STBC結(jié)構(gòu)，從而獲得分集增益。當只有兩個發(fā)射鏈路工作正常時，可以分為三種情況1)Tx1和Tx3(或Tx2和Tx4)，可以組成一個2天線的正交STC-OFDM結(jié)構(gòu)；2)Tx1和Tx2(或Tx3和Tx4)，可以組成一個2天線的正交SFC-OFDM結(jié)構(gòu)；3)Tx1和Tx4(或Tx2和Tx3)。在1)和2)情況下，系統(tǒng)仍能獲得分集增益。圖10給出了系統(tǒng)中存在不同數(shù)目的正常工作的發(fā)射機的情況下的計算機仿真結(jié)果，仿真時采用信道模型A，不加多普勒頻移效應(yīng)。仿真結(jié)果很好的驗證了上述分析結(jié)果。



圖1接收分集方案框圖 圖2為TDS-OFDM系統(tǒng)分級幀結(jié)構(gòu)。
圖3為TDS-OFDM系統(tǒng)信號幀結(jié)構(gòu)圖。
圖4為本發(fā)明提出的時頻域聯(lián)合發(fā)射分集方法框圖。
圖5為本發(fā)明提出的發(fā)射分集方法的應(yīng)用系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖。
圖6為本發(fā)明對信道模型A的對比仿真結(jié)果(fd＝0Hz)。
圖7為本發(fā)明對信道模型A的對比仿真結(jié)果(fd＝50Hz)。
圖8為本發(fā)明對信道模型B的對比仿真結(jié)果(fd＝0Hz)。
圖9為本發(fā)明對信道模型B的對比仿真結(jié)果(fd＝50Hz)。
圖10為本發(fā)明提出的分集系統(tǒng)中存在不同數(shù)目的正常工作的發(fā)射機的情況下的對比仿真結(jié)果。

具體實施例方式 見圖4。本系統(tǒng)中的頻域輸入序列是經(jīng)過調(diào)制映射(星座圖映射)后的復(fù)數(shù)信號，其可以是非編碼信號，也可以是經(jīng)過編碼后的信號。頻域輸入序列首先按照子載波序號分為奇數(shù)子序列和偶數(shù)子序列，它們的長度均為N/2。然后將連續(xù)兩幀輸入數(shù)據(jù)的共四個N/2長的子序列分別作N/2點反離散Fourier變換，其結(jié)果x1to(n，l)、x1te(n，l)、x1to(n，l+1)和x1te(n，l+1)存入到緩存中存入緩存中。利用反離散Fourier變換的運算性質(zhì)，分下列四種情況對緩存中的數(shù)據(jù)進行簡單的復(fù)數(shù)乘法和加法計算，分別得到四個發(fā)射鏈路的時域信號 1)對于天線Tx1 2)對于天線Tx2，先經(jīng)過空頻編碼 然后計算得到時域信號 3)對于天線Tx3，先經(jīng)過空時編碼 然后計算得到時域信號 4)對于天線Tx4，將經(jīng)過空時編碼后的數(shù)據(jù)再經(jīng)過空頻編碼 然后計算得到時域信號 按照TDS-OFDM系統(tǒng)的信道幀結(jié)構(gòu)，在四個發(fā)射鏈路的TDS-OFDM保護間隔內(nèi)分別插入不同的PN序列作為幀頭，將幀頭PN序列和上述步驟中得到的幀體分別組成四個發(fā)射鏈路各自完整的信號幀。然后再將完整的TDS-OFDM信號進行成形濾波和數(shù)模變換處理，然后經(jīng)過頻率上變換和功放等前端處理，最后分別通過四個天線在預(yù)定的頻道帶寬中發(fā)射出去，完成發(fā)射天線分集。
在接收端，假設(shè)在相鄰的兩個時間段以及相鄰的兩個子載波之間的信道響應(yīng)近似相同，經(jīng)過OFDM解調(diào)后，接收信號在第2k、2k+1個子載波上的樣值可以表示為 記信道響應(yīng)矩陣為H(k)，即 將接收信號表達式的兩端均左乘H(k)的Hermit變換矩陣HH(k)，可得最終的信號估計值X′(2k，l)、X′(2k+1，l)、X′(2k，l+1)和X′(2k+1，l+1)為 其中，b(k)＝2Re(H1(k)H4*(k)-H2(k)H3*(k))，ηl′仍然是復(fù)值加性白高斯噪聲(AWGN)向量。在進行最大似然(ML)譯碼時，將判決式分為兩部分(X(2k，l)，X(2k+1，l+1))和(X(2k+1，l)，X(2k，l+1))，這樣可以使得譯碼的運算量大大減小。
上面本發(fā)明的一般性具體實施例進行了說明，但本發(fā)明并不限制于上述實施例，在不脫離本申請的權(quán)利要求的精神和范圍情況下，本領(lǐng)域的技術(shù)人員可作出各種修改或改型。
權(quán)利要求
1、時域同步正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的發(fā)射分集方法，其特征在于，所述方法是一種基于空時分組編碼的時頻域聯(lián)合發(fā)射分集方法，它在專用數(shù)字集成電路中是按照以下步驟依次實現(xiàn)的
步驟1.記頻域輸入序列為X(k，l)，其中k表示子載波序號，0≤k≤N-1，N為OFDM系統(tǒng)中的子載波數(shù)，l表示信號幀序號，將X(k，l)按照子載波序號分為奇數(shù)子序列Xox(k，l)和偶數(shù)子序列Xe(k，l)，它們的長度均為N/2；
步驟2.將Xo(k，l)和Xe(k，l)分別作N/2點反離散傅里葉變換，得到的時域序列為x1to(n，l)和x1te(n，l)；
步驟3.將連續(xù)兩幀輸入數(shù)據(jù)進行反離散傅里葉變換后的結(jié)果x1to(n，l)、x1te(n，l)、x1to(n，l+1)和x1te(n，l+1)存入到緩存中；
步驟4.然后將緩存中的數(shù)據(jù)按照下面所述四種情況進行不同運算，分別得到用于四個天線發(fā)射所需的時域信號
(a)對于第一個發(fā)射天線Tx1，時域信號xTx1(n，l)、xTx1(n，l+1)為
其中，N為OFDM系統(tǒng)中的子載波數(shù)；
(b)對于第二個發(fā)射天線Tx2，先將緩存中的數(shù)據(jù)經(jīng)過空頻編碼后得到
其中，*表示復(fù)數(shù)共軛運算，(n)N/2表示對n取模N/2運算，然后得到時域信號xTx2(n，l)、xTx2(n，l+1)為
(c)對于第三個發(fā)射天線Tx3，先將緩存中的數(shù)據(jù)經(jīng)過空時編碼后得到
然后得到時域信號xTx3(n，l)、xTx3(n，l+1)為
(d)對于第四個發(fā)射天線Tx4，緩存中的數(shù)據(jù)先經(jīng)過空時編碼，得到如(c)中所示的結(jié)果x3to(n，l)、x3te(n，l)、x3to(n，l+1)和x3te(n，l+1)，然后再經(jīng)過空頻編碼得到
最后得到時域信號xTx4(n，l)、xTx4(n，l+1)為
步驟5.根據(jù)時域同步正交頻分復(fù)用系統(tǒng)信號幀幀頭的長度420或945，生成四個不同的相應(yīng)長度的PN序列；
步驟6.按照時域同步正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的信道幀結(jié)構(gòu)，在發(fā)射天線Tx1、Tx2、Tx3和Tx4四個鏈路的TDS-OFDM保護間隔內(nèi)分別插入上述不同的PN序列作為幀頭，將幀頭PN序列和步驟(4)得到的幀體xTx1(n，l)、xTx2(n，l)、xTx3(n，l)、xTx4(n，l)分別組成四個發(fā)射鏈路各自完整的信號幀；
步驟7.將上述完整的TDS-OFDM信號進行成形濾波和數(shù)模變換處理，然后經(jīng)過包含頻率上變換和功放在內(nèi)的前端處理，最后分別通過天線Tx1、Tx2、Tx3和Tx4在預(yù)定的頻道帶寬中發(fā)射出去，完成發(fā)射天線分集。
2、根據(jù)權(quán)利要求1所述的時域同步正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的發(fā)射分集方法，其特征在于，所述的時頻域聯(lián)合編碼的等效空時分組編碼結(jié)構(gòu)用矩陣G表示為
其中，X(k，l)為頻域輸入序列，k表示子載波序號，l表示OFDM幀序號，這是一個準正交設(shè)計的空時分組編碼結(jié)構(gòu)。
3、根據(jù)權(quán)利要求1所述的時域同步正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的發(fā)射分集方法，其特征在于，當任意一個發(fā)射天線的鏈路出現(xiàn)故障時，其余三個發(fā)射天線的鏈路仍組成準正交設(shè)計的空時分組編碼結(jié)構(gòu)。
4、根據(jù)權(quán)利要求1所述的時域同步正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的發(fā)射分集方法，其特征在于，當只有兩個發(fā)射天線的鏈路工作正常時，則有
(1)Tx1和Tx3，或者Tx2和Tx4，分別組成一個2天線的正交空時編碼的OFDM結(jié)構(gòu)；
(2)Tx1和Tx2，或者Tx3和Tx4，分別組成一個2天線的正交空頻編碼的OFDM結(jié)構(gòu)。
全文摘要
本發(fā)明屬于數(shù)字信息傳輸領(lǐng)域。步驟為1)將頻域輸入序列按照子載波序號分為奇數(shù)和偶數(shù)子序列，長度均為N/2；2)將連續(xù)兩幀的上述子序列分別作反離散傅里葉變換，將結(jié)果緩存；3)對緩存數(shù)據(jù)進行計算得到四個發(fā)射鏈路的時域信號；4)在四個發(fā)射鏈路的TDS－OFDM保護間隔內(nèi)分別插入不同的PN序列作為幀頭，將幀頭和上一步得到的幀體分別組成各自發(fā)射鏈路的完整信號幀；5)將信號幀進行成形濾波、數(shù)模變換和前端處理，分別通過四個天線在預(yù)定的頻道帶寬中發(fā)射出去。本發(fā)明簡單、快速、準確，保持了系統(tǒng)的傳輸效率，更適用于時間、頻率雙選擇性信道，且支持“軟失敗”，增加了系統(tǒng)可靠性，同時也易于移植到其他系統(tǒng)中。
文檔編號H04L27/26GK1893337SQ200510012128
公開日2007年1月10日 申請日期2005年7月8日 優(yōu)先權(quán)日2005年7月8日
發(fā)明者楊知行, 王勁濤, 潘長勇, 宋健, 王軍 申請人:清華大學(xué)