專利名稱：一種基于ofdm系統(tǒng)的符號定時方法
技術領域：
本發(fā)明涉及正交頻分復OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)技術，屬于信息技術領域。
背景技術：
正交頻分復用OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)技術的概念可以追溯到上個世紀的50年代末，主要應用在軍事通信中。由于該系統(tǒng)的結構復雜，早期的應用受到了限制。直到80年代中期，隨著數(shù)字信號處理技術和大規(guī)模集成電路的發(fā)展，正交頻分復用OFDM技術才走向實用化。如今，正交頻分復用OFDM在非對稱數(shù)字用戶線路ADSL，甚高速數(shù)字用戶線路VDSL，數(shù)字音頻廣播DAB，數(shù)字視頻廣播DVB以及無線局域網WLAN中得到了成功的應用，并已逐漸深入到無線信道的寬帶傳輸中。
正交頻分復用OFDM技術的原理就是把頻域信道分成許多個相互正交的子信道，然后將數(shù)據流并行的調制到各個子信道的載波上。由于各個子信道的子載波相互正交，頻譜相互交疊，所以大大提高了系統(tǒng)的頻譜利用率。同時，各個信道的子載波可以設計成小于信道的相干帶寬，這樣就把原來的寬帶頻率選擇性信道分割成了多個窄帶的平坦衰落信道，大大減小了由于信道的頻率選擇性衰落帶來的符號間干擾。所以正交頻分復用OFDM技術具有先天的抗無線信道多徑衰落的能力，特別適用于頻率選擇性衰落信道中的高速數(shù)據傳輸。同時為了克服由信道多徑干擾引起的符號間干擾(ISI)以及子信道間干擾(ICI)，在OFDM符號的前面引入了循環(huán)前綴，它是將OFDM符號尾部的一部分數(shù)據復制后放到OFDM符號的最前面。循環(huán)前綴的長度要大于信道的最大延遲擴展長度，這樣就使前一個符號的多徑副本都落在了后一個符號的循環(huán)前綴范圍內。這樣，接收端接收數(shù)據后，在去掉循環(huán)前綴的同時，也就去掉了符號間的干擾。而且由于循環(huán)前綴的加入，使得原來的線性卷積信道變成了循環(huán)卷積信道，從而在接收端經過FFT之后，信道對發(fā)送信號的影響，僅相當于對每個子載波上的信號乘上信道衰落因子。所以信道均衡可以直接采用簡單的單抽頭均衡技術。但是循環(huán)前綴的加入，犧牲了OFDM系統(tǒng)的傳輸效率，因為它本身攜帶的就是OFDM符號的冗余信息。所以循環(huán)前綴的長度不能任意長，一般只要大于信道的最大時延擴展即可。
OFDM符號定時的目的就是估計OFDM符號開始和結束的精確時刻。符號定時的結果將決定FFT變換窗的起始位置。因為當符號經過信道的不同傳輸時延后，在接收端接收到的就是具有不同時延符號的累加信號。在理論上，對于OFDM系統(tǒng)最理想的符號定時就是將定時鎖定在最先到達接收機的符號起始時刻。這樣，接收端在去OFDM符號的保護間隔后，提取的有用OFDM符號部分是不存在符號間干擾(ISI)和子信道間干擾(ICI)，即由此定時搜集的OFDM符號能量達到最大。但是實際的情況很難做到完全精確的符號同步，同時，由于在OFDM符號之間插入了循環(huán)前綴保護間隔，使得OFDM系統(tǒng)對符號定時的要求相對較為寬松。這在一定程度上就緩解了符號定時的壓力。因為只要OFDM符號定時同步的起始時刻在循環(huán)前綴內的一定范圍內(即大于信道的最大時延擴展區(qū)域)，由于循環(huán)前綴給OFDM符號引入的周期性，提取的OFDM符號的有用數(shù)據經過FFT變換后，除了會產生線性的相位偏轉外，是不會造成符號間干擾(ISI)和子信道間干擾(ICI)，而該線性相位是很容易在信道均衡中消除的。而只有當符號定時的FFT變換窗超出了OFDM符號的邊界，或者落入了OFDM符號的幅度滾降區(qū)間，才會造成ISI和ICI。同時，雖然OFDM符號定時點可以在循環(huán)前綴的一定范圍內可以任意選擇，但是任何符號定時的變化，都會增加OFDM系統(tǒng)對時延擴展的敏感程度。尤其當OFDM系統(tǒng)的循環(huán)保護間隔的長度接近信道的最大多徑時延擴展的時候，符號定時允許變化的范圍就很小，此時，OFDM系統(tǒng)對符號定時的要求就會很高。所以為了減小這種負面影響，需要盡量減小符號定時同步的誤差。特別是在瑞利衰落的信道中，為了獲得最佳的系統(tǒng)性能，需要確定最佳的符號定時。
OFDM系統(tǒng)的符號定時的方法可以大致分為數(shù)據輔助型和非數(shù)據輔助型。基于數(shù)據輔助型的符號定時算法一般需要在傳輸信號中周期的插入已知的訓練符號或導頻信號?，F(xiàn)有技術中(1)Schimdl和Cox提出在發(fā)射端采用重復結構的訓練符號，接收機通過對接收的訓練符號的自相關峰值檢測來估計符號定時(請參閱T.M.Schmidle and D.C.Cox，”Robust Frequency and Timing Synchronization for OFDM”IEEE Trans.Commun.Vol.45，No.12，DEC，1997，pp1613-1621)。雖然這種符號定時方法對符號載波頻偏很魯棒，實現(xiàn)也很簡單。但是由于OFDM符號存在循環(huán)前綴的重復性，符號定時的自相關曲線會出現(xiàn)平臺效應，造成符號定時的很大誤差；(2)為了能夠精確的符號定時，Tufvesson提出利用PN序列的強自相關性來尖銳符號定時的檢測峰值(請參閱F.Tufvesson，O.Edfors，and M.Faulkner，”Time and frequency synchronization for ofdm using pn-sequence preamble”，Proc.VTC’99，vol.4，pp，2203-2207，1999)；但是接收符號的頻率偏移會破壞接收的PN序列的相關性，導致定時檢測峰值的明顯下降。此外，其所提到的利用訓練符號互相關峰值估計符號定時的技術都是基于最大峰值檢測或峰值累加和的檢測。如果瑞利衰落信道的時延擴展很大，則這種符號定時就很有可能會出現(xiàn)很大的偏差，因為基于最大峰值檢測或峰值累加和的檢測往往將OFDM的符號定時鎖定在信道接收功率最強的路徑上，而實際理想的符號定時是應該將定時鎖定在信道的第一徑上。所以此時符號定時的偏差就與實際信道的接收功率分布有關了；(3)通常為了提高OFDN符號定時在多徑衰落信道下的精度，符號定時需要借助信道估計來進一步精細估計粗符號定時的誤差(請參閱B.Yang，K.B.Letaief，R.S.Cheng and Z.Cao，”Timing Recovery for OFDM Transmission”，IEEE Joural on selected areas in communication，Vol.18，No.11，Novemeber，2000)，但是這種實現(xiàn)就增加了符號定時的復雜度，此外在粗符號定時誤差很大的情況下，信道估計的性能也是有損傷的；(4)而基于非數(shù)據輔助方法通常采用OFDM符號的循環(huán)前綴完成符號定時，Van de Beek提出了一種基于循環(huán)前綴的最大似然聯(lián)合估計符號定時和頻率偏移的方法(請參閱J.J van de Beek，M.Sandell and P.O.Brjesson，”ML estimation of time and frequency offset in OFDM systems，”IEEE Trans. Signal Processing，vol.45，pp1800-1805，July 1997)，雖然這種方法在高斯信道下是接近最優(yōu)，但是該方法不適合在多徑彌散信道應用。

發(fā)明內容
本發(fā)明的目的是在基于OFDM系統(tǒng)中提供一種比較精確的符號定時方法，該符號定時方法不但對大的載波頻偏不敏感，而且也不依賴于信道估計的性能。
一種基于OFDM系統(tǒng)的符號定時方法，采用同步訓練符號的相關性能來估計符號定時。
采用具有強自相關性和互相關性的序列作為同步訓練符號以獲得尖銳的相關峰值；例如采用PN序列和經過FFT變換的PN序列。
在接收端，接收機是通過將接收的同步訓練符號和本地產生的參考序列進行互相關后估計符號定時。
包括A.將接收的同步訓練符號并行的輸入到多個相關器中與相應的本地參考序列相關；B.將各路的相關器檢測到的相關峰值輸入到比較器中進行比較后，取得最大值，將最大相關峰值對應的相關器的輸出結果分別送到延時器和乘法器作相關結果的延遲共軛相乘處理；C.將互相關的延遲共軛相乘的結果輸入到比較器中進行峰值搜索檢測。C步驟具體包括a.先找到最大峰值，分別將最大峰值的幅度Vmax和對應的地址Dmax記錄到計數(shù)器C1，C2中；b.繼續(xù)在鎖定的最大峰值依次往前搜索，判斷是否存在幅度大于K·Vmax，的峰值；如果存在，則立即更新計數(shù)器C2，將對應的地址D1寫入到計數(shù)器C2中；如果不存在，則再判斷該檢測點的幅度是否大于 如果滿足要求，則將該峰值點的地址D2寫入到計數(shù)器C2中，并立即結束搜索檢測，得到的D2就是定時鎖定的位置；其中K滿足0＜K＜1，一般實際中常取K＝0.5，0.6；c.重復步驟b，直到搜索的長度達到L，則停止搜索，所得到的計數(shù)器C2的值就是符號定時的估計值；其中L可以根據信道的不同而變化，實際中可以通過仿真測試來確定最佳值，一般L最大不會超過OFDM符號的循環(huán)前綴的長度。
例如，正交頻分復用OFDM系統(tǒng)采用10M系統(tǒng)帶寬，子載波的數(shù)目是256，子信道的帶寬是44.53KHz；如果實際的載波頻率偏移最大為140KHz，則頻率捕獲需要估計的最大頻率范圍是(-4，4)；同步訓練符號采用IEEE 802.16d的規(guī)定的結構形式；仿真信道可采用SUI-1和SUI-4模型；(SUI-1和SUI-4模型是IEEE802.16d中推薦使用的測試信道，其中SUI-1是萊斯信道模型，SUI-4是瑞利衰落信道模型。)具體包括1)將接收的同步訓練符號并行的輸入到多個相關器中與相應的本地參考序列相關；其中本地參考序列為pi′(m)=ps(m)·e-j2πfim/256,m=0,2..63,]]>其中fi就是頻率捕獲時的搜索頻率，fi∈(-4，-2，0，2，4)，i＝1，2，...5，，p(n)＝[ps(m)，ps(m)，ps(m)，ps(m)，ps(m)]，即ps(m)是同步訓練符號p(n)內部的短訓練符號塊，一般由PN序列或經過FFT變化的PN序列構成。
2)將各路的相關器檢測到的相關峰值輸入到比較器中進行比較后，取得最大值；并將最大相關峰值對應的相關器的輸出結果分別送到延時器和乘法器作相關結果的延遲共軛相乘處理，延遲器的長度為64；3)將互相關的延遲共軛相乘的結果輸入到比較器中進行峰值搜索檢測。


圖1是同步訓練符號的一般時域結構示意圖；圖2是本發(fā)明一種實施例的符號定時的實現(xiàn)框圖；圖3是一種實施例并行多路相關器組的內部結構示意圖。
具體實施例方式
請參閱附圖1-3，本發(fā)明的符號定時方法，尤其是基于OFDM系統(tǒng)中在瑞利衰落信道下，依靠同步訓練符號的相關性能來估計符號定時。為了獲得尖銳的相關峰值，通常采用具有強自相關性的PN序列或經過FFT變換的PN序列作為同步訓練符號。在接收端，接收機是通過將接收的同步訓練符號和本地產生的參考序列進行互相關后估計符號定時。該符號定時方法特別適合應用在突發(fā)數(shù)據模式下的傳輸系統(tǒng)，因為這種符號定時在時域就能達到較精確的定時精度。這樣符號定時不需要借助信道估計，而且精確的符號定時可以進一步提高信道估計的性能。
一方面，序列的相關性能會受載波頻率偏移造成的偏轉相位干擾影響當載波頻率偏移較大的時候，如載波的頻率偏移為幾個整數(shù)倍的子載波頻率間隔的時候，直接采用接收的同步訓練符號和接收端本地產生的訓練符號互相關時，由于兩個序列存在較大的相位偏差，所以序列的相關是非相干的，這樣就會使序列相關后的峰值變得不明顯，尤其是在衰落信道下，非相干下的同步序列互相關峰值是很難檢測的。所以為了克服載波頻偏對符號定時的影響，接收機需要事先對載波頻偏進行捕獲，盡量減小接收同步訓練符號和本地參考序列的相位偏差。另一方面，序列的互相關峰會因多徑信道的彌散而擴散成多個尖峰，尖峰的相對時延和幅度大小與信道的接收功率分布有關。尖峰的相對時延就是信道多徑的相對時延，而且尖峰的幅度大小也與信道多徑在此刻的接收功率成正比。當符號定時采用基于最大峰值檢測時，符號的定時就是鎖定在接收信道的最強徑上。如果信道存在可視路徑，則信道的最強徑就是接收信道的第一徑，此時的符號定時就是最佳的，但是如果信道不存在可視路徑，即信道各徑的接收功率都是瑞利衰落的，則信道接收功率的最強徑可能不是第一徑而在其它路徑上?？梢?，此時基于最大峰值檢測的符號定時就會存在誤差，誤差的大小就是最強徑的相對時延大小，如果該時延大小超出循環(huán)前綴的定時保護間隔，則就會產生ISI和ICI。所以對于瑞利衰落信道且信道多徑的各相對時延都很大，則基于最大峰值檢測的符號定時性能就會惡化，為此需要采用門限搜索的方法來檢測信道第一徑對應時間上相關峰值。同時，為了降低噪聲干擾的影響，對互相關峰值又采用了延遲共軛相乘的處理技術進一步提高檢測的準確性能。
實際OFDM系統(tǒng)中，符號定時一般是發(fā)生幀捕獲即同步訓練符號捕獲之后。本發(fā)明的符號定時方法的主要實現(xiàn)器件是相關器，比較器，延時器和乘法器，下面將結合具體的實現(xiàn)器件介紹符號定時的實現(xiàn)過程1)將接收的同步訓練符號并行的輸入到多個相關器中與相應的本地參考序列相關。本地參考序列是預先經過相位偏轉的同步訓練符號。其中，同步訓練符號由PN序列或進過FFT變換的PN序列構成。偏轉的相位是有預先設定的搜索頻率而產生的，這些搜索頻率主要是為了估計初始的載波頻偏。只要搜索頻率的范圍能夠覆蓋實際載波頻率偏移的最大范圍，則總能夠在這些搜索頻率中找到最接近實際載波頻偏的那個頻率點。這樣由此產生的本地參考序列與接收同步訓練符號的相關性是最強的。同時，同步訓練符號自身又具備很強的自相關性能，所以無論載波的頻率偏移多大，在接收端的多路相關器中至少能找到一路相關器是能檢測到相關峰值。此時相關器內部的峰值檢測是基于最大峰值檢測。
2)將各路的相關器檢測到的相關峰值輸入到比較器中進行比較后，取得最大值。并將最大相關峰值對應的相關器的輸出結果分別送到延時器和乘法器作相關結果的延遲共軛相乘處理，即s(n)＝c(n)·c*(n-M)，其中延遲的時間M就是同步訓練符號的周期時間。由于同步訓練符號是周期性的，而本地參考序列是基于構成周期性同步訓練符號的短訓練塊。所以訓練符號和參考序列的互相關結果也會近似呈現(xiàn)周期性，但是由于噪聲是隨機的，所以互相關的結果只有在各峰值點上周期性較明顯，且周期的長度就是M。而其它點上幾乎是隨機的。所以通過這種自延遲共軛相乘處理后，可以進一步降低隨機噪聲對峰值檢測的干擾，使得互相關的峰值在檢測時更加明晰，便于搜索檢測。
3)將互相關的延遲共軛相乘的結果輸入到比較器中進行峰值搜索檢測。具體搜索步驟如下
a)先找到最大峰值，分別將最大峰值的幅度Vmax和對應的地址Dmax記錄到計數(shù)器C1，C2中。
b)繼續(xù)在鎖定的最大峰值依次往前搜索，判斷是否存在幅度大于K·Vmax的峰值，如果存在，則立即更新計數(shù)器C2，將對應的地址D1寫入到計數(shù)器C2中。如果不存在，則再判斷該檢測點的幅度是否大于 如果滿足要求，則將該峰值點的地址D2寫入到計數(shù)器C2中，并立即結束搜索檢測。得到的D2就是定時鎖定的位置。
c)重復步驟6)，直到搜索的長度達到L，則停止搜索。計數(shù)器C2的值就是符號定時的估計值。
下面就結合具體的實例說明本發(fā)明的一個具體應用過程。
假設正交頻分復用OFDM系統(tǒng)采用10M系統(tǒng)帶寬，子載波的數(shù)目是256，則子信道的帶寬是44.53KHz。如果實際的載波頻率偏移最大為140KHz，則頻率捕獲需要估計的最大頻率范圍是(-4，4)。同步訓練符號采用IEEE 802.16d的規(guī)定的結構形式。仿真信道采用SUI-1和SUI-4模型。
具體的符號定時步驟1)將接收的同步訓練符號并行的輸入到多個相關器中與相應的本地參考序列相關。其中本地參考序列為pi′(m)=ps(m)·e-j2πfim/256,m=0,2..63,]]>其中fi就是頻率捕獲時的搜索頻率，fi∈(-4，-2，0，2，4)，i＝1，2，....5。
p(n)＝[ps(m)，ps(m)，ps(m)，ps(m)，ps(m)]，即ps(m)是同步訓練符號p(n)內部的短訓練符號塊。
2)將各路的相關器檢測到的相關峰值輸入到比較器中進行比較后，取得最大值。并將最大相關峰值對應的相關器的輸出結果分別送到延時器和乘法器作相關結果的延遲共軛相乘處理，延遲器的長度為64。
將互相關的延遲共軛相乘的結果輸入到比較器中進行峰值搜索檢測。(具體如前所作的說明，此不贅述。)
權利要求
1.一種基于OFDM系統(tǒng)的符號定時方法，其特征在于采用同步訓練符號的相關性能來估計符號定時。
2.根據權利要求1所述的基于OFDM系統(tǒng)的符號定時方法，其特征在于采用具有強自相關性和互相關性的序列作為同步訓練符號以獲得尖銳的相關峰值。
3.根據權利要求2所述的基于OFDM系統(tǒng)的符號定時方法，其特征在于在接收端，接收機是通過將接收的同步訓練符號和本地產生的參考序列進行互相關后估計符號定時。
4.根據權利要求3所述的基于OFDM系統(tǒng)的符號定時方法，其特征在于其中本地參考序列為pi′(m)=ps(m)·e-j2πfim/256,]]>m＝0，2..63，其中fi就是頻率捕獲時的搜索頻率，fi∈(-4，-2，0，2，4)，i＝1，2，...5。p(n)＝[ps(m)，ps(m)，ps(m)，ps(m)，ps(m)]，即ps(m)是同步訓練符號p(n)內部的短訓練符號塊。
5.根據權利要求1所述的基于OFDM系統(tǒng)的符號定時方法，其特征在于采用以下步驟A.將接收的同步訓練符號并行的輸入到多個相關器中與相應的本地參考序列相關；B.將各路的相關器檢測到的相關峰值輸入到比較器中進行比較后，取得最大值，將最大相關峰值對應的相關器的輸出結果分別送到延時器和乘法器作相關結果的延遲共軛相乘處理；C.將互相關的延遲共軛相乘的結果輸入到比較器中進行峰值搜索檢測。
6.根據權利要求5所述的基于OFDM系統(tǒng)的符號定時方法，其特征在于C步驟具體包括a.先找到最大峰值，分別將最大峰值的幅度Vmax和對應的地址Dmax記錄到計數(shù)器C1，C2中；b.繼續(xù)在鎖定的最大峰值依次往前搜索，判斷是否存在幅度大于K·Vmax的峰值；如果存在，則立即更新計數(shù)器C2，將對應的地址D1寫入到計數(shù)器C2中；如果不存在，則再判斷該檢測點的幅度是否大于 如果滿足要求，則將該峰值點的地址D2寫入到計數(shù)器C2中，并立即結束搜索檢測，得到的D2就是定時鎖定的位置；c.重復步驟b，直到搜索的長度達到L，則停止搜索，所得到的計數(shù)器C2的值就是符號定時的估計值。
7.根據權利要求6所述的基于OFDM系統(tǒng)的符號定時方法，其特征在于其中K滿足條件0＜K＜1；L可以根據信道的不同而變化，實際中可以通過仿真測試來確定最佳值。
8.根據權利要求1所述的基于OFDM系統(tǒng)的符號定時方法，其特征在于正交頻分復用OFDM系統(tǒng)采用10M系統(tǒng)帶寬，子載波的數(shù)目是256，子信道的帶寬是44.53KHz；如果實際的載波頻率偏移最大為140KHz，則頻率捕獲需要估計的最大頻率范圍是(-4，4)；同步訓練符號采用IEEE 802.16d的規(guī)定的結構形式；具體包括1)將接收的同步訓練符號并行的輸入到多個相關器中與相應的本地參考序列相關；其中本地參考序列為pi′(m)=ps(m)·e-j2πfim/256,]]>m＝0，2..63，其中fi就是頻率捕獲時的搜索頻率，fi∈(-4，-2，0，2，4)，i＝1，2，....5。p(n)＝[ps(m)，ps(m)，ps(m)，ps(m)，ps(m)]，即ps(m)是同步訓練符號p(n)內部的短訓練符號塊；2)將各路的相關器檢測到的相關峰值輸入到比較器中進行比較后，取得最大值；并將最大相關峰值對應的相關器的輸出結果分別送到延時器和乘法器作相關結果的延遲共軛相乘處理，延遲器的長度為64；4)將互相關的延遲共軛相乘的結果輸入到比較器中進行峰值搜索檢測。
全文摘要
一種基于OFDM系統(tǒng)的符號定時方法，采用同步訓練符號的相關性能來估計符號定時。具體包括A.將接收的同步訓練符號并行的輸入到多個相關器中與相應的本地參考序列相關；B.將各路的相關器檢測到的相關峰值輸入到比較器中進行比較后，取得最大值，將最大相關峰值對應的相關器的輸出結果分別送到延時器和乘法器作相關結果的延遲共軛相乘處理；C.將互相關的延遲共軛相乘的結果輸入到比較器中進行峰值搜索檢測。該符號定時方法不但對大的載波頻偏不敏感，而且也不依賴于信道估計的性能。
文檔編號H04L27/26GK1855904SQ20051002562
公開日2006年11月1日 申請日期2005年4月29日 優(yōu)先權日2005年4月29日
發(fā)明者周平, 李明齊, 張小東, 卜智勇 申請人:中國科學院上海微系統(tǒng)與信息技術研究所, 上海無線通信研究中心