專利名稱：一種循環(huán)前綴ofdm系統(tǒng)同步方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種OFDM系統(tǒng)同步方法，特別是涉及一種OFDM系統(tǒng)的循環(huán)前綴同步方法。
背景技術(shù)：
正交頻率分集復(fù)用(OFDM，Orthogonal Frequency Division Multiplexing)技術(shù)因其抗快速衰減信道性能較好，且實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，近年來引起了業(yè)界的極大興趣，在IEEE 802.11系列及歐洲的DVB-T中都有應(yīng)用。然而，OFDM最大的兩個(gè)弱點(diǎn)，對(duì)頻偏的敏感性以及較大的PAPR(波峰功率與平均功率的比值)，使得該技術(shù)的應(yīng)用得到了限制。
OFDM同步包括時(shí)間同步和頻率同步。傳統(tǒng)的OFDM同步技術(shù)從帶寬利用率上來分包括有三種第一種，在發(fā)送端傳輸訓(xùn)練符號(hào)，并在接收端通過接收信號(hào)與已知訓(xùn)練符號(hào)相干峰值來估計(jì)頻偏及時(shí)偏參數(shù)。該方法雖然簡(jiǎn)單且性能好，但由于其占用帶寬，一般只是在幀的起始位發(fā)送訓(xùn)練符號(hào)(IEEE802.11a)。第二種，是在發(fā)送的OFDM符號(hào)間穿插導(dǎo)頻，該方法雖然解決了上述方法占用帶寬的問題，但其精確度較差，一般是結(jié)合訓(xùn)練符號(hào)進(jìn)行自適應(yīng)跟蹤同步。第三種方法，也叫做盲同步方法，不發(fā)送任何已知符號(hào)，最大的節(jié)省了帶寬，但算法復(fù)雜且精確度不高。Van de Beek等人提出了一種利用OFDM自身循環(huán)前綴進(jìn)行盲同步的方法。如IEEE 802.11a中所建議的，當(dāng)FFT大小為64時(shí)，OFDM符號(hào)包括80個(gè)信號(hào)采樣，其中16個(gè)為附加的循環(huán)前綴。這16個(gè)信號(hào)采樣的加入，使得OFDM調(diào)制后的基帶信號(hào)不再是平穩(wěn)高斯隨機(jī)過程，而呈現(xiàn)周期性的相關(guān)性。利用該特點(diǎn)，多篇IEEE上的文獻(xiàn)都提出了許多算法來實(shí)現(xiàn)OFDM系統(tǒng)頻偏、時(shí)偏的校正， 其中，Jan Jaap van de Beek提出了利用循環(huán)前綴進(jìn)行頻偏、時(shí)偏的最大似然估計(jì)法。傳統(tǒng)的系統(tǒng)中加入的循環(huán)前綴不需經(jīng)過處理，直接將N點(diǎn)IFFT調(diào)制后的N個(gè)采樣點(diǎn)的后g個(gè)拷貝，然后整段添加到這N個(gè)采樣點(diǎn)的頭部，并將這N+g個(gè)采樣點(diǎn)送入射頻端發(fā)送，其中N為IFFT的大小。
傳統(tǒng)的同步技術(shù)方法中利用OFDM自身循環(huán)前綴，基于該部分與OFDM符號(hào)中部分相同，在接收端實(shí)現(xiàn)相干估計(jì)同步參數(shù)。本發(fā)明利用FFT自身循環(huán)正交性，在發(fā)送端選擇具有最大能量的循環(huán)前綴進(jìn)行發(fā)送，該系統(tǒng)可以顯著地提高傳統(tǒng)的利用OFDM自身循環(huán)前綴進(jìn)行相干同步的系統(tǒng)性能。同時(shí)，因?yàn)樵摲椒ǜ淖兞诵盘?hào)的統(tǒng)計(jì)特性，通過在發(fā)送端加入一個(gè)放大偏差控制器，可以有效地控制OFDM符號(hào)的PAPR。因?yàn)楸痉椒ㄔ诮邮斩搜匾u已有的Beek在1997年IEEE雜志“Transactions on Communications”上提出的基于循環(huán)前綴的最大似然估計(jì)時(shí)偏、頻偏電路。本說明書僅對(duì)發(fā)送端實(shí)現(xiàn)作有關(guān)介紹，本發(fā)明的實(shí)現(xiàn)主要包括發(fā)送端部分。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明所要解決的技術(shù)問題在于提供一種最大循環(huán)前綴OFDM系統(tǒng)同步方法，以提高利用OFDM利用自身循環(huán)前綴進(jìn)行相干同步的系統(tǒng)性能，降低系統(tǒng)的時(shí)偏、頻偏估計(jì)誤差。
為了實(shí)現(xiàn)上述目的，本發(fā)明提供了一種循環(huán)前綴OFDM系統(tǒng)同步方法，利用循環(huán)前綴來實(shí)現(xiàn)OFDM系統(tǒng)的同步，包括在發(fā)送端將循環(huán)前綴加入OFDM符號(hào)的步驟；及在接收端實(shí)現(xiàn)相干估計(jì)同步參數(shù)的步驟；其中，所述將循環(huán)前綴加入OFDM符號(hào)的步驟進(jìn)一步包括步驟A，尋找出具有最大能量的循環(huán)前綴；步驟B，將OFDM符號(hào)旋轉(zhuǎn)到最大能量循環(huán)前綴的對(duì)應(yīng)位置。
所述的循環(huán)前綴OFDM系統(tǒng)同步方法，其中，所述步驟A進(jìn)一步包括步驟A1，計(jì)算信號(hào)模值平方|x(i)|2，i的取值為0至N+g-1，其中，當(dāng)i大等于N時(shí)，x(i)＝x(i-N)；步驟A2，累加循環(huán)連續(xù)的g位信號(hào)模值平方，根據(jù)公式u=argmax0≤i≤N-1[Σi=nn+g-1|x(i)|2]]]>取計(jì)算出的u為最大循環(huán)前綴的起始點(diǎn)，其中，N為OFDM系統(tǒng)FFT的大小，x(i)為第i個(gè)采樣點(diǎn)時(shí)的信號(hào)值，g為循環(huán)前綴的長(zhǎng)度。
所述的循環(huán)前綴OFDM系統(tǒng)同步方法，其中，還包括一設(shè)置PAPR控制實(shí)現(xiàn)電路的步驟，用于控制所述OFDM系統(tǒng)的PAPR值；其中，所述PAPR控制實(shí)現(xiàn)電路進(jìn)一步包括一設(shè)置在所述發(fā)送端射頻放大器前的放大器偏差控制器，所述放大器偏差控制器用于控制所述射頻放大器的偏差點(diǎn)。
所述的循環(huán)前綴OFDM系統(tǒng)同步方法，其中，所述PAPR控制實(shí)現(xiàn)電路進(jìn)一步包括一偏差控制信號(hào)產(chǎn)生器，用于產(chǎn)生所述放大器偏差控制器工作所需的控制信號(hào)；其中，所述偏差控制信號(hào)產(chǎn)生器設(shè)置在所述放大器偏差控制器前。所述的循環(huán)前綴OFDM系統(tǒng)同步方法，其中，還包括一設(shè)置PAPR控制實(shí)現(xiàn)電路的步驟，用于控制所述OFDM系統(tǒng)的PAPR值。
所述的循環(huán)前綴OFDM系統(tǒng)同步方法，其中，所述偏差控制信號(hào)產(chǎn)生器用于產(chǎn)生一周期性矩形波。
所述的循環(huán)前綴OFDM系統(tǒng)同步方法，其中，所述周期性矩形波的波形幅值大小由FFT的長(zhǎng)度和循環(huán)前綴的長(zhǎng)度確定。
所述的循環(huán)前綴OFDM系統(tǒng)同步方法，其中，在接收端采用最大似然估計(jì)法來實(shí)現(xiàn)相干估計(jì)同步參數(shù)。
所述的循環(huán)前綴OFDM系統(tǒng)同步方法，其中，在接收端采用最大似然估計(jì)法來實(shí)現(xiàn)相干估計(jì)同步參數(shù)的步驟進(jìn)一步包括步驟d，計(jì)算時(shí)偏估計(jì)值，具體為計(jì)算并緩存接收信號(hào)在兩個(gè)距離為N個(gè)采樣點(diǎn)的滑動(dòng)窗中相關(guān)值，波峰值所對(duì)應(yīng)的位置即為估計(jì)的OFDM符號(hào)起始位，其中N為OFDM系統(tǒng)FFT的大??；步驟e，計(jì)算頻偏估計(jì)值，具體為通過計(jì)算估計(jì)函數(shù)的幅值相位來得出；其中，所述時(shí)偏估計(jì)是在假定所述OFDM系統(tǒng)粗略時(shí)同步的前提下進(jìn)行估計(jì)的；所述估計(jì)函數(shù)為所述兩個(gè)滑動(dòng)窗的相關(guān)值減去兩個(gè)滑動(dòng)窗中所包括的信號(hào)能量與接受信噪比的加權(quán)值。
所述的循環(huán)前綴OFDM系統(tǒng)同步方法，其中，所述最大似然估計(jì)法進(jìn)一步包括步驟a，計(jì)算時(shí)偏θ的估計(jì)值 θ^=argmaxθ[f(θ)];]]>
步驟b，計(jì)算頻偏估計(jì)值 ϵ^=-12π∠[γ(θ^)]:]]>其中，代價(jià)函數(shù)f(θ)＝|γ(θ)|-ρφ(θ)；其中，γ(m)=Σn=mm+g-1r(n)r*(n+N),]]>m∈
，為兩個(gè)滑動(dòng)窗中的互相關(guān)值其中，φ(m)=12Σn=mm+g-1|r(n)|2+|r(n+N)|2,]]>m∈
為兩個(gè)滑動(dòng)窗所包含信號(hào)的能量的平均值其中，加權(quán)因子ρ=σs22(σs2+σw2),]]>σs2和σw2分別為發(fā)送信號(hào)和接收端噪音的均方值，N為OFDM系統(tǒng)FFT的大小，g為循環(huán)前綴的長(zhǎng)度。
所述的循環(huán)前綴OFDM系統(tǒng)同步方法，其中，進(jìn)一步包括一校正在接收信號(hào)中引入的循環(huán)相位因子的步驟。
所述的循環(huán)前綴OFDM系統(tǒng)同步方法，其中，進(jìn)一步包括一通過導(dǎo)頻信號(hào)來校正非差分OFDM系統(tǒng)在所述接收信號(hào)中引入的循環(huán)相位因子的步驟；或一通過結(jié)合信道的估計(jì)來校正差分OFDM系統(tǒng)中引入的循環(huán)相位因子的步驟。
所述的循環(huán)前綴OFDM系統(tǒng)同步方法，其中，所述通過導(dǎo)頻信號(hào)來校正非差分OFDM系統(tǒng)循環(huán)相位因子的步驟進(jìn)一步包括在接收信號(hào)經(jīng)過頻偏、時(shí)偏校正后，將同步校正后的導(dǎo)頻信號(hào)輸入到FFT的步驟；其中，輸出的波峰所在點(diǎn)u即對(duì)應(yīng)需校正的相位因子。
所述的循環(huán)前綴OFDM系統(tǒng)同步方法，其中，所述通過導(dǎo)頻信號(hào)來校正非差分OFDM系統(tǒng)循環(huán)相位因子的步驟進(jìn)一步包括一在發(fā)送端各OFDM符號(hào)中實(shí)現(xiàn)二重差分信號(hào)的步驟。
所述的循環(huán)前綴OFDM系統(tǒng)同步方法，其中，所述差分的基準(zhǔn)信號(hào)為插入的導(dǎo)頻信號(hào)。
本發(fā)明還提供了一種OFDM系統(tǒng)，包括發(fā)送端及接收端，所述發(fā)送端包括一IFFT運(yùn)算模塊及一循環(huán)前綴加入模塊；所述接收端包括一同步參數(shù)相干估計(jì)模塊；其中，所述循環(huán)前綴加入模塊進(jìn)一步包括一最大能量循環(huán)前綴選擇模塊，用于尋找具有最大能量的循環(huán)前綴并將OFDM符號(hào)旋轉(zhuǎn)到所述最大循環(huán)前綴的對(duì)應(yīng)位置。
所述的OFDM系統(tǒng)，其中，所述尋找最大循環(huán)前綴模塊進(jìn)一步包括一模平方計(jì)算單元，用于計(jì)算信號(hào)模平方；一峰值檢測(cè)器，用于在累加完循環(huán)連續(xù)的g位信號(hào)模平方值后檢測(cè)累加結(jié)果中的峰值，并由此確定最大循環(huán)前綴的起始點(diǎn)，其中g(shù)為循環(huán)前綴的長(zhǎng)度。
一移位寄存器，用于緩沖所輸入的經(jīng)過IFFT運(yùn)算的數(shù)據(jù)和/或緩存計(jì)算出的信號(hào)模平方數(shù)據(jù)。
所述的OFDM系統(tǒng)，其中，所述發(fā)送端還包括一PAPR控制實(shí)現(xiàn)電路，用于控制所述OFDM系統(tǒng)的PAPR值；其中，所述PAPR控制實(shí)現(xiàn)電路進(jìn)一步包括一設(shè)置在所述發(fā)送端射頻放大器前的放大器偏差控制器，所述放大器偏差控制器用于控制所述射頻放大器的偏差點(diǎn)。
所述的OFDM系統(tǒng)，其中，所述PAPR控制實(shí)現(xiàn)電路進(jìn)一步包括一偏差控制信號(hào)產(chǎn)生器，用于產(chǎn)生所述放大器偏差控制器工作所需的控制信號(hào)；其中，所述偏差控制信號(hào)產(chǎn)生器設(shè)置在所述放大器偏差控制器前。
所述的OFDM系統(tǒng)，其中，進(jìn)一步包括一循環(huán)相位因子校正裝置，用于校正系統(tǒng)接收信號(hào)中引入的循環(huán)相位因子。
所述的OFDM系統(tǒng)，其中，所述循環(huán)相位因子校正裝置包括一設(shè)置在接收端的FFT芯片，用于通過導(dǎo)頻信號(hào)來校正非差分OFDM系統(tǒng)接收信號(hào)中引入的循環(huán)相位因子。
本發(fā)明的OFDM時(shí)偏、頻偏估計(jì)方法，不同于諸如IEEE多種文獻(xiàn)中所討論的循環(huán)前綴方法，僅僅在接收端通過OFDM符號(hào)自身的自相干特性進(jìn)行頻偏、時(shí)偏估計(jì)，本方法在發(fā)送端對(duì)OFDM符號(hào)本身進(jìn)行了“優(yōu)化性設(shè)計(jì)”，即尋找具有最大能量的循環(huán)前綴。根據(jù)IFFT(FFT)的運(yùn)算特性，IFFT運(yùn)算處理在輸入信號(hào)采樣循環(huán)放置時(shí)，所得信號(hào)輸出的正交性并沒有受到影響?；谝陨细鼽c(diǎn)，該發(fā)明在OFDM系統(tǒng)發(fā)送端信號(hào)經(jīng)過IFFT運(yùn)算后加入尋找最大循環(huán)前綴模塊，將OFDM符號(hào)旋轉(zhuǎn)到最大循環(huán)前綴對(duì)應(yīng)位置，然后才將處理過后的信號(hào)加入前綴，濾波，調(diào)制載波。因?yàn)樵摲椒▽?shí)際上改變了信號(hào)的統(tǒng)計(jì)特性，雖然整個(gè)OFDM符號(hào)的PAPR并未發(fā)生改變，但分段后的各部分的PAPR較之于整體PAPR來說均有一定的降低。具體當(dāng)FFT大小為64時(shí)，一個(gè)OFDM符號(hào)包括80個(gè)信號(hào)采樣，可分為如下兩段32位循環(huán)前綴和循環(huán)前綴對(duì)應(yīng)數(shù)據(jù)段；及48位剩余的數(shù)據(jù)段。基于此，本發(fā)明在發(fā)送端射頻放大器前插入了放大器偏差控制器，通過輸入一個(gè)周期矩形波來控制放大器的偏差點(diǎn)，從而實(shí)現(xiàn)了PAPR的控制。
在接收端，本發(fā)明采用的是Beek所建議的頻偏、時(shí)偏最大似然估計(jì)架構(gòu)即Beek的經(jīng)典ML相干算法，不同之處是對(duì)于普通OFDM系統(tǒng)，如IEEE802.11a中所示系統(tǒng)，本發(fā)明在發(fā)送端引入對(duì)循環(huán)前綴的預(yù)處理，選擇具有最大能量的循環(huán)前綴進(jìn)行發(fā)送。本發(fā)明發(fā)送端對(duì)于信號(hào)的處理相當(dāng)于在接收信號(hào)中引入一個(gè)隨著載波序數(shù)遞增的相位因子。該相位因子理論上可以通過一個(gè)導(dǎo)頻信號(hào)進(jìn)行校正。對(duì)于非差分OFDM系統(tǒng)，本發(fā)明給出了通過導(dǎo)頻信號(hào)校正的實(shí)現(xiàn)方法。對(duì)于差分OFDM系統(tǒng)，該相位因子相當(dāng)于引入的額外的相位噪音，可以結(jié)合信道的估計(jì)而矯正，而對(duì)于雙差分OFDM系統(tǒng)，因?yàn)槠湎到y(tǒng)自身具有抗相位干擾特性，該發(fā)明在接收端并不需要矯正引入的循環(huán)相位因子。
實(shí)施本發(fā)明提供的最大循環(huán)前綴方法，不但可以比以往的循環(huán)前綴估計(jì)具有更好的性能(具體在IEEE 802.11a中所建議的情況下，F(xiàn)FT大小為64時(shí)，仿真結(jié)果表示頻偏錯(cuò)誤估計(jì)均方值減少約2dB，而時(shí)偏錯(cuò)誤估計(jì)在SNR為15dB時(shí)，可降低大約6dB)，而且可以同時(shí)實(shí)現(xiàn)OFDM系統(tǒng)中PAPR的控制。本方法的另一優(yōu)點(diǎn)是實(shí)現(xiàn)很簡(jiǎn)單，并不需要很多的運(yùn)算開支。
以下結(jié)合附圖和具體實(shí)施例對(duì)本發(fā)明進(jìn)行詳細(xì)描述，但不作為對(duì)本發(fā)明的限定。


圖1為按照IEEE 802.11a標(biāo)準(zhǔn)的OFDM發(fā)送端和接收端原理框圖；圖2為本發(fā)明的最大循環(huán)前綴方法的實(shí)現(xiàn)框圖；圖3為本發(fā)明的PAPR控制電路的實(shí)現(xiàn)框圖；圖4為本發(fā)明接收端頻偏、時(shí)偏以及引入的相位因子的校正實(shí)現(xiàn)框圖；圖5A1至圖5E2為理想狀況下實(shí)現(xiàn)本發(fā)明時(shí)，信號(hào)在各階段的波形圖；
圖6為PAPR控制模塊中放大器偏差控制信號(hào)的波形；圖7A為Monte Carlo仿真所示的本方法與Beek的方法的時(shí)偏估計(jì)比較圖；圖7B為Monte Carlo仿真所示的本方法與Beek的方法的頻偏估計(jì)比較圖；圖8為采樣本發(fā)明的方法分段后各段的PAPR與原始的PAPR的比較圖。
具體實(shí)施例方式
圖1為IEEE 802.11a建議的OFDM實(shí)現(xiàn)的框圖。由圖所示，OFDM系統(tǒng)發(fā)送端包括信源編碼器1，交織繞碼器2，QAM/QPSK/BPSK信號(hào)產(chǎn)生器3，導(dǎo)頻嵌入模塊4，串并轉(zhuǎn)換器5，IFFT 6，并串轉(zhuǎn)換器7，循環(huán)前綴加入及加窗模塊8、數(shù)模轉(zhuǎn)換器9、射頻放大器10及發(fā)射天線11，輸入信息經(jīng)過編碼、交織、QAM/QPSK/BPSK映射、零插入、串并轉(zhuǎn)換、IFFT運(yùn)算、并串轉(zhuǎn)換、加入循環(huán)前綴、加窗處理后，形成信號(hào)波形，再經(jīng)過濾波，上調(diào)載波及射頻放大從發(fā)射天線11發(fā)送出。OFDM的接收端包括接收天線12、接收信號(hào)放大器13，模數(shù)轉(zhuǎn)換器14、時(shí)偏頻偏校正模塊15、循環(huán)前綴去除模塊16、串并轉(zhuǎn)換器17、FFT18、并串轉(zhuǎn)換器19、信道均衡模塊20、QAM/QPSK/BPSK信號(hào)解調(diào)器21、解交織繞碼器22、解碼器23。接收信息經(jīng)過放大后、下調(diào)載波、同步校正、除去循環(huán)前綴，F(xiàn)FT，零插入去除，QAM/QPSK/BPSK信號(hào)解調(diào)、解交織、解碼后輸出。
本發(fā)明適用于所有具有循環(huán)前綴的OFDM系統(tǒng)，具體在IEEE 802.11a的建議中，其實(shí)現(xiàn)是這樣的在發(fā)送端，經(jīng)過64位IFFT處理過后的OFDM符號(hào)經(jīng)并串轉(zhuǎn)換電路后被輸入到查找最大循環(huán)前綴模塊，該模塊負(fù)責(zé)找出具有最大能量的連續(xù)16個(gè)信號(hào)采樣段，然后將所輸入的原始符號(hào)進(jìn)行旋轉(zhuǎn)，使得該段正好對(duì)應(yīng)于信號(hào)采樣的48～63位，也就是循環(huán)前綴所對(duì)應(yīng)的位置，經(jīng)過該處理的OFDM符號(hào)即被加入前綴，AD變換，濾波，并調(diào)制載波。在射頻放大時(shí)，本發(fā)明建議放大器前加入放大器偏差控制器，通過一個(gè)周期矩形波來控制放大器的偏差，借此來控制OFDM符號(hào)的PAPR，提高射頻放大器的利用效率。
在接收端，接收信號(hào)通過Beek所提出的最大似然法估計(jì)頻偏、時(shí)偏。在假定粗略時(shí)同步的情況下(即接受OFDM符號(hào)的起始位與實(shí)際發(fā)送的起始位相差在一個(gè)符號(hào)之內(nèi)，也就是所要進(jìn)行時(shí)偏估計(jì)的范圍為0～79)，計(jì)算并緩存接收信號(hào)在兩個(gè)距離為64采樣點(diǎn)的滑動(dòng)窗中相關(guān)值，波峰值所對(duì)應(yīng)的位置即為估計(jì)的OFDM符號(hào)起始位；頻偏估計(jì)是在時(shí)偏估計(jì)值得到后，通過計(jì)算估計(jì)函數(shù)的幅值相位來得出的。該估計(jì)函數(shù)實(shí)際上是如上所述的兩個(gè)滑動(dòng)窗的相關(guān)值減去兩個(gè)滑動(dòng)窗中所包括信號(hào)能量與接受信噪比的加權(quán)值。該最大似然估計(jì)的步驟詳細(xì)給出如下第一步，時(shí)偏θ的估計(jì)值 由(1)給出，θ^=argmaxθ[f(θ)]---(1)]]>第二步，頻偏 的估計(jì)由(2)給出，ϵ^=-12π∠[γ(θ^)],---(2)]]>其中代價(jià)函數(shù)為f(θ)＝|γ(θ)|-ρφ(θ)，(3)上式中第一項(xiàng)為兩個(gè)滑動(dòng)窗中的互相關(guān)值γ(m)=Σn=mm+g-1r(n)r*(n+N),]]>m∈
(4)第二項(xiàng)為兩個(gè)滑動(dòng)窗所包含信號(hào)的能量的平均值，φ(m)=12Σn=mm+g-1|r(n)|2+|r(n+N)|2,]]>m∈
(5)其中加權(quán)因子ρ與接收信號(hào)的SNR有關(guān)，具體為ρ=σs22(σs2+σw2),---(6)]]>注意其中的σs2和σw2分別為發(fā)送信號(hào)和接收端噪音的均方值。在本發(fā)明中，因?yàn)榘l(fā)送端對(duì)于信號(hào)的預(yù)處理，接收信號(hào)中會(huì)引入一個(gè)隨著載波序數(shù)遞增的相位因子ej2πuk/N，k為對(duì)應(yīng)的IFFT所對(duì)應(yīng)的相應(yīng)的子載波數(shù)，u為發(fā)送端旋轉(zhuǎn)時(shí)對(duì)應(yīng)的子載波點(diǎn)。
在非差分的OFDM系統(tǒng)中，需通過導(dǎo)頻來校正該相位因子。該遞增的相位因子只有一個(gè)未知參數(shù)，理論上只需要一個(gè)導(dǎo)頻信號(hào)便可校正。本發(fā)明中給出兩種可能的校正方法。因?yàn)樾栊Ｕ南辔灰蜃邮钦麛?shù)倍的OFDM系統(tǒng)中子載波間隔，在接受信號(hào)經(jīng)過頻偏、時(shí)偏校正后，先將同步校正后的導(dǎo)頻信號(hào)輸入到FFT，輸出的波峰所在點(diǎn)u即對(duì)應(yīng)需校正的相位因子。第二種方法，是在發(fā)送端在各OFDM符號(hào)中實(shí)現(xiàn)二重差分信號(hào)。一重差分時(shí)，每個(gè)OFDM符號(hào)中需空出一個(gè)基準(zhǔn)信號(hào)，其余子載波上所帶的信息是對(duì)應(yīng)于基準(zhǔn)信號(hào)的相位變化，而非信號(hào)本身。當(dāng)FFT大小為64時(shí)，有63個(gè)子載波傳送信息。該差分信號(hào)調(diào)制可以將如上的隨子載波數(shù)遞增的相位因子變?yōu)榉?hào)內(nèi)各子載波上恒定的相位噪音。如果使用二重差分概念，則本發(fā)明在發(fā)送端引入的相位因子可以自動(dòng)校正。本發(fā)明建議使用二重差分OFDM符號(hào)，因?yàn)楫?dāng)FFT較大時(shí)，該差分信號(hào)基準(zhǔn)占有的帶寬非常低(2/N)，況且，還可以利用插入的導(dǎo)頻信號(hào)作為差分的基準(zhǔn)信號(hào)。以下給出詳細(xì)的各模塊的說明所述尋找最大循環(huán)前綴模塊包含有一個(gè)移位寄存器，用以緩沖所輸入的經(jīng)過IFFT轉(zhuǎn)換過后的數(shù)據(jù)；一個(gè)信號(hào)模平方計(jì)算單元；一個(gè)峰值檢測(cè)器；其具體流程框圖在附圖2中給出。圖2虛線框中所示為本發(fā)明在發(fā)送端最大循環(huán)前綴實(shí)現(xiàn)的實(shí)現(xiàn)框圖。如圖2所示，輸入信號(hào)經(jīng)串并轉(zhuǎn)換后，步驟201；64個(gè)信號(hào)采樣點(diǎn)先進(jìn)行傳統(tǒng)的OFDM系統(tǒng)中的IFFT運(yùn)算，進(jìn)行并串轉(zhuǎn)換，步驟202，經(jīng)過此步驟后的信號(hào)為x＝[x(0)，Λ，x(63)]；循環(huán)重復(fù)符號(hào)后16位，步驟203，經(jīng)此步驟后信號(hào)變?yōu)閤e＝[(0)，Λ，x(63)，x(0)，Λ，x(16)]，根據(jù)實(shí)現(xiàn)方式的不同本步驟不一定必須有；然后在本發(fā)明的建議中，該信號(hào)先經(jīng)過模值平方計(jì)算，結(jié)果被輸入到一個(gè)移位寄存器，緩存大小為80個(gè)數(shù)據(jù)，然后加法器實(shí)現(xiàn)循環(huán)連續(xù)的16位數(shù)據(jù)累加。接著，順序排放加法器的輸出結(jié)果，64個(gè)結(jié)果中最大值所對(duì)應(yīng)的位置即為最大循環(huán)前綴對(duì)應(yīng)位置，即為u，由此找出了最大循環(huán)前綴的起始點(diǎn)，即x(u)...x(16+u-1)為能量最大的16個(gè)采樣點(diǎn)窗，步驟204；調(diào)整該OFDM符號(hào)的起始位置為最大循環(huán)前綴對(duì)應(yīng)的位置，即調(diào)整起始位為u，步驟205；此時(shí)處理過的信號(hào)為x′＝[x(u)，Λ，x(63+u-1)]；然后將處理過的信號(hào)加上循環(huán)前綴、上調(diào)載波及射頻放大，步驟206；將信號(hào)發(fā)送天線，步驟207。假設(shè)u＝6，則對(duì)應(yīng)加入循環(huán)前綴的80個(gè)采樣點(diǎn)的OFDM符號(hào)為[x(6)..x(21)，x(22)..x(63)，x(1)..x(20)]。
圖3為本發(fā)明的PAPR控制實(shí)現(xiàn)電路框圖。在圖3中，PAPR控制實(shí)現(xiàn)電路包括一個(gè)射頻放大器10，一個(gè)放大器偏差控制器25，一個(gè)偏差控制信號(hào)產(chǎn)生器24和一個(gè)動(dòng)態(tài)范圍控制信號(hào)。偏差控制信號(hào)產(chǎn)生器24產(chǎn)生一個(gè)周期性矩形波，該控制信號(hào)被饋入放大器偏差控制器25，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)對(duì)射頻信號(hào)放大器10的偏差控制。偏差控制信號(hào)及動(dòng)態(tài)范圍控制信號(hào)均為周期性矩形波，其波形在附圖6中給出。因?yàn)椴ㄐ畏荡笮〉臄?shù)學(xué)推導(dǎo)十分繁瑣且不很精確，在實(shí)際中，波形幅值大小由FFT的大小和循環(huán)前綴的大小確定。動(dòng)態(tài)范圍控制信號(hào)用于控制偏差控制信號(hào)產(chǎn)生器24產(chǎn)生對(duì)應(yīng)的放大器放大偏差中點(diǎn)。本發(fā)明通過仿真給出了幾種常見的FFT大小和前綴長(zhǎng)度所對(duì)應(yīng)的偏差控制信號(hào)幅值比，如表1中所示。表1給出了FFT和循環(huán)前綴幾種不同長(zhǎng)度情況下(其中FFT的大小為N，循環(huán)前綴的大小為g)，通過仿真得到的建議的偏差控制信號(hào)幅值組合。每個(gè)單元格上面的數(shù)值為循環(huán)前綴及其對(duì)應(yīng)段偏差控制信號(hào)幅值，下面的數(shù)值為OFDM符號(hào)中其余部分偏差控制信號(hào)幅值。例如，第一個(gè)單元格中1.4146為FFT大小為64，循環(huán)前綴為16時(shí)循環(huán)前綴對(duì)應(yīng)段的偏差控制信號(hào)的幅值，0.9017為OFDM符號(hào)中其余部分偏差控制信號(hào)的幅值由于在IEEE802.11a以及實(shí)際中，循環(huán)前綴的長(zhǎng)度一般不超過OFDM符號(hào)數(shù)據(jù)部分的四分之一，該表中下半部分用NA標(biāo)注。
表1.不同F(xiàn)FT和循環(huán)前綴長(zhǎng)度情況下，偏差控制信號(hào)幅值組合(倍乘單位信號(hào)采樣點(diǎn)能量)
圖4為本發(fā)明接收端頻偏、時(shí)偏以及引入的相位因子校正實(shí)現(xiàn)框圖。其中虛線框中的為非差分OFDM的相位校正的第一種方法，其中p為一個(gè)OFDM符號(hào)中導(dǎo)頻信號(hào)個(gè)數(shù)。該圖中頻偏、時(shí)偏估計(jì)采用Beek所建議的最大似然估計(jì)方法。該實(shí)現(xiàn)電路較為簡(jiǎn)單，只加入一塊FFT芯片。如圖4所示，頻偏、時(shí)偏聯(lián)合最大似然估計(jì)的代價(jià)函數(shù)在上述等式(1)～(6)給出。頻偏、時(shí)偏校正之后，刪除循環(huán)前綴，(步驟401至步驟404)；確定p個(gè)導(dǎo)頻信號(hào)，虛線框中該p個(gè)導(dǎo)頻信號(hào)被輸入到FFT，步驟405；FFT輸出信號(hào)最大波峰所對(duì)應(yīng)的位置即為u，步驟406；根據(jù)該值，進(jìn)行相位校正，信號(hào)旋轉(zhuǎn)至IFFT調(diào)制的初始位置，步驟407；校正完后的信號(hào)再輸入FFT，步驟408，最后進(jìn)行信號(hào)解調(diào)。第二種校正方法需要在發(fā)送端完成，由于傳統(tǒng)的差分編碼可直接應(yīng)用在符號(hào)內(nèi)OFDM各子載波間，本發(fā)明中不再提供其編碼映射表。
圖5A1至圖5E2是無噪聲、信道影響情況下實(shí)現(xiàn)該發(fā)明時(shí)對(duì)應(yīng)各階段信號(hào)的波形圖，其中，F(xiàn)FT大小N＝64，循環(huán)前綴長(zhǎng)度g＝16，信號(hào)調(diào)制模式為QPSK，按照IEEE 802.11a中所示，每個(gè)OFDM符號(hào)中插入有12個(gè)零信號(hào)。圖5A1、圖5A2示出了IFFT處理前的一個(gè)OFDM符號(hào)的波形圖，其中圖5A1為頻域信號(hào)實(shí)部，圖5A2為頻域信號(hào)虛部；圖5B1、圖5B2示出了IFFT處理后的OFDM符號(hào)波形圖，其中圖5B1為時(shí)域信號(hào)實(shí)部，圖5B2為時(shí)域信號(hào)虛部，圖中加粗的部分對(duì)應(yīng)循環(huán)前綴部分；圖5C1、圖5C2為經(jīng)過最大循環(huán)前綴處理后的OFDM符號(hào)的波形圖，其中圖5C1為時(shí)域信號(hào)實(shí)部，圖5C2為時(shí)域信號(hào)虛部，可見圖中加粗的部分信號(hào)的幅值明顯較圖5B1、圖5B2有所增大；圖5D1、圖5D2為接收端未進(jìn)行相位因子校正的信號(hào)經(jīng)過FFT處理過后的OFDM符號(hào)波形圖，其中圖5D1為頻域信號(hào)實(shí)部，其中圖5D2為頻域信號(hào)虛部，由圖可見，該信號(hào)幅度上起伏表示相位因子的影響；圖5E1、圖5E2為接收端進(jìn)行相位因子校正后的信號(hào)經(jīng)過FFT處理過后的OFDM符號(hào)波形圖，其中圖5E1為頻域信號(hào)實(shí)部，其中圖5E2為頻域信號(hào)虛部。
圖6是PAPR控制模塊中放大器偏差控制信號(hào)的波形。如圖所示，該信號(hào)周期為一個(gè)OFDM符號(hào)長(zhǎng)度，具體在IEEE 802.11a中，為80個(gè)信號(hào)采樣長(zhǎng)度。該信號(hào)的前16個(gè)信號(hào)采樣點(diǎn)與最后16個(gè)信號(hào)采樣點(diǎn)對(duì)應(yīng)OFDM符號(hào)中的循環(huán)前綴，幅值較大，具體在FFT為64，循環(huán)前綴為16時(shí)，經(jīng)過仿真得到這部分控制信號(hào)所對(duì)應(yīng)幅值為1.42倍信號(hào)能量，而OFDM符號(hào)中剩余部分所對(duì)應(yīng)的幅值為0.9倍的信號(hào)能量；圖7A是Monte Carlo仿真所示的本方法與Beek的方法的時(shí)偏估計(jì)性能比較圖。圖7B是Monte Carlo仿真所示的本方法與Beek的方法的頻偏估計(jì)性能比較圖。圖7A、圖7B上的曲線7a1、曲線7b1示出了Beek的方法(OriginalBeek’s scheme)時(shí)偏、頻偏估計(jì)的性能；曲線7a2示出了信號(hào)能量增加1.6dB時(shí)的Beek的方法(Beek’s scheme with 1.6dB gain)時(shí)偏估計(jì)的性能；曲線7b2示出了信號(hào)能量增加2dB時(shí)的Beek的方法(Beek’s scheme with 2dB gain)頻偏估計(jì)的性能曲線；曲線7a3、曲線7b3示出了本發(fā)明的循環(huán)前綴同步方法(New data rotation scheme)的時(shí)偏、頻偏估計(jì)的性能。可見具體在FFT為64，循環(huán)前綴為16時(shí)，如圖7A所示，本發(fā)明中時(shí)偏估計(jì)性能的提高隨信號(hào)SNR改變，SNR越大，該增益越明顯，具體在SNR為15dB時(shí)，時(shí)偏錯(cuò)誤估計(jì)(時(shí)偏錯(cuò)誤采樣位置的絕對(duì)值)可降低大約6dB。圖7B中頻偏估計(jì)差錯(cuò)(頻偏錯(cuò)誤的均方值)比Beek的方法幾乎平行下降了大約2dB，其中當(dāng)SNR降低時(shí)，Beek的方法由于時(shí)偏估計(jì)差錯(cuò)較大，頻偏的錯(cuò)誤也明顯較大。為了更進(jìn)一步說明本方法所帶來的等效的SNR增益，在仿真中為Beek的方法中信號(hào)相應(yīng)增加信號(hào)能量2dB(頻偏估計(jì)比較圖中)及1.6dB(時(shí)偏估計(jì)比較圖中)，由仿真結(jié)果可見頻偏估計(jì)在SNR值較高時(shí)與等效增益后的Beek的估計(jì)結(jié)果吻合得很好。
圖8給出了采用本發(fā)明的同步方法，經(jīng)過最大循環(huán)前綴法之后及加入了放大器偏差控制器后，OFDM符號(hào)兩段(一段為循環(huán)前綴段，包括循環(huán)前綴與循環(huán)前綴對(duì)應(yīng)數(shù)據(jù)段；另一段為剩余數(shù)據(jù)段)分別的PAPR與原始的總的PAPR的比較圖。其中的未加PAPR控制是指沒有采用本同步方法傳統(tǒng)的OFDM系統(tǒng)的PAPR。因?yàn)椴捎帽就椒椒?，?shí)際傳輸符號(hào)能量有所增加，所以此處是和傳統(tǒng)的未進(jìn)行任何處理的OFDM系統(tǒng)比較的。在圖8中同時(shí)還示出了本發(fā)明分別的PAPR與現(xiàn)有PTS(部分傳輸序列)方法的比較。該圖橫坐標(biāo)為基準(zhǔn)PAPR(圖中用PAPR0表示，橫軸為各個(gè)PAPR0值)，圖中縱坐標(biāo)為信號(hào)PAPR超過PAPR0的概率。可見本發(fā)明明顯改善了第一段，即循環(huán)前綴段的PAPR性能，第二段的PAPR也比原始的總的PAPR有了一些降低。
通過將本發(fā)明的方法和實(shí)現(xiàn)應(yīng)用在一種實(shí)驗(yàn)性的仿真平臺(tái)中，使OFDM的同步性能有了較大增益，同時(shí)又簡(jiǎn)單的實(shí)現(xiàn)了PAPR的有效控制，對(duì)于發(fā)送、接收端都沒有大的計(jì)算支出。
當(dāng)然，本發(fā)明還可有其他多種實(shí)施例，在不背離本發(fā)明精神及其實(shí)質(zhì)的情況下，熟悉本領(lǐng)域的技術(shù)人員當(dāng)可根據(jù)本發(fā)明作出各種相應(yīng)的改變和變形，但這些相應(yīng)的改變和變形都應(yīng)屬于本發(fā)明所附的權(quán)利要求的保護(hù)范圍。
權(quán)利要求
1.一種循環(huán)前綴OFDM系統(tǒng)同步方法，利用循環(huán)前綴來實(shí)現(xiàn)OFDM系統(tǒng)的同步，包括在發(fā)送端將循環(huán)前綴加入OFDM符號(hào)的步驟；及在接收端實(shí)現(xiàn)相干估計(jì)同步參數(shù)的步驟；其特征在于，所述將循環(huán)前綴加入OFDM符號(hào)的步驟進(jìn)一步包括步驟A，尋找出具有最大能量的循環(huán)前綴；步驟B，將OFDM符號(hào)旋轉(zhuǎn)到最大能量循環(huán)前綴的對(duì)應(yīng)位置。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的循環(huán)前綴OFDM系統(tǒng)同步方法，其特征在于，所述步驟A進(jìn)一步包括步驟A1，計(jì)算信號(hào)模值平方|x(i)|2，i的取值為0至N+g-1，其中，當(dāng)i大等于N時(shí)，x(i)＝x(i-N)；步驟A2，累加循環(huán)連續(xù)的g位信號(hào)模值平方，根據(jù)公式u=argmax0≤i≤N-1[Σi=nn+g-1|x(i)|2]]]>取計(jì)算出的u為最大循環(huán)前綴的起始點(diǎn)，其中，N為OFDM系統(tǒng)FFT的大小，x(i)為第i個(gè)采樣點(diǎn)時(shí)的信號(hào)值，g為循環(huán)前綴的長(zhǎng)度。
3.根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的循環(huán)前綴OFDM系統(tǒng)同步方法，其特征在于，還包括一設(shè)置PAPR控制實(shí)現(xiàn)電路的步驟，用于控制所述OFDM系統(tǒng)的PAPR值；其中，所述PAPR控制實(shí)現(xiàn)電路進(jìn)一步包括一設(shè)置在所述發(fā)送端射頻放大器前的放大器偏差控制器，所述放大器偏差控制器用于控制所述射頻放大器的偏差點(diǎn)。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的循環(huán)前綴OFDM系統(tǒng)同步方法，其特征在于，所述PAPR控制實(shí)現(xiàn)電路進(jìn)一步包括一偏差控制信號(hào)產(chǎn)生器，用于產(chǎn)生所述放大器偏差控制器工作所需的控制信號(hào)；其中，所述偏差控制信號(hào)產(chǎn)生器設(shè)置在所述放大器偏差控制器前。
5.根據(jù)權(quán)利要求1、2或4所述的循環(huán)前綴OFDM系統(tǒng)同步方法，其特征在于，在接收端采用最大似然估計(jì)法來實(shí)現(xiàn)相干估計(jì)同步參數(shù)。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的循環(huán)前綴OFDM系統(tǒng)同步方法，其特征在于，進(jìn)一步包括一校正在接收信號(hào)中引入的循環(huán)相位因子的步驟。
7.根據(jù)權(quán)利要求6所述的循環(huán)前綴OFDM系統(tǒng)同步方法，其特征在于，通過導(dǎo)頻信號(hào)來校正非差分OFDM系統(tǒng)在所述接收信號(hào)中引入的循環(huán)相位因子；或，通過結(jié)合信道的估計(jì)來校正差分OFDM系統(tǒng)中引入的循環(huán)相位因子；其中，所述通過導(dǎo)頻信號(hào)來校正非差分OFDM系統(tǒng)循環(huán)相位因子的步驟又進(jìn)一步包括在接收信號(hào)經(jīng)過頻偏、時(shí)偏校正后，將同步校正后的導(dǎo)頻信號(hào)輸入到FFT的步驟，其中，輸出的波峰所在點(diǎn)u對(duì)應(yīng)需校正的相位因子；或，在發(fā)送端各OFDM符號(hào)中實(shí)現(xiàn)二重差分信號(hào)的步驟。
8.一種采用權(quán)利要求1所述OFDM系統(tǒng)同步方法的OFDM系統(tǒng)，包括發(fā)送端及接收端，所述發(fā)送端包括一IFFT運(yùn)算模塊及一循環(huán)前綴加入模塊；所述接收端包括一同步參數(shù)相干估計(jì)模塊；其特征在于，所述循環(huán)前綴加入模塊進(jìn)一步包括一最大能量循環(huán)前綴選擇模塊，用于尋找具有最大能量的循環(huán)前綴并將OFDM符號(hào)旋轉(zhuǎn)到所述最大循環(huán)前綴的對(duì)應(yīng)位置。
9.根據(jù)權(quán)利要求8所述的OFDM系統(tǒng)，其特征在于，所述最大能量循環(huán)前綴選擇模塊進(jìn)一步包括一模平方計(jì)算單元，用于計(jì)算信號(hào)模平方；一峰值檢測(cè)器，用于在累加完循環(huán)連續(xù)的g位信號(hào)模平方值后檢測(cè)累加結(jié)果中的峰值，并由此確定最大循環(huán)前綴的起始點(diǎn)，其中g(shù)為循環(huán)前綴的長(zhǎng)度。一移位寄存器，用于緩沖所輸入的經(jīng)過IFFT運(yùn)算的數(shù)據(jù)和/或緩存計(jì)算出的信號(hào)模平方數(shù)據(jù)。
10.根據(jù)權(quán)利要求8或9所述的OFDM系統(tǒng)，其特征在于，進(jìn)一步包括一用于校正系統(tǒng)接收信號(hào)中引入的循環(huán)相位因子的循環(huán)相位因子校正裝置及一設(shè)置在所述發(fā)送端的用于控制所述OFDM系統(tǒng)PAPR值的PAPR控制實(shí)現(xiàn)電路；其中，所述循環(huán)相位因子校正裝置又包括一設(shè)置在所述接收端的FFT芯片；其中，所述PAPR控制實(shí)現(xiàn)電路進(jìn)一步包括一設(shè)置在所述發(fā)送端射頻放大器前用于控制所述射頻放大器的偏差點(diǎn)的放大器偏差控制器。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種循環(huán)前綴OFDM系統(tǒng)同步方法，利用循環(huán)前綴來實(shí)現(xiàn)OFDM系統(tǒng)的同步，包括在發(fā)送端將循環(huán)前綴加入OFDM符號(hào)的步驟；及在接收端實(shí)現(xiàn)相干估計(jì)同步參數(shù)的步驟；其特征在于，所述將循環(huán)前綴加入OFDM符號(hào)的步驟進(jìn)一步包括步驟A，尋找出具有最大能量的循環(huán)前綴；步驟B，將OFDM符號(hào)旋轉(zhuǎn)到最大能量循環(huán)前綴的對(duì)應(yīng)位置。本發(fā)明的最大循環(huán)前綴OFDM系統(tǒng)同步方法使OFDM系統(tǒng)的同步性能有了較大增益，同時(shí)又簡(jiǎn)單地實(shí)現(xiàn)了對(duì)PAPR的有效控制，且對(duì)于發(fā)送、接收端都沒有大的計(jì)算支出。
文檔編號(hào)H04L27/26GK1878157SQ20051004050
公開日2006年12月13日 申請(qǐng)日期2005年6月7日 優(yōu)先權(quán)日2005年6月7日
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