專利名稱：一種用于低中頻多標準路測儀的方法
技術領域：
本發(fā)明涉及通信技術領域。具體涉及在第三代移動通信系統(tǒng)中，采用固定低中頻技術實現測試設備。
背景技術：
在中國，目前采用的移動通信系統(tǒng)包括移動和聯通的GSM網、聯通的CDMA(IS-95)，及電信的(PAS)小靈通，各個系統(tǒng)之間不能共享資源。第三代移動通信系統(tǒng)的研發(fā)已進行了很多年，各大通信公司已早有產品推出，估計幾年內，移動通信系統(tǒng)就要升級換代。而網絡的推廣和優(yōu)化離不開優(yōu)良的現場測試儀器。
由于技術和技術標準變化很快，因此，用戶要求測試儀器生產商研制的儀器能隨著技術的更新而不斷升級。用戶需要的儀器是通過增加一些硬件模塊和軟件，就能滿足新的測試要求。在過去2、3年，第三代移動通信標準一直在不斷的完善，而大多數人都希望通信測試儀應該有12年以上的壽命。因此，對用戶來說，儀器易于擴展和升級最為關鍵。

發(fā)明內容
本發(fā)明目的是采用低中頻的方式來實現移動通信系統(tǒng)的測試。
根據本發(fā)明，提供了一種用于低中頻多標準路測儀的方法，包括步驟(1)所述路測儀對所接收到的信號進行實數下變頻，以得到中頻信號a(t)；(2)對所述得到的中頻信號a(t)進行復數下混頻，得到同相分量xI(n)和正交分量xQ(n)，分別用下式表示
xi(t)＝a(t)cos[2πfit+θ(t)]xQ(t)＝a(t)sin[2πfit+θ(t)]，其中fi是用于對接收信號進行濾波的帶通濾波器的中心頻率；(3)利用采樣頻率fs對所述下混頻后的信號進行采樣，從而得到所述信號的基帶同相分量xBI′(n)和正交分量xBQ′(n)xBI′(n)=a(n)cosθ(n)cos[2m+12πn]-a(n)sinθ(n)sin[2m+12πn]]]>xBQ′(n)=a(n)cosθ(n)sin[2m+12πn]+a(n)sinθ(n)sin[2m+12πn],]]>其中fs=4fi(2m+1),]]>m為非負整數，并且選擇m使采樣頻率fs滿足fs≥(r+1)B時的最大值，B是所述帶通濾波器的帶寬，r為所述帶通濾波器的矩形系數；(4)對所述基帶同相分量xBI′(n)和正交分量xBQ′(n)進行2倍偶抽取和2倍奇抽取，以得到偶數項的xBI(2n)和xBQ(2n)以及奇數項xBI(2n+1)和xBQ(2n+1)；(5)利用所述路測儀允許的最大采樣頻率誤差Δfs=fsfiΔfi]]>對xBI(2n)、xBQ(2n)、xBI(2n+1)以及xBQ(2n+1)進行校正，以得到發(fā)送信息，其中Δfi中頻跟蹤誤差。
具體地，假定低中頻接收機把從天線接收的信號經過預濾波器、LNA后采用復數混頻下變頻到低中頻，其中頻同相分量與正交分量分別為xI(n)、xQ(n)用數學表示如下xi(t)＝a(t)cos[2πfit+θ(t)] (1)xQ(t)＝a(t)sin[2πfit+θ(t)] (2)基于軟件無線電技術，以頻率fs=4fi(2m+1)]]>(m為非負整數)為采樣頻率，得到信號序列xBI′(n)和xBQ′(n)xBI′(n)=a(n)cosθ(n)cos[2m+12πn]-a(n)sinθ(n)sin[2m+12πn]---(3)]]>xBQ′(n)=a(n)cosθ(n)sin[2m+12πn]+a(n)sinθ(n)sin[2m+12πn]---(4)]]>
化簡后，可以得到xBI′(2n)=a(n)cosθ(2n)(-1)n=xBI(2n)(-1)nxBQ′(2n)=a(n)sinθ(2n)(-1)n=xBQ(2n)(-1)nxBI′(2n+1)=-a(2n+1)sinθ(2n+1)(-1)n=-xBQ(2n+1)(-1)nxBQ′(2n+1)=a(2n+1)cosθ(2n+1)(-1)n=xBI(2n+1)(-1)n---(5)]]>從式(5)可以看出xBI′(n)和xBQ′(n)包含了基帶同相分量和正交分量的全部信息。如果xBI(n)和xBQ(n)的數字譜寬度小于π/2(相當于模擬頻譜小于fs/4)，只需要采用2倍偶抽取經變換后得到xBI(2n)和xBQ(2n)或采用2倍奇抽取經變換后得到xBI(2n+1)和xBQ(2n+1)即可。
與如圖1所示的現有技術的復數混頻的低中頻復采樣數字接收機(2倍偶提取)相比，依據以上分析得到的復數混頻的低中頻復采樣數字接收機具有顯著的優(yōu)點。在本發(fā)明中，射頻信號經過復數混頻下變頻到低中頻，利用帶通濾波器對鄰道干擾進行抑制，然后進行復采樣正交變換。由于同時進行偶抽取(或奇抽取)，不存在抽取時間間隔，所以無須正交延遲濾波器。
復數混頻的低中頻復采樣數字接收機的采樣頻率fs由fs=4fi(2m+1)]]>(m為非負整數)所決定，其中應選擇m使fs滿足fs≥(r+1)B時的最大值，B是中心頻率為fi的前置帶通濾波器的帶寬(B大于信道帶寬)，r為該濾波器的矩形系數。
數字復采樣正交變換不僅不需要本振，結構簡單，而且所得到的基帶同相分量和正交分量碼速率只有中頻采樣速率的一半，有利于后續(xù)的信號處理。但是數字復采樣正交變換對采樣頻率的精度有一定的要求。
如果要求中頻跟蹤誤差為Δfi，則允許的最大采樣頻率誤差為Δfs=4Δfi(2m+1)---(6)]]>結合fs=4fi(2m+1)]]>可以得到Δfs=fsfiΔfi---(7)]]>
由式(7)可知采樣頻率精度的要求與采樣頻率和中頻有關。顯然，由于選取低中頻，對采樣頻率精度的要求易于滿足。
在本發(fā)明中，出于對路測儀體積、造價、可重配置性、可擴展性等考慮，支持多種標準的路測儀必須利用的一項技術就是軟件無線電技術。本發(fā)明采用軟件無線電技術對可測量多種3G標準通信系統(tǒng)的路測儀低中頻架構進行了分析，提出了采用低中頻原則多標準路測儀(接收部分)的框架結構。在本發(fā)明中，在固定的硬件平臺下，通過軟件配置方式實現對不同通信系統(tǒng)的測試，既保證了低成本的平臺，也提供了測試的靈活性。本發(fā)明可用于第三代移動通信系統(tǒng)網絡優(yōu)化中，也為將來網絡的融合提供了可靠測試平臺。


圖1示出了現有技術的復數混頻的低中頻復采樣數字接收機(2倍偶提取)；圖2示出了根據本發(fā)明的射頻預處理框圖；圖3示出了根據本發(fā)明的射頻信號第一次混頻前后的頻譜；圖4示出了根據本發(fā)明的復數混頻示意圖；圖5示出了根據本發(fā)明的復數混頻后的頻譜；圖6示出了根據本發(fā)明的復數混頻的低中頻復采樣接收機。
具體實施例方式
1、射頻信號的預處理在CDMA2000 1x系統(tǒng)中，系統(tǒng)的工作頻段為869-894MHz，共計25MHz的帶寬。路測儀把從天線接收下來的信號經過預濾波器、LNA后，首先采用實數混頻下變頻到中頻。處理過程如圖2所示。
天線接收到的信號為869-894MHz，首先經過一個帶寬為25MHz的帶通濾波器，濾出整個CDMA2000系統(tǒng)的信號，去除其他系統(tǒng)的信號。通過LNA線性放大器對信號進行放大，接下來用一個頻率可調的本振LO1對信號進行第一次混頻。25MHz的帶寬中包含很多個信道的信息，本文中假設要處理的是中心頻率為878.49MHz的信道。此時選擇LO1的頻率fLO1為685.5MHz(LO1的頻率精度只能達到0.1MHz)，信號頻譜被分別向正頻率和負頻率方向搬移685.5MHz?；祛l前和混頻后的頻譜如圖3所示。其中灰色三角形表示需處理的信道。
混頻后用低通濾波器濾出低中頻頻部分，供接下來的低中頻處理。
2、復數混頻經過第一次混頻后的信號，需要再次處理，把信號搬移到低中頻。這次混頻采用ej2πfLO2t作為混頻本振，由于其頻譜為單一沖激脈沖，混頻后鏡像信號與所需信號在中頻不會發(fā)生混疊。在本系統(tǒng)中，選取fLO2為190.5324MHz。復數混頻的框圖如圖4所示。
假設第一次混頻后的輸出信號為x(t)，采用cos2πfLO2t和-sin2πfLO2t對該信號進行復數混頻，混頻后輸出同向分量yI(t)和正交分量yQ(t)，它們的表達式分別為yI(t)＝x(t)cos2πfLOt和yQ(t)＝x(t)sin2πfLOt。從頻域看，x(t)的頻譜向負頻率方向搬移了fLO2即190.5324MHz。
中心頻率為878.49MHz的信道經過一次實數混頻和一次復數混頻后，頻譜被搬移到fc-fLO1-fLO2處，此時所需信道的中心頻率為878.49-685.5-190.5324＝2.4576MHz。可以通過低通濾波器濾出低頻部分，即-7.0324-17.9676MHz部分。復數混頻后的信號頻譜圖如圖5所示3、數字復采樣正交變換CDMA2000 1x路測儀把從天線接收的信號經過預濾波器、LNA后首先進行一次實數混頻，再采用一次復數混頻下變頻到低中頻，中頻同相分量與正交分量分別為xI(n)、xQ(n)xI(t)＝a(t)cos[2πfit+θ(t)](1)xQ(t)＝-a(t)sin[2πfit+θ(t)] (2)其中中頻fi為1.2288×2＝2.4576MHz。
以頻率fs＝4fi即2.4576×4＝9.8304MHz為采樣頻率，得到信號序列xBI′(n)和xBQ′(n)xBI′(n)=a(n)cosθ(n)cos[π2n]-a(n)sinθ(n)sin[π2n]---(3)]]>xBQ′(n)=-a(n)sinθ(n)cos[π2]n-a(n)cosθ(n)sin[π2n]---(4)]]>化簡后，可以得到xBI′(2n)=a(2n)cosθ(2n)(-1)n=xBI(2n)(-1)nxBQ′(2n)=a(n)sinθ(2n)(-1)n=-xBQ(2n)(-1)nxBI′(2n+1)=-a(2n+1)sinθ(2n+1)(-1)n=-xBQ(2n+1)(-1)nxBQ′(2n+1)=-a(2n+1)cosθ(2n+1)(-1)n=xBI(2n+1)(-1)n---(5)]]>從式(5)可以看出xBI′(n)和xBQ′(n)包含了基帶同相分量和正交分量的全部信息。如果xBI(n)和xBQ(n)的數字譜寬度小于π/2(相當于模擬頻譜小于fs/4)，只需要采用2倍偶抽取經變換后得到xBI(2n)和xBQ(2n)或采用2倍奇抽取經變換后得到xBI(2n+1)和xBQ(2n+1)即可。
依據以上分析得到的復數混頻的低中頻復采樣數字接收機(2倍偶抽取)如圖6所示。射頻信號首先經過預濾波器濾出并由低噪聲放大器(LNA)放大，然后經過一次實數混頻和一次復數混頻下變頻得到低中頻I、Q信號xI(t)與xQ(t)，采用帶通濾波器對鄰道干擾進行抑制，然后進行復采樣正交變換，即圖6中A/D部分，接著進行偶提取得到包含全部信號信息的信號分量，供DSP進行基帶處理。
權利要求
1.一種用于低中頻多標準路測儀的方法，包括步驟(1)所述路測儀對所接收到的信號進行實數下變頻，以得到中頻信號a(t)；(2)對所述得到的中頻信號a(t)進行復數下混頻，得到同相分量xI(n)和正交分量xQ(n)，分別用下式表示xi(t)＝a(t)cos[2πfit+θ(t)]xQ(t)＝a(t)sin[2πfit+θ(t)]，其中fi是用于對接收信號進行濾波的帶通濾波器的中心頻率；(3)利用采樣頻率fs對所述下混頻后的信號進行采樣，從而得到所述信號的基帶同相分量xBI′(n)和正交分量xBQ′(n)xBI′(n)=a(n)cosθ(n)cos[2m+12πn]-a(n)sinθ(n)sin[2m+12πn]]]>xBQ′(n)=a(n)cosθ(n)sin[2m+12πn]+a(n)sinθ(n)sin[2m+12πn]]]>其中fs=4fi(2m+1),]]>m為非負整數，并且選擇m使采樣頻率fs滿足fs≥(r+1)B時的最大值，B是所述帶通濾波器的帶寬，r為所述帶通濾波器的矩形系數；(4)對所述基帶同相分量xBI′(n)和正交分量xBQ′(n)進行2倍偶抽取和2倍奇抽取，以得到偶數項的xBI(2n)和xBQ(2n)以及奇數項xBI(2n+1)和xBQ(2n+1)；(5)利用所述路測儀允許的最大采樣頻率誤差Δfs=fsfiΔfi]]>對xBI(2n)、xBQ(2n)、xBI(2n+1)以及xBQ(2n+1)進行校正，以得到發(fā)送信息，其中Δfi為中頻跟蹤誤差。
2.根據權利要求1所述的方法，其中fi為2.4576MHz，m為0。
3.根據權利要求1所述的方法，其中B大于信道帶寬。
4.根據權利要求1所述的方法，其中步驟(1)還包括步驟所述路測儀將所接收的信號經過帶通濾波器進行濾波，然后進行低噪聲放大，再利用頻率可調的本振LO1對放大后的信號進行下變頻。
5.根據權利要求4所述的方法，其中所述帶通濾波器的帶寬為25MHz，LO1的頻率fLO1為685.5MHz。
6.根據權利要求1所述的方法，其中在步驟(2)中采用ej2πfLO2t作為下混頻的本振，fLO2為190.5324MHz。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種用于低中頻多標準路測儀的方法，包括步驟所述路測儀對所接收到的信號進行實數下變頻，以得到中頻信號a(t)；對所述得到的中頻信號a(t)進行復數下混頻，得到同相分量x
文檔編號H04B17/00GK1835427SQ20051005478
公開日2006年9月20日 申請日期2005年3月16日 優(yōu)先權日2005年3月16日
發(fā)明者姜軍 申請人:北京星河亮點通信軟件有限責任公司