專利名稱：一種具有重疊結(jié)構(gòu)的時域自適應(yīng)均衡器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種時域自適應(yīng)均衡器，特別是一種具有重疊結(jié)構(gòu)的時域自適應(yīng)均衡器，通過重疊的結(jié)構(gòu)提高了時域均衡器對抗強多徑信號的能力。屬于對自適應(yīng)均衡器所作的改進。
背景技術(shù)：
在諸如對聲音、數(shù)據(jù)和視頻通訊等許多不同的數(shù)字信息的實際應(yīng)用中，均衡器是一種非常重要的元件。均衡器被用作全雙工通信中喇叭擴音器的回聲消除器(補償器)、數(shù)字電視或數(shù)字電纜傳輸中的視頻消重影器、無線調(diào)制解調(diào)器和無線電話的信號調(diào)節(jié)器等。
在信號傳的輸過程中，由于信道中多徑信號的存在，會帶來碼間干擾(ISI)，而碼間干擾是產(chǎn)生誤差的一個重要原因，在大部分單載波數(shù)字應(yīng)用中，一般都使用時域自適應(yīng)均衡器來修正ISI錯誤。
通常在數(shù)字接收機中，時域自適應(yīng)均衡器包含一個控制器，一個有限脈沖響應(yīng)(FIR)濾波器，一個硬判決器，和一個判決反饋均衡器。其中，F(xiàn)IR濾波器用來接收輸入信號，消除前向多徑，即比主傳輸信號提前到達的多徑信號。硬判決器會檢查它的每個輸入信息，并且決定將所接收到的信號中的哪一個傳送給輸出端。判決反饋均衡器將修改硬判決器的輸入，以消除后向多徑，即晚于主傳輸信號到達的多徑信號，并且能夠消除FIR濾波器產(chǎn)生的殘留信號。誤差信號是硬判決器的輸出和輸入信號之差，同時，硬判決器的輸出作為判決反饋均衡器的一個輸入?？刂破饔脕斫邮蛰斎牒洼敵鰯?shù)據(jù)，并生成FIR濾波器和判決反饋均衡器的濾波器系數(shù)。
有很多可行的方法適用于產(chǎn)生濾波器系數(shù)，包括最小均方(LMS)和遞歸最小二乘方(RLS)算法。濾波器的形式也有多種，可以是實數(shù)濾波器，即，抽頭系數(shù)和寄存器的數(shù)均為實數(shù)，濾波器的乘法運算也是實數(shù)運算；也可以是復(fù)數(shù)濾波器，即，抽頭系數(shù)和寄存器的數(shù)均為復(fù)數(shù)，濾波器的乘法運算是復(fù)數(shù)運算；亦可以是準復(fù)數(shù)濾波器，即，抽頭系數(shù)和寄存器的數(shù)雖然均為復(fù)數(shù)，但濾波器的乘法運算是實數(shù)運算。
傳統(tǒng)的時域自適應(yīng)均衡器無法對抗信道傳輸中的強多徑(即和主徑信號大小相同或大于主徑信號的副徑信號)情況。因為傳統(tǒng)的時域線性自適應(yīng)均衡器是通過主徑信號消除副徑信號的方法來對抗傳輸中的多徑效應(yīng)。參見圖2，傳統(tǒng)的時域自適應(yīng)均衡器前饋部分和反饋部分在時間域上不重疊，因此副徑干擾由前饋濾波或反饋濾波器分別抵消。參見圖6，在副徑的位置，對應(yīng)均衡器的抽頭上會長出一個對應(yīng)的系數(shù)來消除該副徑的影響。
一方面，如果副徑落在前饋濾波器中，由于多徑傳播現(xiàn)象的存在，還會生出許多對抗其衍生多徑的衍生系數(shù)。當副徑幅度小于主徑，這些衍生多徑幅度將逐級遞減，對應(yīng)系數(shù)也會逐級遞減，有限級數(shù)但只要足夠長的前饋濾波器還是可以穩(wěn)定在有限的抽頭系數(shù)上，但當副徑信號比主徑信號強或相當時，衍生多徑幅度一直大于和等于主徑，只要是有限級數(shù)的前饋濾波器，必定會導致有強的衍生多徑落在前饋濾波器外而永遠無法對消這些影響，從而導致主徑信號完全淹沒在多徑和噪聲中，眼圖完全閉合，系數(shù)無法收斂。
另一方面，當強的副徑落在判決反饋均衡器的反饋濾波器部分，雖然可以在反饋濾波器部分長出一個對應(yīng)的系數(shù)即可(不存在多徑傳播)，但由于反饋濾波器存在誤碼擴散現(xiàn)象，且由于眼圖完全閉合造成誤判概率上升，誤碼擴散嚴重，將導致判決反饋均衡器反饋濾波器部分的系數(shù)收斂不穩(wěn)定?？傊瑐鹘y(tǒng)的時域線性自適應(yīng)均衡無法生成合適的抽頭系數(shù)來穩(wěn)定的對抗惡劣多徑效應(yīng)。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明針對現(xiàn)有技術(shù)中存在的不足和缺陷，對傳統(tǒng)時域自適應(yīng)均衡器的結(jié)構(gòu)進行改進，提出了一種新的基于重疊結(jié)構(gòu)的時域自適應(yīng)均衡器。
本發(fā)明的技術(shù)方案是這樣實現(xiàn)的一種具有重疊結(jié)構(gòu)的時域自適應(yīng)均衡器，包括前饋重疊濾波器，完成對輸入信號的濾波功能，消除多徑信號中的前徑和部分后徑；反饋濾波器，對從判決器輸出的輸入信號進行濾波，達到消除多徑信號中的后向多徑；信號疊加器，將前饋重疊濾波器的輸出信號和反饋濾波器的輸出信號疊加；電平判決器，完成對輸入信號電平的判決功能，用于產(chǎn)生反饋濾波器的輸入及誤差信號的生成；誤差信號生成器，對信號疊加器的輸出信號和電平判決器的輸出信號進行誤差計算；抽頭系數(shù)更新器，通過對輸入誤差信號進行加權(quán)來更新前饋重疊濾波器和反饋濾波器的抽頭系數(shù)，
其特征在于所述前饋重疊濾波器的部分抽頭在時間域上與反饋濾波器的部分抽頭重疊，所述前饋重疊濾波器與反饋濾波器的重疊部分，用于共同消除對應(yīng)的多徑信號。
所述前饋重疊濾波器是一個具橫向結(jié)構(gòu)的有限沖擊響應(yīng)濾波器，由若干寄存器、若干乘法器和若干加法器組成；所述前饋重疊濾波器的后向部分抽頭與反饋濾波器的抽頭部分重疊，重疊部分的抽頭系數(shù)個數(shù)的值，根據(jù)強多徑相對主徑的延時的大小來選擇。
所述前饋重疊濾波器的抽頭與反饋濾波器的抽頭部分重疊，即在前饋重疊濾波器的最后端寄存器的后面再相應(yīng)增加寄存器與乘法器；所述輸入電平判決器的信號為前饋重疊濾波器中接收信號與對應(yīng)抽頭系數(shù)的乘加和，再加上反饋濾波器中判決信號與相應(yīng)抽頭系數(shù)的乘加和。
所述重疊部分的長度的選取，要根據(jù)信道多徑分布的情況和硬件實現(xiàn)的復(fù)雜度綜合而定；所述重疊部分的長度在1至反饋濾波器的級數(shù)之間選取。
所述均衡器的抽頭系數(shù)更新算法，可以采用最小均方算法，或遞歸最小二乘等自適應(yīng)算法，也可以采用包括常系數(shù)算法在內(nèi)的盲均衡算法實現(xiàn)。
本發(fā)明的效果在于將時間域上的前饋濾波器的后向部分和反饋濾波器的部分抽頭在時間域上重疊，使得均衡器在對抗強多徑信號時，可以通過重疊的前饋濾波器部分和反饋濾波器部分的聯(lián)合工作，即各自分擔部分抵消信道響應(yīng)的任務(wù)，來消除強多徑信號?？梢钥醋鲗⒛硞€位置上1個強多徑分成2個幅度不是很大的多徑，這2個副徑位置不變，幅度分別由前饋濾波器的抽頭和反饋濾波器的抽頭來各自產(chǎn)生系數(shù)進行抵消。從而提高了均衡器在對抗強多徑信號時的性能，同時，該結(jié)構(gòu)的改進使得均衡器的收斂速度和均衡性能得到很大改善。


圖1本發(fā)明所述重疊結(jié)構(gòu)的時域自適應(yīng)均衡器模塊結(jié)構(gòu)框圖。
圖2傳統(tǒng)的時域自適應(yīng)均衡器模塊結(jié)構(gòu)框圖。
圖3信道的沖激響應(yīng)模型。
圖4信道模型1的重疊結(jié)構(gòu)的均衡器的抽頭系數(shù)。
圖5信道模型2的重疊結(jié)構(gòu)的均衡器的抽頭系數(shù)。
圖6信道模型2的傳統(tǒng)(無重疊)結(jié)構(gòu)均衡器的抽頭系數(shù)。
圖7無重疊結(jié)構(gòu)均衡器和重疊結(jié)構(gòu)均衡器輸出MSE的對比。
具體實施例方式
本發(fā)明所提供的重疊結(jié)構(gòu)的時域自適應(yīng)均衡器包括前饋重疊濾波器、反饋濾波器、信號疊加器、電平判決器、誤差信號生成器和抽頭系數(shù)更新器。前饋重疊濾波器的部分抽頭在時間域上與反饋濾波器的部分抽頭重疊。
其中，各部件之間的相互連接關(guān)系為前饋重疊濾波器的輸出和信號疊加器的一個輸入相連接，反饋濾波器的輸出和信號疊加器另一個輸入相連接，信號疊加器的輸出與電平判決器的輸入相連接，電平判決器的輸出與反饋濾波器的輸入相連接，信號疊加器的輸出與電平判決器的輸出與誤差信號生成器相連接，誤差信號生成器的輸出與抽頭系數(shù)更新器的輸入相連接，抽頭系數(shù)更新器分別控制前饋重疊濾波器和反饋濾波器的抽頭系數(shù)更新。
前饋重疊濾波器，完成對輸入信號的濾波功能，消除多徑信號中的前徑和部分后徑；反饋濾波器，對從判決器輸出的輸入信號進行濾波，達到消除多徑信號中的后向多徑，前饋濾波器與反饋濾波器重疊部分共同消除對應(yīng)的多徑信號；信號疊加器，將前饋重疊濾波器的輸出信號和反饋濾波器的輸出信號疊加；電平判決器，完成對輸入信號電平的判決功能，用于產(chǎn)生反饋濾波器的輸入及誤差信號的生成；誤差信號生成器，對信號疊加器的輸出信號和電平判決器的輸出信號進行誤差計算；抽頭系數(shù)更新器，通過對輸入誤差信號進行加權(quán)來更新前饋重疊濾波器和反饋濾波器的抽頭系數(shù)。
本發(fā)明所述重疊結(jié)構(gòu)的時域自適應(yīng)均衡器的工作步驟為數(shù)字信號R輸入到前饋重疊濾波器中，前饋重疊濾波器中的寄存器數(shù)據(jù)移位，分別和對應(yīng)的均衡器系數(shù)相乘，經(jīng)過加和得到經(jīng)過濾波后的輸出信號S1；反饋濾波器的輸出信號為S2；信號S1和S2經(jīng)過信號疊加器得到疊加后的輸出信號S；輸出信號S經(jīng)過電平判決器得到電平判決信號；該電平判決信號作為反饋濾波器的輸入，同時用于誤差信號生成器的輸入；誤差信號在抽頭系數(shù)控制器的控制下控制更新前饋重疊濾波器和反饋濾波器的抽頭系數(shù)。
所述前饋重疊濾波器是一個橫向結(jié)構(gòu)的FIR(有限沖擊響應(yīng))濾波器，它由若干寄存器、若干乘法器和若干加法器組成。解調(diào)信號輸入寄存器的末端；除最前端的寄存器外每個寄存器的輸出輸入下一個寄存器；每個寄存器的輸出同時輸入到對應(yīng)的乘法器中，與相應(yīng)的抽頭系數(shù)相乘；乘法器的輸出輸入到加法器中；加法器加和的輸出作為前向濾波器的輸出。
其中，前饋重疊濾波器的后向部分抽頭與反饋濾波器的部分抽頭重疊，重疊部分的抽頭系數(shù)個數(shù)為k，k值的大小可以根據(jù)強多徑相對主徑的延時的大小來選擇。如圖1所示，抽頭系數(shù)f(n)-N～f(n)0為n時刻時對抗前徑的抽頭系數(shù)，而抽頭系數(shù)f(n)1～f(n)k為重疊部分的抽頭系數(shù)，與反饋濾波器中系數(shù)d(n)1～d(n)k重疊，反饋濾波器中系數(shù)d(n)1～d(n)k對應(yīng)的寄存器輸入信號為Un+1～Un+k的判決信號 所述的前饋重疊濾波器的部分抽頭和反饋濾波器重疊，即在前饋重疊濾波器后端的k個寄存器與反饋濾波器的前端k個寄存器重疊。于是輸入判決器的信號y(n)為接收信號Un-N～Un+k與對應(yīng)抽頭系數(shù)f(n)-N～f(n)k的乘加和，再加上反饋濾波器中判決信號 與相應(yīng)抽頭系d(n)1～d(n)M的乘加和，即y(n)=Σi=-NkUn+if(n)i+Σi=1MU^n+id(n)i.]]>此時與FIR最后k個抽頭相乘的信號是Un+1～Un+k，與反饋濾波器最前面k個抽頭相乘的信號是Un+1～Un+k的判決值 這兩組信號的下標值相同。
所述反饋濾波器也是一個有限沖激響應(yīng)濾波器，同前饋重疊濾波器一樣，它也由若干寄存器、若干乘法器和若干加法器組成。唯一的區(qū)別就是它的輸入信號是判決器的輸出。它的工作方式也同前饋重疊濾波器一樣。
所述重疊部分的長度k取自[1，M]，一般根據(jù)信道多徑分布的情況和硬件實現(xiàn)的復(fù)雜度綜合而定，通常選取k＝M/2(M為反饋濾波器的級數(shù))。
所述的前饋重疊濾波器的抽頭系數(shù)更新算法，可以采用LMS(最小均方)算法，RLS(遞歸最小二乘)等自適應(yīng)算法，也可以采用包括CMA(常系數(shù)算法)在內(nèi)的盲均衡算法。
結(jié)合本發(fā)明的內(nèi)容提供以下實施例，應(yīng)用在數(shù)字電視地面廣播系統(tǒng)中?？紤]到信道環(huán)境很惡劣，在移動傳輸時主徑信號被建筑物完全阻斷了，接收到的信號中是各種反射的多徑信號的疊加，因此采用重疊結(jié)構(gòu)的時域自適應(yīng)均衡器來對抗地面廣播傳輸信道中的強多徑情況。系統(tǒng)的映射采用BPSK映射；前饋重疊濾波器1是一個長度為48級、符號間隔的實濾波器，其中重疊部分為16級；反饋濾波器6是一個長度為32級的符號間隔的實濾波器。
如圖3所示，強多徑信道由一條主徑和一條幅度相等于主徑的副徑所(相對于主徑的歸一化幅度為1)組成，副徑相對主徑的延時分別為10個符號時延。在這樣的信道情況下，傳統(tǒng)的判決反饋均衡器抽頭系數(shù)無法收斂。而采用重疊結(jié)構(gòu)的均衡器，將有效將強多徑分散到前饋濾波器和反饋濾波器中各自對抗，可以很好的對抗這樣的信道。
確定均衡器的參數(shù)如下N＝48，k＝16，M＝32。經(jīng)過均衡器的自適應(yīng)算法，均衡器的抽頭系數(shù)如圖4所示。
通過以上計算機的仿真結(jié)果可以看出，采用重疊結(jié)構(gòu)的時域自適應(yīng)均衡器在對抗落在重疊結(jié)構(gòu)內(nèi)的強多徑信號時，可以分別在前饋重疊濾波器中和反饋濾波器中自適應(yīng)的生成抽頭系數(shù)，聯(lián)合抵抗強多徑信號，將歸一化幅度為1的副徑分成兩個歸一化幅度為0.5的副徑，分別由前饋濾波器和反饋濾波器對抗。如圖4所示，在對抗信道模型1時反饋濾波器中長出-0.5的系數(shù)值來對抗分給反饋濾波器的0.5幅度的副徑；在前饋重疊濾波器中也在對應(yīng)位置上長出-0.5的系數(shù)對抗分給前饋重疊濾波器的0.5幅度的副徑，當然由于多徑傳播在反饋濾波器在2倍于副徑位置的地方還要長出0.25的系數(shù)來對抗前饋重疊濾波器中的衍生多徑。這樣，反饋濾波器中的系數(shù)就不會趨于不穩(wěn)定的狀態(tài)。
同樣對應(yīng)信道模型2，既有1個相對歸一化幅度為0.8的副徑，其他參數(shù)不變，圖6為用傳統(tǒng)判決反饋均衡器得到的系數(shù)，既在反饋濾波器中的對應(yīng)位置上將長出-0.8的系數(shù)來抵消該副徑。而采用重疊結(jié)構(gòu)均衡器的話，圖5的仿真結(jié)果則得到了類似與圖4的前饋重疊濾波器和反饋濾波器內(nèi)對應(yīng)各自幅度為0.4副徑的系數(shù)。圖7中的仿真結(jié)果表示出有重疊結(jié)構(gòu)的均衡器的輸出滑動均方誤差(MSE)和沒有重疊結(jié)構(gòu)的均衡器的輸出MSE的對比。從圖中可以看出，使用了重疊結(jié)構(gòu)以后，均衡器的自適應(yīng)收斂速度大大加快，MSE也明顯減小。
權(quán)利要求
1.一種具有重疊結(jié)構(gòu)的時域自適應(yīng)均衡器，包括前饋重疊濾波器，完成對輸入信號的濾波功能，消除多徑信號中的前徑和部分后徑；反饋濾波器，對從判決器輸出的輸入信號進行濾波，達到消除多徑信號中的后向多徑；信號疊加器，將前饋重疊濾波器的輸出信號和反饋濾波器的輸出信號疊加；電平判決器，完成對輸入信號電平的判決功能，用于產(chǎn)生反饋濾波器的輸入及誤差信號的生成；誤差信號生成器，對信號疊加器的輸出信號和電平判決器的輸出信號進行誤差計算；抽頭系數(shù)更新器，通過對輸入誤差信號進行加權(quán)來更新前饋重疊濾波器和反饋濾波器的抽頭系數(shù)，其特征在于所述前饋重疊濾波器的部分抽頭在時間域上與反饋濾波器的部分抽頭重疊，所述前饋重疊濾波器與反饋濾波器的重疊部分，用于共同消除對應(yīng)的多徑信號。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述具有重疊結(jié)構(gòu)的時域自適應(yīng)均衡器，其特征在于所述前饋重疊濾波器是一個具橫向結(jié)構(gòu)的有限沖擊響應(yīng)濾波器，由若干寄存器、若干乘法器和若干加法器組成；所述前饋重疊濾波器的后向部分抽頭與反饋濾波器的抽頭部分重疊，重疊部分的抽頭系數(shù)個數(shù)的值，根據(jù)強多徑相對主徑的延時的大小來選擇。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述具有重疊結(jié)構(gòu)的時域自適應(yīng)均衡器，其特征在于所述前饋重疊濾波器的抽頭與反饋濾波器的抽頭部分重疊，即在前饋重疊濾波器的最后端寄存器的后面再相應(yīng)增加寄存器與乘法器；所述輸入電平判決器的信號為前饋重疊濾波器中接收信號與對應(yīng)抽頭系數(shù)的乘加和，再加上反饋濾波器中判決信號與相應(yīng)抽頭系數(shù)的乘加和。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述具有重疊結(jié)構(gòu)的時域自適應(yīng)均衡器，其特征在于所述重疊部分的長度的選取，要根據(jù)信道多徑分布的情況和硬件實現(xiàn)的復(fù)雜度綜合而定；所述重疊部分的長度在1至反饋濾波器的級數(shù)之間選取。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述具有重疊結(jié)構(gòu)的時域自適應(yīng)均衡器，其特征在于所述均衡器的抽頭系數(shù)更新算法，可以采用最小均方算法，或遞歸最小二乘等自適應(yīng)算法，也可以采用包括常系數(shù)算法在內(nèi)的盲均衡算法實現(xiàn)。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種時域自適應(yīng)均衡器，特別是一種具有重疊結(jié)構(gòu)的時域自適應(yīng)均衡器，通過重疊的結(jié)構(gòu)提高了時域均衡器對抗強多徑信號的能力，屬于對自適應(yīng)均衡器所作的改進。本發(fā)明將時間域上的前饋濾波器的后向部分和反饋濾波器的部分抽頭在時間域上重疊，使得均衡器在對抗強多徑信號時，可以通過重疊的前饋濾波器部分和反饋濾波器部分的聯(lián)合工作，即各自分擔部分抵消信道響應(yīng)的任務(wù)，來消除強多徑信號。本發(fā)明提高了均衡器在對抗強多徑信號時的性能，同時，該結(jié)構(gòu)的改進使得均衡器的收斂速度和均衡性能得到很大改善。
文檔編號H04L27/01GK1845539SQ20051006544
公開日2006年10月11日 申請日期2005年4月8日 優(yōu)先權(quán)日2005年4月8日
發(fā)明者歸琳, 管云峰, 孫軍, 張文軍, 何大治 申請人:上海奇普科技有限公司