專利名稱：噪聲功率估計裝置、噪聲功率估計方法及信號檢測裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及無線通信的技術(shù)領(lǐng)域，特別涉及在無線接收機(jī)上使用的信號檢測裝置以及在信號檢測中使用的估計噪聲功率的裝置和方法。
背景技術(shù)：
在這種技術(shù)領(lǐng)域中，正在進(jìn)行為了實現(xiàn)當(dāng)前和下一代以后的大容量高速信息通信的研究開發(fā)。其中，增大通信容量的多輸入多輸出(MIMOMulti Input Multi Output)方式被廣為關(guān)注。
圖1表示包含發(fā)送機(jī)102和接收機(jī)104的MIMO方式的通信系統(tǒng)的概要。在MIMO方式中，來自多個發(fā)送天線106-1～N的各個信號同時使用同一頻率進(jìn)行發(fā)送。這些發(fā)送信號被多個接收天線108-1～N接收。為了簡單起見，假設(shè)發(fā)送天線數(shù)和接收天線數(shù)都為N個，但也可以是不同的天線數(shù)。
圖2表示與接收機(jī)104中的信號分離相關(guān)的部分。概括地說，接收機(jī)利用多個接收天線接收從多個發(fā)送天線發(fā)送來的信號，利用信號檢測部來檢測發(fā)送信號，分離成每個發(fā)送天線的信號。信號分離通過利用最小均方誤差法(MMSEMinimum Mean Square Error)的2維頻域的信號處理來進(jìn)行。由各接收天線所接收的接收信號r被輸入給信道估計部202。信道估計部202根據(jù)接收信號和導(dǎo)頻信號，求出發(fā)送天線和接收天線間的信道脈沖響應(yīng)值(CIRchannel impulse response)或信道估計值。信道估計結(jié)果被提供給快速傅立葉變換部(FFT)204，被變換成頻域的信息，并提供給權(quán)值生成部206。由權(quán)值生成部206生成的權(quán)值W例如可利用下面的公式來表示W(wǎng)＝(HHH+σ2I)-1H .....(1)此處，H表示以信道響應(yīng)值為矩陣要素的信道矩陣，I表示單位矩陣，σ2表示在接收機(jī)內(nèi)產(chǎn)生的噪聲功率。上標(biāo)字符H表示共軛轉(zhuǎn)置。
另一方面，接收信號r也被提供給快速傅立葉變換部210，被變換成頻域的信號，并被提供給MMSE均衡部208。MMSE均衡部208通過將頻域的接收信號與權(quán)值WH相乘，在頻域上實質(zhì)地進(jìn)行信號分離。分離后的信號被提供給快速傅立葉逆變換部212，變換成時域的信號，作為針對每個發(fā)送天線進(jìn)行分離的估計發(fā)送信號t而輸出。
另外，對于MIMO方式中的信噪功率比的處理，例如在專利文獻(xiàn)1中進(jìn)行了記載。
專利文獻(xiàn)1特開2003-124907號公報要想準(zhǔn)確地估計發(fā)送信號，需要高精度地進(jìn)行信號檢測部中的信號分離，因此就必須準(zhǔn)確地求出權(quán)值W。如公式(1)所示，由于權(quán)值W受到信道矩陣很大的影響，所以必須準(zhǔn)確地進(jìn)行信道估計部202中的信道估計。另外，根據(jù)公式(1)，由于權(quán)值W也受到噪聲功率σ的影響，所以必須準(zhǔn)確地評價噪聲功率。然而，在該技術(shù)領(lǐng)域的以往技術(shù)中，還沒有準(zhǔn)確地求出該噪聲功率的嘗試。但是，在實現(xiàn)大容量高速信息傳送的今后的產(chǎn)品用途上，可能會存在因噪聲功率的估計精度不充分而引起的不能適當(dāng)?shù)剡M(jìn)行信號分離的問題。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明是為了解決上述問題點的至少一個而提出的，其目的在于提供能夠高精度地估計在MMSE均衡器等的權(quán)值計算中所使用的碼片噪聲功率的噪聲功率估計裝置、噪聲功率估計方法和信號檢測裝置。
根據(jù)本發(fā)明，提供了一種噪聲功率估計裝置，其特征在于，具有計算接收信號和導(dǎo)頻信號之間的相關(guān)度，求出每條路徑的導(dǎo)頻信號的接收功率的單元；利用導(dǎo)頻信號和數(shù)據(jù)信號的預(yù)定的功率比率，從每條路徑的導(dǎo)頻信號的接收功率中除去多徑干擾成分，求出每條路徑的導(dǎo)頻信號的校正后的接收功率的單元；根據(jù)與多個路徑有關(guān)的校正后的接收功率和預(yù)定的功率比率，估計接收信號所包含的導(dǎo)頻信號和數(shù)據(jù)信號的總功率的單元；從上述接收信號的總功率中減去所估計的總功率，求出噪聲功率的單元。
根據(jù)本發(fā)明，能夠高精度地估計在MMSE均衡器等的權(quán)值計算中所使用的噪聲功率。


圖1表示MIMO方式的無線通信系統(tǒng)的示意圖。
圖2是表示以往的2維頻域MMSE均衡裝置的圖。
圖3是表示本發(fā)明的一個實施例的2維頻域MMSE均衡裝置的圖。
圖4是表示本發(fā)明的一個實施例的噪聲估計部的詳細(xì)方框圖。
圖5是用于說明發(fā)送信號、接收信號和多徑干擾成分的關(guān)系的示意圖。
圖6是表示導(dǎo)頻信號和數(shù)據(jù)信號的功率比的關(guān)系的圖。
圖7是表示滾降濾波器的脈沖響應(yīng)特性的圖。
圖8是表示本發(fā)明的一個實施例的噪聲估計部的詳細(xì)的方框圖。
圖9是表示本發(fā)明的一個實施例的多段結(jié)構(gòu)的信號檢測裝置的示意圖。
具體實施例方式
下面，說明本發(fā)明的多個實施例。
根據(jù)本發(fā)明的一個實施例，由于在消除了多徑干擾的影響的情況下對噪聲功率進(jìn)行估計，所以能夠比以往更準(zhǔn)確地進(jìn)行噪聲功率的估計。因此，能夠高精度地求出在信號分離中所使用的權(quán)值，從而能夠提高信號分離精度。
根據(jù)本發(fā)明的一個實施例，利用包含忘卻系數(shù)(oblivion coefficient)的遞推公式來遞歸地更新噪聲功率。因此，根據(jù)通信環(huán)境適當(dāng)?shù)馗略肼暪β?，可以進(jìn)一步提高權(quán)值的計算精度和信號分離精度。
根據(jù)本發(fā)明的一個實施例，通過對于多個路徑和多個發(fā)送天線累計每條路徑的導(dǎo)頻信號接收功率和包含上述預(yù)定功率比率的常數(shù)的乘積來求得多徑干擾成分。因此，可以簡單且可靠地評價多徑干擾成分。
圖3表示與接收機(jī)104的信號檢測裝置相關(guān)的部分。概括而言，接收機(jī)利用N個接收天線來接收從N個發(fā)送天線發(fā)送來的信號，檢測發(fā)送信號，分離成每個發(fā)送天線的信號。信號分離通過利用最小均方誤差法(MMSE)的2維頻域信號處理來進(jìn)行。雖然可以不在頻域上而在時域上利用MMSE進(jìn)行均衡，但從運(yùn)算的簡單化的觀點來看，優(yōu)選如本實施例那樣，進(jìn)行頻域上的信號處理。在實施例中，發(fā)送天線數(shù)和接收天線數(shù)都為N，當(dāng)然也可以采用其它的數(shù)目。
接收機(jī)具有信道估計部302、噪聲估計部304、快速傅立葉變換部(FFT)306和308、權(quán)值生成部310、MMSE均衡部312、快速傅立葉逆變換部(IFFT)314。
信道估計部302接收由各接收天線所接收的接收信號r＝(r1，...，rN)。信道估計部302根據(jù)接收信號和導(dǎo)頻信號，求出發(fā)送天線和接收天線間的信道脈沖響應(yīng)值(CIR)或信道估計值。
噪聲估計部304根據(jù)各接收天線所接收的接收信號，估計噪聲功率或碼片噪聲功率σ2。對于噪聲估計部304的進(jìn)一步構(gòu)成和動作，在后面敘述。
快速傅立葉變換部306和308對所輸入的信號進(jìn)行快速傅立葉變換，將其變換成頻域信號。反之，快速傅立葉逆變換部314對所輸入的信號進(jìn)行快速傅立葉逆變換，將其變換成時域信號。
權(quán)值生成部310根據(jù)信道估計結(jié)果和噪聲功率，求出由MMSE均衡部312所使用的權(quán)值W。權(quán)值W例如利用下面的公式來表示W(wǎng)＝(HHH+σ2I)-1H........(2)此處，H表示以信道脈沖響應(yīng)值為矩陣要素的信道陣列，上標(biāo)字符“H”表示共軛轉(zhuǎn)置，I表示單位矩陣，σ2表示在接收機(jī)內(nèi)產(chǎn)生的噪聲功率。該噪聲功率理想的是僅包含接收機(jī)內(nèi)產(chǎn)生的噪聲，不包含在接收機(jī)外所導(dǎo)入的噪聲(例如，在傳送路徑上導(dǎo)入的信號干擾)。但是，實際上，由于噪聲功率中也包含在接收機(jī)外導(dǎo)入的噪聲，所以利用以下所說明的方法，準(zhǔn)確地估計噪聲功率。在本實施例中，由于發(fā)送天線數(shù)和接收天線數(shù)都為N，所以信道矩陣H和權(quán)值矩陣均為N行N列的方陣。在信道矩陣為M行N列的情況下，HHH成為M行M列的方陣，權(quán)值矩陣W成為M行N列的矩陣。在這種情況下，N表示發(fā)送天線數(shù)，M表示接收天線數(shù)。
MMSE均衡部312通過將被變換成頻域的接收信號與權(quán)值WH相乘，實質(zhì)地進(jìn)行信號分離(tf＝WHrf)。其中，rf表示接收信號r被變換成頻域后的信號，tf表示被分離的信號的頻域中的信號。分離后的信號被提供給快速傅立葉逆變換部314，并被變換成時域信號，作為按照每個發(fā)送天線進(jìn)行分離的估計發(fā)送信號t＝(t1，...，tN)而輸出。
圖4表示本發(fā)明的一個實施例的噪聲估計部304的方框圖。噪聲估計部304具有總接收信號功率測定部402、導(dǎo)頻接收功率估計部404、多徑干擾生成部406、多徑干擾除去部408、總接收信號功率估計部410、減法部412和平均化部414。
總接收信號功率測定部402測定由一個接收天線rm所接收的信號的總接收功率RmRm＝E(|rm(t)|2)其中，E(·)表示求得括弧內(nèi)的量的平均值或期望值的處理。m是指定接收天線的參數(shù)(1≤m≤M)，在本例中，接收天線數(shù)M和發(fā)送天線數(shù)N相等?？偨邮招盘柟β蕼y定部402針對每個個天線求出總接收功率。
導(dǎo)頻接收功率估計部404根據(jù)由一個接收天線所接收的信號rm，按照下面的公式求出每條路徑的導(dǎo)頻信號的接收功率Pnml公式1Pn,m,l=|1NcΣt=τlNc-1+τlrm(t)·cn*(t-τl)|2]]>其中，n表示指定發(fā)送天線的參數(shù)。l表示指定所假定的L個路徑內(nèi)的一個路徑的參數(shù)。τl表示第1路徑的延遲量。*表示復(fù)共軛。Nc表示1幀的碼片數(shù)，決定進(jìn)行相關(guān)計算的范圍的碼片數(shù)或窗口的大小。cn(t)是表示與第n個發(fā)送天線相關(guān)的導(dǎo)頻信號的碼序列。
多徑干擾生成部406求出每條路徑的導(dǎo)頻信號所包含的多徑干擾成分。圖5是用于說明發(fā)送信號、接收信號和多徑干擾成分的關(guān)系的示意圖。為了簡單起見，假設(shè)從2個發(fā)送天線Tx1和Tx2發(fā)送各自的導(dǎo)頻信號c1和c2，在多徑傳輸環(huán)境下進(jìn)行傳送，并由1個接收天線Rx1所接收。另外，假定了路徑1和路徑2兩條路徑。當(dāng)然可以假定更多的發(fā)送、接收天線數(shù)和路徑數(shù)。在這種情況下，在根據(jù)接收天線Rx1所接收的信號和導(dǎo)頻信號c1之間的相關(guān)度所求出的功率中，除了包括與Tx1的路徑1相關(guān)的功率外，還包括來自Tx1的路徑2的多徑干擾成分和來自Tx2的路徑2的多徑干擾成分。如果假定了更多的路徑，則生成與路徑數(shù)相對應(yīng)的多徑干擾成分。當(dāng)發(fā)送天線數(shù)增加時，生成與所增加的天線數(shù)相對應(yīng)的多波干擾成分。
影響多徑干擾的信號不僅有導(dǎo)頻信號，和導(dǎo)頻信號一起被發(fā)送的數(shù)據(jù)信號也是干擾的原因。在從發(fā)送天線發(fā)送信號的情況下，導(dǎo)頻信號和數(shù)據(jù)信號的功率比率被預(yù)先設(shè)定，例如，可設(shè)定成數(shù)據(jù)信號對導(dǎo)頻信號的功率比率為α(參照圖6)。因此，如果判明了與導(dǎo)頻信號有關(guān)的功率，基于此也能判明數(shù)據(jù)信號的功率。根據(jù)以上的考察，圖4的多徑干擾成分生成部406求出每條路徑的多徑干擾成分。
多徑干擾除去部408根據(jù)下面的公式從導(dǎo)頻接收功率估計部404所估計出的每條路徑的導(dǎo)頻信號的接收功率中減去多徑干擾成分，求出每條路徑的校正后的導(dǎo)頻信號的接收功率P′n，m，l公式2P′n,m,l=Pn,m,l-Σn′NΣl′,l′≠1L(1+α)Pn′,m,l′Nc]]>(1+α)Pn′ml′表示來自第n′個發(fā)送天線的信號內(nèi)第l′條路徑的總功率(導(dǎo)頻信號和數(shù)據(jù)信號的功率)。與l′相關(guān)的求和意味著將自身(第1條)以外的所有路徑進(jìn)行加法運(yùn)算。與n′相關(guān)的求和意味著對全部的發(fā)送天線進(jìn)行加法運(yùn)算。Nc是1幀的碼片數(shù)，為了求出每碼片的多徑干擾，1/Nc被導(dǎo)入表示多徑干擾成分的項中。
總接收信號功率估計部410通過進(jìn)一步校正被校正后的每條路徑的導(dǎo)頻信號的接收功率，來估計第m個接收天線所接收的導(dǎo)頻信號的總接收功率?？梢酝ㄟ^針對全部的路徑和全部的發(fā)送天線將上述的校正后的每條路徑的導(dǎo)頻信號的接收功率P′nml進(jìn)行加法運(yùn)算，概略求出第m個接收天線所接收的導(dǎo)頻信號的總接收功率。但是，從高精度化的觀點來看，優(yōu)選進(jìn)行更進(jìn)一步的校正。一般，由于通過滾降濾波器(帶限濾波器)的原因，各接收天線所接收的信號除了包括主波瓣成分之外，還包括旁波瓣成分。因此，導(dǎo)頻信號的接收功率等的量中也包括這種旁波瓣成分，例如被評價為比實際的信號內(nèi)容大一點。由于滾降濾波器的脈沖響應(yīng)特性是已知的，所以可以根據(jù)其響應(yīng)特性，對旁波瓣成分進(jìn)行補(bǔ)償。滾降濾波器的脈沖響應(yīng)特性hRC(t)例如如圖7所示，如下面的公式所表示公式3hRC(t)=(sin(πt/Tc)πt/Tc)(cos(παt/Tc)1-(4αt/(2Tc))2)]]>其中，該公式中出現(xiàn)的α是滾降因子，在圖示的例子中設(shè)定為α＝0.22。Tc表示碼片周期。一般，可以使1碼片周期的范圍(|t|≤Tc)與主波瓣(路徑的實際信號成分)對應(yīng)，可以使該范圍以外的范圍(|t|>Tc)與旁波瓣對應(yīng)。
圖4的總接收信號功率估計部410按照下面的公式，進(jìn)一步校正每條路徑的導(dǎo)頻信號的校正后的接收功率P′nml，估計第m個接收天線所接收的導(dǎo)頻信號的總接收功率Pall，m公式4Pall,m=2NOSΣt=0NOS-1Σn=1NΣc=-W/2W/2(Σl=1L(1+α)P′n,m,l·ejθ(n,m,l)·hRC(t+τl-τl+cNos))2]]>此處，Nos是超采樣數(shù)，在本實施例中Nos＝4。θ(n，m，l)表示與第n個發(fā)送天線和第m個接收天線間的第1路徑有關(guān)的相位旋轉(zhuǎn)量(其中，對功率不起作用)。與旁波瓣成分相關(guān)的校正內(nèi)容主要與關(guān)于參數(shù)t、c的加法運(yùn)算相關(guān)。通過對所有的路徑(參數(shù)l)和天線數(shù)(參數(shù)n)進(jìn)行加法運(yùn)算，來估計第m個接收天線所接收的導(dǎo)頻信號的總接收功率Pall，m。
減法部412通過從總接收信號功率測定部402所測定的第m個天線所接收的導(dǎo)頻信號的總接收功率Rm中減去所估計的總接收功率Pall，m，求出與第m個接收天線所接收的信號有關(guān)的噪聲功率(碼片噪聲功率)σm2σm2＝Rm-Pall，m針對每個接收天線進(jìn)行這樣的處理。
平均化部414通過將針對每個接收天線所求出的噪聲功率σm2在所有的接收天線上進(jìn)行平均化，求出接收機(jī)的噪聲功率σ2。這樣所求出的噪聲功率中由于除去了多徑干擾的影響，所以比以往更準(zhǔn)確地進(jìn)行噪聲功率的估計。因此，可以適當(dāng)?shù)厍蟪鰣D3的權(quán)值生成部310中的權(quán)值。另外，從進(jìn)一步高精度化的觀點來看，平均化部414可以使用忘卻系數(shù)a，遞歸地更新噪聲功率。即，可以根據(jù)σk+l2＝α·σk2+(1-α)σk-l2來更新噪聲功率。噪聲功率的更新方法不限于利用忘卻系數(shù)的方法，可以根據(jù)任意的遞推公式來進(jìn)行更新。另外，也可以適當(dāng)調(diào)整在接收天線間進(jìn)行平均化時的加權(quán)系數(shù)。
在實施例1中，根據(jù)解擴(kuò)前的接收信號來估計噪聲功率σ2。在下面要說明的實施例2中，根據(jù)解擴(kuò)后的接收信號來估計噪聲功率σ2。
圖8表示本發(fā)明的一個實施例的噪聲估計部的方框圖。噪聲估計部具有對應(yīng)各接收天線而設(shè)置的M個噪聲功率估計部802-1～M和天線間平均化部804。為了簡單起見，圖中僅描繪出了2個噪聲功率估計部802-1和802-m。由于各個噪聲功率估計部具有同樣的結(jié)構(gòu)并進(jìn)行同樣的動作，所以對802-1進(jìn)行說明。
噪聲功率估計部802-1具有解擴(kuò)部806、總噪聲功率估計部808、導(dǎo)頻接收功率估計部810、多徑干擾除去部812和平均化部814。
解擴(kuò)部806對1個接收天線所接收的信號進(jìn)行解擴(kuò)，對于每個發(fā)送天線和每條路徑輸出解擴(kuò)后的導(dǎo)頻信號Znml(S)。n是指定發(fā)送天線的參數(shù)，m是表示接收天線的參數(shù)(對于噪聲功率估計部802-1，m＝1)，l是指定路徑的參數(shù)，s是指定碼元序號的參數(shù)。
總噪聲功率估計部808按照下面的公式求出與每條路徑的解擴(kuò)后的導(dǎo)頻信號的分散程度成比例的總噪聲功率Inml公式5In,m,l=SS-1(1SΣs=0S-1|Zn,m,l(S)-Z′n,m,l|2]]>其中，Z′nml是根據(jù)下面的公式計算出的量公式6Z′n,m,l=1SΣs=0S-1Zn,m,l(S)]]>其意味著解擴(kuò)后的導(dǎo)頻信號Znml(s)的S個碼元上的平均值。表示上述總噪聲功率Inml的公式右邊的括弧內(nèi)是表示解擴(kuò)后的導(dǎo)頻信號Inml的分散程度的量。因此，總噪聲功率Inml表示包含了接收機(jī)內(nèi)生成的噪聲和在傳送路徑上所導(dǎo)入的干擾之外的其它噪聲的功率。
導(dǎo)頻功率估計部810根據(jù)下面的公式，求出每條路徑的導(dǎo)頻信號的接收功率Pnml公式7Pnml=|Z′n,m,l|2-1SIn,m,l]]>右邊第2項表示平均化后的導(dǎo)頻信號的接收功率|Z′nml|2所包含的干擾成分。利用上述總噪聲功率Inml來評價平均化前的導(dǎo)頻信號的接收功率|Znml|2的干擾成分。在S個碼元上進(jìn)行平均化后的導(dǎo)頻信號的接收功率|Z′nml|2所包含的干擾成分因該平均化的原因，減少為1/S。因此，在右邊第2項導(dǎo)入1/S。通過使用上述的公式，可以準(zhǔn)確地求出每條路徑的導(dǎo)頻信號的接收功率Pnml。
多徑干擾除去部812根據(jù)下面的公式，從總噪聲功率Inml中除去多徑干擾成分，由此來估計噪聲功率(碼片噪聲功率)σnml2。
公式8σn,m,l2=NSF(In,m,l-1NSFΣn′-1NΣl′=1l′≠lL(1+α)Pn′,m,l′)]]>此處，α表示導(dǎo)頻信號和數(shù)據(jù)信號之間的預(yù)定的功率比(參照圖6)。右邊括弧內(nèi)的(1+α)Pn′ml′表示來自第n′個發(fā)送天線的信號內(nèi)的第l′條路徑的總功率(導(dǎo)頻信號和數(shù)據(jù)信號的功率)。與l′相關(guān)的求和意味著在自身(第1路徑)以外的全部路徑上進(jìn)行加法運(yùn)算。與n′相關(guān)的求和意味著對全部的發(fā)送天線進(jìn)行加法運(yùn)算。NSF是導(dǎo)頻信號的擴(kuò)頻因子或碼片率，例如具有256那樣的值。在DS-CDMA方式中，由于要傳輸?shù)男盘柕母蓴_成分被抑制為1/擴(kuò)頻因子，所以在右邊括弧內(nèi)的第2項(表示多徑干擾的項)中導(dǎo)入 另外，將右邊整體乘以NSF是為了估計碼片噪聲功率。
平均化部814在多個發(fā)送天線(n)和路徑(l)的全體上對噪聲功率σnml2進(jìn)行平均化。另外，平均化部804在多個接收天線(m)全體上對噪聲功率進(jìn)行平均化，最終估計期望的噪聲功率σ2。由于在這樣所求出的噪聲功率中除去了多徑干擾的影響，所以比以往更準(zhǔn)確地對噪聲功率進(jìn)行估計。因此，可以適當(dāng)?shù)厍蟪鰣D3的權(quán)值生成部310中的權(quán)值。另外，從進(jìn)一步高精度化的觀點來看，平均化部814或804可以使用忘卻系數(shù)a，遞歸地更新噪聲功率。即，可根據(jù)σk+l2＝α·σk2+(1-α)σk-l2來更新噪聲功率。噪聲功率地更新方法不限于利用忘卻系數(shù)的方法，可以按照任意的遞推公式來進(jìn)行更新。另外，也可以適當(dāng)?shù)卣{(diào)整在天線間進(jìn)行平均化時的加權(quán)系數(shù)。
圖9表示本發(fā)明的一個實施例的多段結(jié)構(gòu)的信號檢測裝置的示意圖。在信號檢測裝置中以具有2維MMSE均衡部902、多徑干擾(MPI)副本生成部904和減法部906的塊為1個單位，準(zhǔn)備了多個這種塊，并將這些塊串聯(lián)連接。各個2維MMSE均衡部902具有信道估計部908、碼片噪聲估計部910、2維MMSE權(quán)值計算部912、權(quán)值乘法部914。由于可以使2維MMSE902內(nèi)的這些要素分別與圖3的信道估計部302、噪聲估計部304、權(quán)值生成部310和MMSE均衡部312對應(yīng)，所以省略進(jìn)一步的說明。另外，碼片噪聲估計部910中所使用的噪聲估計方法可以是實施例1和實施例2中的任一種方法。
MPI副本生成部904根據(jù)信道估計結(jié)果和信號分離后的發(fā)送信號，再生多路徑成分。例如，再生作為對象的路徑以外的全部路徑的信號成分(圖5的例子中是相當(dāng)于路徑2的信號成分)。再生后的信號成分被稱為MPI副本。減法部906從接收信號中減去MPI副本。在減法運(yùn)算后的信號中，作為對象的路徑所占的比例變大。因此，如果根據(jù)該減法運(yùn)算后的信號再次進(jìn)行信道估計和信號分離，則提高了估計精度和分離精度。以下同樣，根據(jù)前段的減法運(yùn)算后的信號，來估計信道，進(jìn)行信號分離，生成MPI副本，從接收信號中減去MPI副本，將其提供給后段的信道估計部。由此，可大大提高信道估計精度和信號分離精度。
權(quán)利要求
1.一種噪聲功率估計裝置，其特征在于，具有計算接收信號和導(dǎo)頻信號之間的相關(guān)度，從而求出每條路徑的導(dǎo)頻信號的接收功率的單元；利用導(dǎo)頻信號和數(shù)據(jù)信號之間的預(yù)定功率比率，從導(dǎo)頻信號的接收功率中除去多徑干擾成分，從而求出導(dǎo)頻信號的校正后的接收功率的單元；根據(jù)該校正后的接收功率和所述的預(yù)定功率比率，估計接收信號中包含的導(dǎo)頻信號和數(shù)據(jù)信號的總估計功率的單元；以及從接收信號的總功率中減去所述總估計功率，從而求出噪聲功率的單元。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的噪聲功率估計裝置，其特征在于，根據(jù)每條路徑的校正后的接收功率、所述的預(yù)定功率比率和滾降濾波器的脈沖響應(yīng)來求出所述總估計功率。
3.一種噪聲功率估計裝置，其特征在于，具有求出與解擴(kuò)后的導(dǎo)頻信號的分散程度成比例的總噪聲功率的單元；從解擴(kuò)后的導(dǎo)頻信號的平均功率中減去與所述總噪聲功率成比例的量，從而求出每條路徑的導(dǎo)頻信號的接收功率的單元；根據(jù)每條路徑的導(dǎo)頻信號的接收功率、以及導(dǎo)頻信號和數(shù)據(jù)信號之間的預(yù)定功率比率，求出多徑干擾成分的單元；以及從總噪聲功率中減去所述多徑干擾成分從而求出噪聲功率的單元。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的噪聲功率估計裝置，其特征在于，利用包含忘卻系數(shù)的遞推公式來遞歸地更新噪聲功率。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的噪聲功率估計裝置，其特征在于，通過對于多條路徑累計導(dǎo)頻信號的接收功率與包含所述預(yù)定功率比率的常數(shù)的乘積，從而求出所述多徑干擾成分。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的噪聲功率估計裝置，其特征在于，通過對于多條路徑和對于多個發(fā)送天線累計導(dǎo)頻信號的接收功率與包含所述預(yù)定功率比率的常數(shù)的乘積，從而求出所述多徑干擾成分。
7.一種采用MMSE方式的信號檢測裝置，其中將從多個發(fā)送天線發(fā)送并由一個或多個接收天線接收的接收信號乘以接收權(quán)值，從而將接收信號分離成各個發(fā)送天線的信號，其特征在于，該信號檢測裝置包括噪聲功率估計裝置，該信號檢測裝置利用由該噪聲功率估計裝置估計出的噪聲功率來計算所述接收權(quán)值，該噪聲功率估計裝置具有計算接收信號和導(dǎo)頻信號之間的相關(guān)度從而求出每條路徑的導(dǎo)頻信號的接收功率的單元；利用導(dǎo)頻信號和數(shù)據(jù)信號之間的預(yù)定功率比率，從導(dǎo)頻信號的接收功率中除去多徑干擾成分，從而求出導(dǎo)頻信號的校正后的接收功率的單元；根據(jù)該校正后的接收功率和所述的預(yù)定功率比率，估計接收信號中包含的導(dǎo)頻信號和數(shù)據(jù)信號的總估計功率的單元；以及從接收信號的總功率中減去總估計功率，從而求出噪聲功率的單元。
8.一種采用MMSE方式的信號檢測裝置，其中將從多個發(fā)送天線發(fā)送并由一個或多個接收天線接收的接收信號乘以接收權(quán)值，從而將接收信號分離成各個發(fā)送天線的信號，其特征在于，該信號檢測裝置包括噪聲功率估計裝置，該信號檢測裝置利用由該噪聲功率估計裝置估計出的噪聲功率來計算所述接收權(quán)值，該噪聲功率估計裝置具有求出與解擴(kuò)后的導(dǎo)頻信號的分散程度成比例的總噪聲功率的單元；從解擴(kuò)后的導(dǎo)頻信號的平均功率中減去與所述總噪聲功率成比例的量，從而求出每條路徑的導(dǎo)頻信號的接收功率的單元；根據(jù)每條路徑的導(dǎo)頻信號的接收功率、以及導(dǎo)頻信號和數(shù)據(jù)信號之間的預(yù)定功率比率，求出多徑干擾成分的單元；以及從總噪聲功率中減去多徑干擾成分從而求出噪聲功率的單元。
9.一種噪聲功率估計方法，其特征在于，包括如下步驟計算接收信號和導(dǎo)頻信號之間的相關(guān)度從而求出每條路徑的導(dǎo)頻信號的接收功率；利用導(dǎo)頻信號和數(shù)據(jù)信號之間的預(yù)定功率比率，從導(dǎo)頻信號的接收功率中除去多徑干擾成分，從而求出導(dǎo)頻信號的校正后的接收功率；根據(jù)校正后的接收功率和所述的預(yù)定功率比率，估計接收信號中包含的導(dǎo)頻信號和數(shù)據(jù)信號的總估計功率；以及從接收信號的總功率中減去所述總估計功率，從而求出噪聲功率。
10.一種噪聲功率估計方法，其特征在于，包括如下步驟求出與解擴(kuò)后的導(dǎo)頻信號的分散程度成比例的總噪聲功率；從解擴(kuò)后的導(dǎo)頻信號的平均功率中減去與所述總噪聲功率成比例的量，從而求出每條路徑的導(dǎo)頻信號的接收功率；根據(jù)每條路徑的導(dǎo)頻信號的接收功率、以及導(dǎo)頻信號和數(shù)據(jù)信號之間的預(yù)定功率比率，求出多徑干擾成分；以及從所述總噪聲功率中減去該多徑干擾成分，從而求出噪聲功率。
全文摘要
本發(fā)明提供了一種能夠高精度地估計在MMSE均衡器等的權(quán)值計算中所使用的碼片噪聲功率的噪聲功率估計裝置。噪聲功率估計裝置具有計算接收信號和導(dǎo)頻信號之間的相關(guān)度，求出每條路徑的導(dǎo)頻信號的接收功率的單元(404)；利用導(dǎo)頻信號和數(shù)據(jù)信號的預(yù)定的功率比率，從每條路徑的導(dǎo)頻信號的接收功率中除去多徑干擾成分，求出每條路徑的導(dǎo)頻信號的校正后的接收功率的單元(406、408)；根據(jù)與多個路徑相關(guān)的校正后的接收功率和預(yù)定的功率比率，估計接收信號所包含的導(dǎo)頻信號和數(shù)據(jù)信號的總功率的單元(410)；從上述接收信號的總功率中減去所估計的總功率，求出噪聲功率的單元(412)。
文檔編號H04B1/10GK1697428SQ200510069348
公開日2005年11月16日 申請日期2005年5月13日 優(yōu)先權(quán)日2004年5月13日
發(fā)明者川本潤一郎, 前田規(guī)行, 樋口健一, 佐和橋衛(wèi) 申請人:株式會社Ntt都科摩