專利名稱：一種正交頻分復(fù)用技術(shù)無線系統(tǒng)中的同步方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種正交頻分復(fù)用技術(shù)OFDM無線接收系統(tǒng)中時(shí)間同步和頻率同步的方法。
背景技術(shù)：
隨著數(shù)字信號(hào)處理技術(shù)和高速器件的發(fā)展，正交頻分復(fù)用技術(shù)(OFDM)在DVB、DSL和WLAN等系統(tǒng)中得到了成功的應(yīng)用。OFDM在頻域把頻譜分成若干個(gè)正交的子信道，各子信道的載波相互重疊，提高了頻譜利用率。由于各子信道的帶寬相對(duì)較窄，因此對(duì)整個(gè)發(fā)射帶寬信號(hào)來講的頻率選擇性信道對(duì)于各個(gè)子信道信號(hào)來講卻是平坦衰落的，均衡便可以對(duì)每個(gè)子載波分別進(jìn)行，大大簡(jiǎn)化了接收機(jī)結(jié)構(gòu)。由于OFDM具有頻譜利用率高、均衡簡(jiǎn)單的優(yōu)點(diǎn)，非常適合于高速的有線和無線傳輸，因此得到了廣泛研究。
與單載波系統(tǒng)相比，OFDM在具有以上優(yōu)點(diǎn)的同時(shí)，也有著自身的缺憾對(duì)頻率偏移非常敏感。為了采用OFDM技術(shù)，載波偏差與子載波間隔相比較，必須很小，否則OFDM的解調(diào)性能將收到很大影響。然而由于收發(fā)信機(jī)頻率穩(wěn)定度和用戶的高速移動(dòng)等影響，這一要求很難得到滿足，必須采用先進(jìn)的信號(hào)處理技術(shù)來估計(jì)并補(bǔ)償這種頻偏。同時(shí)，OFDM系統(tǒng)的碼元定時(shí)必須落在循環(huán)前綴(CP)允許的范圍內(nèi)，否則這時(shí)FFT解調(diào)窗口包含了非當(dāng)前碼元的信息，將引起碼元間的干擾。因此，有效的定時(shí)同步對(duì)OFDM也相當(dāng)重要。利用已知的信息進(jìn)行同步分析，如CP信息，是當(dāng)前比較流行的處理方法，如van de Beek J J等在97年IEEE Trans.SP第7期發(fā)表的文章ML Estimation of Time and Frequency Offset in OFDM System。同樣也有文獻(xiàn)介紹利用附加信息進(jìn)行同步的方法，如Schmidl等于1996年6月20號(hào)申請(qǐng)的美國(guó)申請(qǐng)?zhí)?66237，公開號(hào)US 5732113專利Timingand frequency synchronization of OFDM signals，該專利提出了利用兩個(gè)同步導(dǎo)頻符號(hào)進(jìn)行符號(hào)、頻率同步的方法，第一個(gè)同步符號(hào)中包含兩個(gè)完全相同的部分(頻域特征為偶數(shù)的載波全為0)，使用相關(guān)的方法可以得到碼元同步信息，利用同步時(shí)刻輸出的相位信息對(duì)頻偏進(jìn)行校正，但頻偏估計(jì)范圍小于一個(gè)子載波間隔。利用第一次估計(jì)出來的頻偏對(duì)兩個(gè)導(dǎo)頻符號(hào)進(jìn)行頻率補(bǔ)償然后進(jìn)行FFT運(yùn)算，利用前后兩個(gè)導(dǎo)頻符號(hào)在頻域的特征對(duì)整數(shù)倍子載波頻偏進(jìn)行估計(jì)，將兩次估計(jì)的頻偏相加即得到最終的頻偏估計(jì)結(jié)果，實(shí)現(xiàn)了OFDM系統(tǒng)的同步。
但該方法碼元同步時(shí)的相關(guān)峰比較寬，難以判斷最佳的碼元同步時(shí)刻，同時(shí)同步開銷要占用兩個(gè)符號(hào)，系統(tǒng)資源耗費(fèi)太大。
利用CP的同步方法，如上面提到的van de Beek J J的ML方法，可以不需要系統(tǒng)額外的資源實(shí)現(xiàn)同步，同時(shí)計(jì)算量也不大。但其缺點(diǎn)是相關(guān)峰較為平坦，不利于判決，同時(shí)頻偏估計(jì)范圍小于子載波間隔的一半。適當(dāng)增加在一個(gè)符號(hào)內(nèi)相同信息的重復(fù)次數(shù)可以明顯增大頻偏估計(jì)范圍，然而此時(shí)的相關(guān)增益下降，導(dǎo)致同步誤差加大，甚至在低信噪比或環(huán)境較為復(fù)雜的情況下失效。
賴納·博特等于2002年1月29號(hào)申請(qǐng)的加拿大申請(qǐng)?zhí)?2806607.3，公開號(hào)CA 1531808A專利OFDM接收機(jī)的頻率和時(shí)間同步化的方法提出了在時(shí)間、頻率兩維窗口內(nèi)進(jìn)行搜索以得到時(shí)間和頻率的同步方法。該方法首先確定時(shí)間同步和頻率同步的窗口，但這要利用一些先驗(yàn)信息，比如最大頻偏范圍，最大時(shí)延范圍等，然后用每一個(gè)可能的時(shí)間和頻率組合來對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行解調(diào)，均衡，判斷。當(dāng)同步?jīng)]有誤差或者誤差很小時(shí)，解調(diào)信號(hào)中的導(dǎo)頻誤差最小。該方法避免了使用過多的符號(hào)進(jìn)行同步，提高了系統(tǒng)資源利用率，然而這是以兩維搜索的巨大運(yùn)算量換得的，同時(shí)該方法得不到頻偏的閉式解。
因此，現(xiàn)有技術(shù)存在缺陷，而有待于改進(jìn)和發(fā)展。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提供一種正交頻分復(fù)用技術(shù)無線系統(tǒng)中的同步方法，即提供一種OFDM通信系統(tǒng)中時(shí)間粗同步和精同步估計(jì)以及大范圍的頻偏估計(jì)的方案，從而使得OFDM接收系統(tǒng)在以較小系統(tǒng)資源的代價(jià)下通過低復(fù)雜度算法實(shí)現(xiàn)碼元同步，并且可以估計(jì)較大范圍內(nèi)的頻偏。
本發(fā)明的技術(shù)方案包括一種正交頻分復(fù)用技術(shù)無線系統(tǒng)中的同步方法，該方法的裝置包括一基于CP相關(guān)的碼元粗同步模塊；一基于導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)的碼元精同步模塊；以及一大范圍頻偏估計(jì)模塊；所述方法包括下述步驟a)、發(fā)端在組幀時(shí)構(gòu)造一個(gè)導(dǎo)頻/同步符號(hào)，所述導(dǎo)頻/同步符號(hào)包括循環(huán)前綴及PN序列，成幀后由天線發(fā)射；b)、接收端利用正交頻分復(fù)用技術(shù)符號(hào)中的循環(huán)前綴進(jìn)行有效符號(hào)長(zhǎng)度的相關(guān)，并且相關(guān)結(jié)果對(duì)相關(guān)序列能量進(jìn)行歸一化處理，即為粗同步處理，相應(yīng)模塊為所述碼元粗同步模塊；c)、將所述碼元粗同步模塊的輸出結(jié)果并結(jié)合系統(tǒng)門限加以判決；d)、將所述粗同步模塊輸出的同步點(diǎn)集合輸入到所述碼元精同步模塊，并在集合點(diǎn)位置進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算，找到同步點(diǎn)；e)、找到同步點(diǎn)后，分別將對(duì)應(yīng)的相隔半個(gè)符號(hào)長(zhǎng)度的信號(hào)部分進(jìn)行點(diǎn)對(duì)點(diǎn)相乘，即同步符號(hào)中互為共軛的部分點(diǎn)對(duì)點(diǎn)相乘，對(duì)新生成的長(zhǎng)度為有效正交頻分復(fù)用技術(shù)符號(hào)長(zhǎng)度四分之一的兩個(gè)矢量序列進(jìn)行FFT運(yùn)算，利用FFT最大通道的輸出獲得頻偏的估計(jì)。
所述的同步方法，其中，所述導(dǎo)頻/同步符號(hào)包括5個(gè)部分，第一部分為所述循環(huán)前綴，第二、三、四、五部分由長(zhǎng)度相同的PN序列構(gòu)成，其長(zhǎng)度都為有效正交頻分復(fù)用技術(shù)數(shù)據(jù)長(zhǎng)度的四分之一，第三部分長(zhǎng)度是第二部分的時(shí)域逆序列，而第四部分是第二部分的共軛，第五部分是第三部分的共軛。
所述的同步方法，其中，還包括利用CP相關(guān)同步，其同步輸出得到一個(gè)包含最佳的同步點(diǎn)的集合，并在相關(guān)極值輸出的后一半即沒有正交頻分復(fù)用技術(shù)符號(hào)塊間干擾時(shí)選取同步點(diǎn)。
本發(fā)明所提供的一種正交頻分復(fù)用技術(shù)無線系統(tǒng)中的同步方法，由于采用在本發(fā)明的OFDM通信系統(tǒng)中時(shí)間粗同步和精同步估計(jì)以及大范圍的頻偏估計(jì)的方案，大大提高了同步精度的同時(shí)，并沒有耗費(fèi)過多的系統(tǒng)資源，并且運(yùn)算量很小，非常利于工程實(shí)現(xiàn)。


圖1為本發(fā)明的所述正交頻分復(fù)用技術(shù)無線系統(tǒng)中的同步方法的實(shí)施流程圖；圖2為本發(fā)明的正交頻分復(fù)用技術(shù)無線系統(tǒng)中的同步方法中時(shí)間粗同步裝置圖；圖3為本發(fā)明的正交頻分復(fù)用技術(shù)無線系統(tǒng)中的同步方法中時(shí)間精同步裝置圖。
具體實(shí)施例方式
以下結(jié)合附圖，將對(duì)本發(fā)明的具體實(shí)施例進(jìn)行較為詳細(xì)的說明。
本發(fā)明所述的正交頻分復(fù)用技術(shù)無線系統(tǒng)中的同步方法，可同時(shí)通過基于CP相關(guān)的時(shí)間粗同步和基于導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)的時(shí)間精同步裝置實(shí)現(xiàn)，該發(fā)明由三個(gè)模塊組成基于CP相關(guān)的碼元粗同步模塊；基于導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)的碼元精同步模塊；大范圍頻偏估計(jì)模塊。三個(gè)模塊相互聯(lián)系，粗同步模塊為精同步模塊提供可能的同步點(diǎn)范圍，精同步模塊為頻偏估計(jì)模塊提供時(shí)間信息。
本發(fā)明方法提供了一種無線通信系統(tǒng)中時(shí)間粗同步和精同步及大范圍頻偏估計(jì)的方法，如圖1所示的，主要包括以下步驟1)發(fā)端在組幀時(shí)考慮構(gòu)造一個(gè)導(dǎo)頻/同步符號(hào)，同步符號(hào)由5部分組成，第一部分為常見的循環(huán)前綴(CP)，第二、三、四、五部分由長(zhǎng)度相同的PN序列構(gòu)成，其長(zhǎng)度都為有效OFDM數(shù)據(jù)長(zhǎng)度的四分之一，第三部分長(zhǎng)度是第二部分的時(shí)域逆序列，而第四部分是第二部分的共軛，第五部分是第三部分的共軛，該序列和其他的數(shù)據(jù)信息成幀后由天線發(fā)射。
2)接收端利用OFDM符號(hào)中的CP進(jìn)行有效符號(hào)長(zhǎng)度的相關(guān)，并且相關(guān)結(jié)果對(duì)相關(guān)序列能量進(jìn)行歸一化處理，此為粗同步處理，相應(yīng)模塊為碼元粗同步模塊。
3)將碼元粗同步模塊的輸出結(jié)果并結(jié)合系統(tǒng)門限加以判決。利用CP相關(guān)同步，其同步輸出較寬，很難得到最佳的同步點(diǎn)，因此本發(fā)明中這部分的輸出為一個(gè)集合，最佳的同步點(diǎn)就包含在其中。為了避免直接利用CP相關(guān)進(jìn)行同步方法很難確定同步點(diǎn)的問題，一般選取CP的長(zhǎng)度很長(zhǎng)，比如大于最大多徑時(shí)延的2倍等，在相關(guān)極值輸出的后一半(沒有OFDM符號(hào)塊間干擾)選取同步點(diǎn)。這樣做的確可以得到很好的時(shí)間同步效果，然而過長(zhǎng)的CP降低了系統(tǒng)資源利用效率，因?yàn)楫吘笴P存在于每個(gè)符號(hào)中。
4)將粗同步模塊輸出的同步點(diǎn)集合輸入到細(xì)同步模塊，并在集合點(diǎn)位置進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算，主要利用同步符號(hào)/導(dǎo)頻符號(hào)的特殊形式，由該輸出并結(jié)合系統(tǒng)門限可以判斷出同步點(diǎn)位置，解決了利用CP相關(guān)時(shí)很難判斷的問題，并且該方法的同步誤差很小。
5)找到同步點(diǎn)后，分別將對(duì)應(yīng)的相隔半個(gè)符號(hào)長(zhǎng)度的信號(hào)部分進(jìn)行點(diǎn)對(duì)點(diǎn)相乘，即同步符號(hào)中互為共軛的部分點(diǎn)對(duì)點(diǎn)相乘，對(duì)新生成的長(zhǎng)度為有效OFDM符號(hào)長(zhǎng)度四分之一的兩個(gè)矢量序列進(jìn)行FFT運(yùn)算，利用FFT最大通道的輸出可以獲得頻偏的估計(jì)。
常規(guī)的OFDM發(fā)射系統(tǒng)由信道編碼、串并變換、IFFT、加CP并且經(jīng)過數(shù)模轉(zhuǎn)換(D/A)和上變頻最后經(jīng)過天線發(fā)射出去。與單載波方式不同的是IFFT部分，其將輸入信息視為頻域符號(hào)，經(jīng)過IFFT后將各個(gè)符號(hào)調(diào)制到不同的子載波上，并且子載波相互正交。這樣對(duì)于多徑比較豐富且多徑時(shí)延較大的信道來講，每個(gè)子載波信息經(jīng)歷的可能是平坦衰落，利于均衡，然而這也帶來了其他的問題，比如當(dāng)載波發(fā)生偏移時(shí)，子載波間的正交性受到破壞，解調(diào)失敗。因此同單載波系統(tǒng)相比，多載波系統(tǒng)對(duì)頻偏等更為敏感，必須進(jìn)行頻率同步等處理。接收機(jī)是發(fā)射的逆過程，包括下變頻、模數(shù)轉(zhuǎn)換(ADC)、時(shí)間/碼元與頻率同步、信道估計(jì)均衡、FFT解調(diào)、并串轉(zhuǎn)換和信道解碼。本發(fā)明方法中應(yīng)用于OFDM接收機(jī)中的碼元、頻偏同步部分，是OFDM接收機(jī)中的關(guān)鍵技術(shù)，在現(xiàn)有技術(shù)的利用CP同步的方法中，為了簡(jiǎn)化同步判決難度，一般要求CP長(zhǎng)度大于信道最大時(shí)延的2倍，這些都可在一定程度上降低系統(tǒng)資源利用率，而本發(fā)明方法沒有這個(gè)約束，僅僅要求CP大于信道最大時(shí)延即可。
以下詳細(xì)描述說明本發(fā)明的較佳實(shí)施例假設(shè)接收信號(hào)的第k次采樣輸出為r(k)，由經(jīng)過信道的信號(hào)和接收機(jī)噪聲構(gòu)成。采樣信號(hào)被緩沖，緩沖長(zhǎng)度大于一個(gè)OFDM符號(hào)，然后將緩沖信號(hào)延時(shí)一個(gè)符號(hào)長(zhǎng)度進(jìn)行相關(guān)處理以得到時(shí)間粗同步信息，這個(gè)模塊為粗同步模塊。粗同步模塊由緩沖器，延時(shí)器，可迭代實(shí)現(xiàn)的相關(guān)器，判決器組成。
首先，如圖2所示的，緩沖信號(hào)和被延遲N點(diǎn)的信號(hào)被同步送入相關(guān)器，延遲時(shí)間為一個(gè)有效的OFDM符號(hào)時(shí)間，如果對(duì)應(yīng)的采樣頻率為N倍子載波間隔，那么延遲采樣數(shù)為N，否則將改變，本發(fā)明僅僅討論前者，但并不失一般性；相關(guān)器進(jìn)行如下操作b(k)=Σm=0P-1r(m+k)r*(m+k+N)---(1)]]>其中，P表示CP長(zhǎng)度，()*表示共軛。當(dāng)k時(shí)刻落在CP范圍內(nèi)，該相關(guān)的輸出很大，否則輸出很小，并且相關(guān)峰長(zhǎng)度約為CP。上述相關(guān)輸出可以通過如下公式(2)迭代實(shí)現(xiàn)b(k+1)＝b(k)-r(k)r*(k+N)+r(P+k)r*(P+k+N) (2)因而降低了相關(guān)運(yùn)算量。
所述相關(guān)器的輸出對(duì)相關(guān)時(shí)間長(zhǎng)度內(nèi)的信號(hào)功率歸一化，利用歸一化輸出并經(jīng)由檢測(cè)裝置實(shí)現(xiàn)時(shí)間同步判決，檢測(cè)門限由系統(tǒng)提供，然而正如前面討論的那樣，該同步誤差較大，特別是在復(fù)雜信道情況下，并且由于相關(guān)長(zhǎng)度受限，不能充分利用整個(gè)符號(hào)的功率，因此相關(guān)受噪聲影響較大。
本發(fā)明中該模塊并不用來實(shí)現(xiàn)同步判決，而是將可能的同步點(diǎn)(相關(guān)峰較大的點(diǎn))位置記為{k1，k2，…，kn}作為輸出，并經(jīng)由滑動(dòng)相關(guān)導(dǎo)頻序列的精同步裝置完成最終的同步。
如圖3所示精同步裝置的輸入為可能的同步點(diǎn)集合{k1，k2，…，kn}和緩沖的采樣數(shù)據(jù)r(k)，輸出為準(zhǔn)確的同步點(diǎn)位置。該同步裝置充分利用導(dǎo)頻的結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)，使得該裝置中的同步輸出相當(dāng)尖銳，有利于同步判決。同時(shí)，由于利用了整個(gè)符號(hào)的信號(hào)能量，因此在小信噪比情況下工作良好。所述精同步裝置模塊中的相關(guān)模塊進(jìn)行如下操作c(k)=Σm=0N/2-1r(k-m)r(k+m+1),k=k1,k2···,kn---(3)]]>顯然，式(3)的相關(guān)過程不能用迭代實(shí)現(xiàn)，但是其運(yùn)算僅限在粗同步點(diǎn)集合{k1，k2，…，kn}范圍內(nèi)進(jìn)行，因此其運(yùn)算量并不是很大。同時(shí)，由于接收信號(hào)的時(shí)間采樣序列經(jīng)歷了相同的衰落，因此所述精同步模塊在準(zhǔn)確同步點(diǎn)時(shí)，公式(3)同相相加，取得最大值，并且比較尖銳，即可直接依照公式(4)判決(4)---km=argmaxk∈{k,k2,···,kn1}c(k)Σm=0N/2-1|r(k-m)|2]]>所述精同步模塊的方法不受頻偏的影響，然而，由于復(fù)信道的影響，直接由精同步模塊不能得到頻偏的估計(jì)。即直接由c(km)的相位信息不能得到頻偏的估計(jì)。
在所述精同步模塊輸出同步信息后，將緩沖的采樣數(shù)據(jù)r(k)和同步點(diǎn)信息km輸入到所述頻偏估計(jì)模塊，所述頻偏估計(jì)模塊根據(jù)輸入并結(jié)合下處理算法便可實(shí)現(xiàn)大范圍頻偏的估計(jì)，分別構(gòu)造兩個(gè)矢量X=r(km-N/2)r(km)r(km-N/2+1)r(km+1)···r(km-N/4+1)r(km+N/4-1)---(5)]]>(6)---Y=r(km-N/4)r(km+N/4)r(km-N/4+1)r(km+N/4+1)···r(km+1)r(km+N/2-1)]]>其中，[x]m＝r(km-N/2+m)r(km+m)，[Y]m＝r(km-N/4+m)r(km+N/4+m)，m＝0，1，…，N/4-1。
通過對(duì)兩個(gè)構(gòu)造變量的處理可以獲得大范圍頻偏的估計(jì)，而且計(jì)算量相當(dāng)小。對(duì)于頻偏的估計(jì)，本發(fā)明考慮以下兩種情況第一種情況在實(shí)際系統(tǒng)中，當(dāng)收發(fā)信機(jī)的頻率穩(wěn)定度很高，并且考慮到多普勒影響后頻偏值仍小于OFDM系統(tǒng)子載波間隔時(shí)，此時(shí)的頻偏僅僅是小數(shù)倍的(對(duì)子載波間隔歸一化后為一小數(shù))。頻偏估計(jì)模塊按照下面步驟進(jìn)行第一步計(jì)算[z]m＝[y]m/[x]m；第二步對(duì)第一步輸出的向量求均值；第三步求解第二步輸出均值的相位，進(jìn)而得到頻偏估計(jì)。
使用上面三個(gè)步驟可以得到系統(tǒng)頻偏的估計(jì)，估計(jì)范圍為一個(gè)子載波間隔。
第二種情況在實(shí)際系統(tǒng)中，當(dāng)收發(fā)信機(jī)的頻率穩(wěn)定度不高，并且考慮到多普勒影響后其值遠(yuǎn)大于OFDM系統(tǒng)子載波間隔時(shí)，實(shí)際上頻偏不僅包含小數(shù)倍的，而且還包含若干個(gè)整數(shù)倍(是子載波間隔的整數(shù)倍)。此時(shí)，頻偏估計(jì)模塊進(jìn)行如下的操作第一步分別對(duì)向量X，Y做N點(diǎn)FFT，然后找到兩個(gè)輸出結(jié)果的極大值，記為Varya，Varyb并記錄其坐標(biāo)值indexa，indexb，分析知indexa＝indexb，因此找極值點(diǎn)只進(jìn)行一次即可；第二步計(jì)算varya與Varyb*的乘積結(jié)果；第三步求解第二步乘積輸出的相角，并修正該相角；第四步將第三步的輸出加上indexa即為頻偏估計(jì)結(jié)果。
其中，第一步的FFT可以借助接收機(jī)中的FFT處理核實(shí)現(xiàn)。
系統(tǒng)收發(fā)信機(jī)的頻率穩(wěn)定度、系統(tǒng)支持的最大多普勒和子載波間隔是已知的，因此根據(jù)不同的系統(tǒng)參數(shù)設(shè)計(jì)很容易得知頻偏估計(jì)是第一種情況還是第二種，根據(jù)不同情況進(jìn)行不同的處理。
本發(fā)明方法可將整個(gè)OFDM同步過程分為以下幾個(gè)步驟①構(gòu)造導(dǎo)頻并組幀發(fā)射；②結(jié)合CP的時(shí)間粗同步；③利用所構(gòu)造導(dǎo)頻的時(shí)間精同步；④頻率同步。粗同步模塊利用OFDM的CP信息為精同步模塊提供可能的同步點(diǎn)范圍，精同步模塊針對(duì)所設(shè)計(jì)的導(dǎo)頻進(jìn)行相關(guān)處理并結(jié)合系統(tǒng)提供的門限進(jìn)行同步判決，得到準(zhǔn)確的同步信息，結(jié)合同步點(diǎn)并按照上面的描述可以得到大范圍的頻偏估計(jì)，最后輸出OFDM的時(shí)間同步和頻率同步值。同已有的方法來比，本發(fā)明的同步方法具有如下特點(diǎn)①時(shí)間同步誤差小；②時(shí)間同步運(yùn)算量較??；③頻率同步計(jì)算量?。虎茴l率同步范圍大。非常適合實(shí)時(shí)處理。
總之，本發(fā)明所公開的一種無線OFDM系統(tǒng)的同步方法，所述的方法獨(dú)特、新穎，和傳統(tǒng)的基于CP同步、基于多個(gè)導(dǎo)頻符號(hào)和多維搜索的方法相比具有如下特點(diǎn)1.僅需要一個(gè)導(dǎo)頻符號(hào)即可實(shí)現(xiàn)OFDM的時(shí)間和頻率的同步，為同步而耗費(fèi)的系統(tǒng)資源比較??；2.避免了利用CP相關(guān)同步的方法中要求CP長(zhǎng)度要遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于最大多徑延時(shí)的約束，進(jìn)一步提高了系統(tǒng)資源利用率；3.實(shí)現(xiàn)同步精度較高，其在精同步模塊輸出的相關(guān)峰相當(dāng)尖銳，在極大值周圍的輸出都很小，很容易進(jìn)行判決，并且由于粗同步模塊對(duì)同步點(diǎn)范圍進(jìn)行了估計(jì)，因此精同步運(yùn)算量不大；4.可以僅用一個(gè)導(dǎo)頻符號(hào)實(shí)現(xiàn)較大范圍的頻偏估計(jì)，這是基于CP等方法無法做到的，并且頻率同步運(yùn)算量很小。
總之，本發(fā)明所提出的OFDM同步方法在大大提高同步精度的同時(shí)，并沒有耗費(fèi)過多的系統(tǒng)資源，并且運(yùn)算量很小，非常利于工程實(shí)現(xiàn)。
但應(yīng)當(dāng)理解的是，本發(fā)明的上述針對(duì)較佳實(shí)施例的描述較為具體，并不能因此而認(rèn)為是對(duì)本發(fā)明專利保護(hù)范圍的限制，本發(fā)明的專利保護(hù)范圍應(yīng)以所附權(quán)利要求為準(zhǔn)。
權(quán)利要求
1.一種正交頻分復(fù)用技術(shù)無線系統(tǒng)中的同步方法，該方法的裝置包括一基于CP相關(guān)的碼元粗同步模塊；一基于導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)的碼元精同步模塊；以及一大范圍頻偏估計(jì)模塊；所述方法包括下述步驟a)、發(fā)端在組幀時(shí)構(gòu)造一個(gè)導(dǎo)頻/同步符號(hào)，所述導(dǎo)頻/同步符號(hào)包括循環(huán)前綴及PN序列，成幀后由天線發(fā)射；b)、接收端利用正交頻分復(fù)用技術(shù)符號(hào)中的循環(huán)前綴進(jìn)行有效符號(hào)長(zhǎng)度的相關(guān)，并且相關(guān)結(jié)果對(duì)相關(guān)序列能量進(jìn)行歸一化處理，即為粗同步處理，相應(yīng)模塊為所述碼元粗同步模塊；c)、將所述碼元粗同步模塊的輸出結(jié)果并結(jié)合系統(tǒng)門限加以判決；d)、將所述粗同步模塊輸出的同步點(diǎn)集合輸入到所述碼元精同步模塊，并在集合點(diǎn)位置進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算，找到同步點(diǎn)；e)、找到同步點(diǎn)后，分別將對(duì)應(yīng)的相隔半個(gè)符號(hào)長(zhǎng)度的信號(hào)部分進(jìn)行點(diǎn)對(duì)點(diǎn)相乘，即同步符號(hào)中互為共軛的部分點(diǎn)對(duì)點(diǎn)相乘，對(duì)新生成的長(zhǎng)度為有效正交頻分復(fù)用技術(shù)符號(hào)長(zhǎng)度四分之一的兩個(gè)矢量序列進(jìn)行FFT運(yùn)算，利用FFT最大通道的輸出獲得頻偏的估計(jì)。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的同步方法，其特征在于，所述導(dǎo)頻/同步符號(hào)包括5個(gè)部分，第一部分為所述循環(huán)前綴，第二、三、四、五部分由長(zhǎng)度相同的PN序列構(gòu)成，其長(zhǎng)度都為有效正交頻分復(fù)用技術(shù)數(shù)據(jù)長(zhǎng)度的四分之一，第三部分長(zhǎng)度是第二部分的時(shí)域逆序列，而第四部分是第二部分的共軛，第五部分是第三部分的共軛。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的同步方法，其特征在于，所述方法還包括利用CP相關(guān)同步，其同步輸出得到一個(gè)包含最佳的同步點(diǎn)的集合，并在相關(guān)極值輸出的后一半即沒有正交頻分復(fù)用技術(shù)符號(hào)塊間干擾時(shí)選取同步點(diǎn)。
全文摘要
本發(fā)明的一種正交頻分復(fù)用技術(shù)無線系統(tǒng)中的同步方法，包括下述步驟發(fā)端在組幀時(shí)構(gòu)造一個(gè)導(dǎo)頻/同步符號(hào)，所述導(dǎo)頻/同步符號(hào)包括循環(huán)前綴及PN序列，成幀后由天線發(fā)射；接收端進(jìn)行粗同步處理；將所述碼元粗同步模塊的輸出結(jié)果并結(jié)合系統(tǒng)門限加以判決；將所述粗同步模塊輸出的同步點(diǎn)集合輸入到所述碼元精同步模塊，并在集合點(diǎn)位置進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算，找到同步點(diǎn)；找到同步點(diǎn)后，利用FFT最大通道的輸出獲得頻偏的估計(jì)。本發(fā)明的同步方法由于采用在本發(fā)明的OFDM通信系統(tǒng)中時(shí)間粗同步和精同步估計(jì)以及大范圍的頻偏估計(jì)的方案，大大提高了同步精度的同時(shí)，并沒有耗費(fèi)過多的系統(tǒng)資源，并且運(yùn)算量很小，非常利于工程實(shí)現(xiàn)。
文檔編號(hào)H04L27/26GK1913509SQ20051009007
公開日2007年2月14日 申請(qǐng)日期2005年8月12日 優(yōu)先權(quán)日2005年8月12日
發(fā)明者王洪洋, 劉巧艷, 王衍文, 王強(qiáng), 鐵敏豪, 許航 申請(qǐng)人:中興通訊股份有限公司