專(zhuān)利名稱(chēng)：Fdd模式的cdma系統(tǒng)中前向基本業(yè)務(wù)信道信號(hào)干擾比估計(jì)算法的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明提出兩種FDD模式的CDMA系統(tǒng)(包括cdma2000和UMTS兩種體制)中前向(下行)基本業(yè)務(wù)信道信號(hào)干擾比估計(jì)算法，用于實(shí)現(xiàn)FDD模式的CDMA系統(tǒng)中前向(下行)基本業(yè)務(wù)信道的內(nèi)環(huán)和外環(huán)功率控制。本發(fā)明屬于移動(dòng)通信技術(shù)領(lǐng)域。
背景技術(shù)：
本發(fā)明提出的信號(hào)干擾比的估計(jì)算法，與FDD模式CDMA系統(tǒng)的前向(下行)基本業(yè)務(wù)信道的功率控制技術(shù)直接相關(guān)。
功率控制技術(shù)是CDMA系統(tǒng)的核心技術(shù)。CDMA系統(tǒng)是一個(gè)自擾系統(tǒng)，所有移動(dòng)用戶(hù)都占用相同帶寬和頻率，如果系統(tǒng)采用的擴(kuò)頻碼不是完全正交的(實(shí)際系統(tǒng)中使用的地址碼是近似正交的)，因而造成相互之間的干擾。在一個(gè)CDMA系統(tǒng)中，每一碼分信道都會(huì)受到來(lái)自其它碼分信道的干擾，這種干擾是一種固有的內(nèi)在干擾。
CDMA系統(tǒng)的一個(gè)顯著特點(diǎn)是它能夠盡可能的減少系統(tǒng)干擾的總能量從而提高系統(tǒng)的容量。
采用功率控制技術(shù)，確保每個(gè)信號(hào)在滿(mǎn)足基本通信質(zhì)量要求的條件下，盡量降低發(fā)射功率，以減少對(duì)其它信號(hào)的干擾。在CDMA中將沒(méi)有多余的能量被傳輸，通常這是采用其它技術(shù)的系統(tǒng)所無(wú)法達(dá)到的。所以功率控制在CDMA無(wú)線(xiàn)擴(kuò)頻通信系統(tǒng)中的資源分配和干擾抑制方面是一項(xiàng)關(guān)鍵技術(shù)。
功率控制的目的就是使移動(dòng)臺(tái)和基站接收到的誤幀率接近一個(gè)目標(biāo)值，例如對(duì)于語(yǔ)音業(yè)務(wù)，該目標(biāo)值為1％；對(duì)于數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)該目標(biāo)值通常定為5％。系統(tǒng)容量的增加可以通過(guò)選擇一個(gè)更高的目標(biāo)誤幀率而使之仍能滿(mǎn)足語(yǔ)音質(zhì)量的要求。更高的目標(biāo)誤幀率意味著更低的平均發(fā)射功率，這樣使得系統(tǒng)可以容納更多的用戶(hù)。
在第三代移動(dòng)通信系統(tǒng)中，功率控制必須完成三個(gè)任務(wù)(1)克服遠(yuǎn)近效應(yīng)在蜂窩無(wú)線(xiàn)通信系統(tǒng)中，信號(hào)強(qiáng)度隨距離變大而成指數(shù)衰減，衰落指數(shù)大概是4左右。不同移動(dòng)臺(tái)到基站距離可能相差100倍，若移動(dòng)臺(tái)發(fā)射功率相同，則基站收到的不同信號(hào)的強(qiáng)度可能相差80dB，這時(shí)遠(yuǎn)處的信號(hào)會(huì)被近處的信號(hào)淹沒(méi)而不能被基站正確解調(diào)。此為上行功率的“遠(yuǎn)近效應(yīng)”。功率控制可以克服信道衰落，維持各個(gè)移動(dòng)信號(hào)在基站處的功率均勻。
(2)克服多址效應(yīng)，防止功率攀比上升CDMA為自擾系統(tǒng)，多個(gè)信道同時(shí)占用相同頻段，任何一個(gè)信道都會(huì)受到其它不同地址碼的信道干擾，即“多址干擾”。從整網(wǎng)看，當(dāng)系統(tǒng)處于某個(gè)功率穩(wěn)定點(diǎn)時(shí)，任何的功率提升都會(huì)造成其它用戶(hù)功率的攀比上升，從而造成整網(wǎng)干擾的大幅上升。功率控制通過(guò)調(diào)整信道發(fā)射功率，使全網(wǎng)的發(fā)射功率處于一個(gè)有解的最小點(diǎn)或準(zhǔn)最小點(diǎn)，從而降低系統(tǒng)內(nèi)的干擾水平，達(dá)到提高系統(tǒng)容量的目的。
(3)提供更高的QoS(Quality of Service)功率控制是一種優(yōu)化技術(shù)，優(yōu)化的目的是在滿(mǎn)足通信質(zhì)量要求(誤碼率、誤幀率)的條件下盡量減少發(fā)射功率，這意味著對(duì)每個(gè)用戶(hù)而言，既減少了功耗，又獲得了更干凈的通信環(huán)境；對(duì)系統(tǒng)而言則提高了容量和穩(wěn)定性。
功率控制要在CDMA系統(tǒng)中發(fā)揮其重要作用，其算法的設(shè)計(jì)必須依據(jù)三個(gè)基本準(zhǔn)則(1)功率平衡。通過(guò)功率控制使接收端接收到的有用信號(hào)功率相等。對(duì)于上行鏈路，目標(biāo)是使各個(gè)移動(dòng)臺(tái)到達(dá)基站的功率相等；對(duì)于下行鏈路，目標(biāo)是使各個(gè)移動(dòng)臺(tái)收到基站的有用信號(hào)功率相等。
(2)信干比平衡。通過(guò)功率控制使接收端收到的信干比(C/I)相等。對(duì)于上行鏈路，目標(biāo)是使各個(gè)移動(dòng)到達(dá)基站的C/I相等；對(duì)下行鏈路，目標(biāo)是使各個(gè)移動(dòng)臺(tái)接收到基站的有用信號(hào)C/I相等。
(3)誤碼率(BER/FER)平衡。通過(guò)功率控制使接收端的誤碼率相等。對(duì)上行鏈路，目標(biāo)是使各個(gè)移動(dòng)臺(tái)到達(dá)基站的誤碼率相等；對(duì)下行鏈路，目標(biāo)是使各個(gè)移動(dòng)臺(tái)接收到的基站有用信號(hào)誤碼率相等。
按照功率的發(fā)射方向，功控可以分為前向功率控制和反向功率控制，其中反向功率控制又包括反向開(kāi)環(huán)和反向閉環(huán)功率控制；閉環(huán)功率控制又分為內(nèi)環(huán)和外環(huán)功率控制，內(nèi)環(huán)以Eb/No為指標(biāo)調(diào)節(jié)功率，外環(huán)以誤幀率為指標(biāo)調(diào)節(jié)內(nèi)環(huán)Eb/No門(mén)限。
前向功率控制主要是為了克服外小區(qū)用戶(hù)及本小區(qū)其它用戶(hù)下行信號(hào)的干擾，基站根據(jù)移動(dòng)臺(tái)提供的測(cè)量結(jié)果，調(diào)整對(duì)每一個(gè)移動(dòng)臺(tái)的發(fā)射功率，對(duì)路徑衰落小的移動(dòng)臺(tái)分配相對(duì)較小的前向發(fā)射功率；對(duì)那些較遠(yuǎn)的和解調(diào)信干比低的移動(dòng)臺(tái)分配較大的前向發(fā)射功率。此時(shí)功率控制能抗干擾、補(bǔ)償信道衰落，如果能及時(shí)跟蹤信道變化趨勢(shì)，理想的功率控制將把衰落信道在接收端作為加性高斯白噪(AWGN)信道來(lái)處理。方法主要有遠(yuǎn)近控制法和信干比控制法。
反向功率控制主要解決遠(yuǎn)近效應(yīng)問(wèn)題，各個(gè)移動(dòng)臺(tái)借助基站的功率控制指令來(lái)實(shí)時(shí)調(diào)整對(duì)基站的發(fā)射功率，以保證所有的信號(hào)到達(dá)基站時(shí)都有相同的平均功率，并且剛剛達(dá)到保證通信質(zhì)量的最小信干比門(mén)限。為此，系統(tǒng)采用了開(kāi)環(huán)功率控制和閉環(huán)功率控制相結(jié)合的措施。
開(kāi)環(huán)功控(OLPC)是指移動(dòng)臺(tái)(或基站)根據(jù)前向(或反向)鏈路接收到的信號(hào)功率大小來(lái)調(diào)節(jié)移動(dòng)臺(tái)(或基站)的發(fā)射功率。開(kāi)環(huán)功控建立在上行與下行鏈路具有一致的信道衰落情況之上。閉環(huán)功控(CLPC)一般是指基站(和移動(dòng)臺(tái))根據(jù)前向(或反向)鏈路上接收到的移動(dòng)臺(tái)(或基站)信號(hào)的Eb/No(比特能量/干擾譜密度)來(lái)產(chǎn)生功率控制指令，然后通過(guò)前向(或反向)鏈路傳送給移動(dòng)臺(tái)(或基站)，移動(dòng)臺(tái)(或基站)根據(jù)功率控制指令來(lái)調(diào)整發(fā)射功率。
對(duì)于頻分雙工模式(FDD)的CDMA系統(tǒng)，其上行鏈路與下行鏈路相應(yīng)的頻率間隔為45MHz，遠(yuǎn)大于信道的相干帶寬，因此，上行鏈路與下行鏈路的衰落的不相關(guān)的，采用開(kāi)環(huán)功控難以達(dá)到所要求的控制精度。通常認(rèn)為，在FDD模式的CDMA系統(tǒng)中，開(kāi)環(huán)功控的作用是調(diào)整移動(dòng)臺(tái)初始接入時(shí)的發(fā)射功率，同時(shí)對(duì)彌補(bǔ)由于路徑損耗而造成衰減的慢變化起到一定的作用。為了提高功率控制精度，克服較為快速的瑞利衰落，必須采用閉環(huán)功控。
前向閉環(huán)功率控制也分內(nèi)環(huán)功控(FILPC)和外環(huán)功控(FOLPC)。內(nèi)環(huán)功控是指移動(dòng)臺(tái)用接收到的Eb/No與目標(biāo)值比較，調(diào)整基站發(fā)射功率。外環(huán)功控是指移動(dòng)臺(tái)根據(jù)目標(biāo)前向誤幀率(FFER)調(diào)整目標(biāo)Eb/No的設(shè)置值。
前向內(nèi)環(huán)功率控制中，對(duì)于cdma2000，前向幀由長(zhǎng)度為1.25ms的16個(gè)PCG(功率控制群)組成，對(duì)于UMTS(WCDMA)，前向幀由長(zhǎng)度為0.667ms的15個(gè)PCG組成。移動(dòng)臺(tái)測(cè)量前向基本信道(F-FCH)/下行業(yè)務(wù)信道(DTCH)中每個(gè)PCG的Eb/No。根據(jù)測(cè)量、比較的結(jié)果，通過(guò)在反向?qū)ьl信道(R-PICH)中每1.25ms/0.667ms插入一個(gè)PCB(功率控制比特)發(fā)送前向功控(FPC)命令給基站。如果PCB＝1，基站增加它的發(fā)射功率；如果PCB＝0，基站使用減小它的發(fā)射功率。
為實(shí)現(xiàn)前向(下行)業(yè)務(wù)信道的閉環(huán)功率控制，首先移動(dòng)臺(tái)要測(cè)量并計(jì)算出前向(下行)業(yè)務(wù)信道中的信干比。然后，如果采用了外環(huán)功率控制，移動(dòng)臺(tái)將測(cè)量出的信干比與從外環(huán)得到的目標(biāo)信干比設(shè)置值相比較，如果測(cè)量值小于目標(biāo)設(shè)置值，則要求基站增加發(fā)射功率，反之，則要求基站降低功率。
前向基本信道閉環(huán)功率控制流程，如附圖一所示。
移動(dòng)臺(tái)需要從接收到的前向(下行)基本業(yè)務(wù)信道數(shù)據(jù)比特的QPSK調(diào)制信號(hào)中測(cè)量并計(jì)算出該信道的信干比。計(jì)算此信干比的最直接方法，是通過(guò)統(tǒng)計(jì)獲得QPSK信號(hào)的均值和方差，然后計(jì)算出均值平方與方差的比值，作為信干比的測(cè)量值。
但是，這里面存在三個(gè)問(wèn)題(1)對(duì)于前向基本業(yè)務(wù)信道而言，由于業(yè)務(wù)的符號(hào)比特是未知的，因而QPSK信號(hào)中包含的業(yè)務(wù)符號(hào)碼片的調(diào)制分量也是未知的，所以無(wú)法估計(jì)業(yè)務(wù)符號(hào)比特的均值和方差(后者即噪聲干擾的能量)；(2)對(duì)于QPSK信號(hào)包含的I(同相)、Q(正交)兩個(gè)分量，如何從中估計(jì)出信號(hào)和噪聲(干擾)的能量，也是一個(gè)待解決的問(wèn)題；(3)對(duì)于CDMA系統(tǒng)而言，在信道帶寬一定的前提下，業(yè)務(wù)傳輸速率決定了擴(kuò)頻增益，因而其與誤幀率直接相關(guān)。因此，為了實(shí)現(xiàn)功率控制保證誤幀率的目的，信干比的估計(jì)要求在信道速率已知的前提下完成。而在前向基本業(yè)務(wù)信道中，業(yè)務(wù)速率是動(dòng)態(tài)變化的，這一原因也決定了不可以使用前向基本業(yè)務(wù)信道中傳輸?shù)臉I(yè)務(wù)符號(hào)來(lái)計(jì)算信干比。

發(fā)明內(nèi)容
設(shè)計(jì)目的為解決上述問(wèn)題，從而較準(zhǔn)確地估計(jì)出前向基本信道的信干比，本發(fā)明提出兩種估計(jì)FDD模式CDMA系統(tǒng)前向(下行)基本業(yè)務(wù)信道的信干比的算法，第一種是導(dǎo)頻組合方法，第二種是PCB Only方法。
設(shè)計(jì)方案為了估計(jì)前向基本信道中的信號(hào)比特能量Eb，需要沿著已知速率信號(hào)的主要分量來(lái)估計(jì)功率。既然FDD模式CDMA系統(tǒng)的前向基本業(yè)務(wù)信道中，除了功率控制比特(PCBs)之外，所有比特速率都是可變的，因而PCBs是唯一可用于這一估計(jì)的候選比特。PCBs總是以全速率發(fā)送的，因此，利用PCBs獲得的Eb/Nt(Nt表示干擾)可以直接使用，而不需要根據(jù)Eb/Nt設(shè)定值來(lái)確定門(mén)限。
干擾Nt可由下面的兩種方法中的一種進(jìn)行估計(jì)(1)估計(jì)已知信號(hào)的方差。對(duì)于FDD的CDMA技術(shù)而言，這意味著為移動(dòng)臺(tái)提供前向基本業(yè)務(wù)信道的同一cell(小區(qū))的導(dǎo)頻信號(hào)的方差。
(2)如果可能的話(huà)，估計(jì)接收信號(hào)的正交分量的能量。在FDD的CDMA技術(shù)中，對(duì)于PCBs是提供這樣的正交分量的。它們總是成對(duì)發(fā)送，因而減少了信號(hào)的一個(gè)自由度。這一方式同樣適用于接收機(jī)。
下面詳細(xì)闡述這兩種方法。
第一種方法是采用組合導(dǎo)頻信號(hào)估計(jì)前向基本信道的信干比，即通過(guò)組合導(dǎo)頻信號(hào)，用統(tǒng)計(jì)得出的組合的導(dǎo)頻信號(hào)的方差來(lái)估算干擾功率Nt，用統(tǒng)計(jì)得出的前向基本業(yè)務(wù)信道傳輸符號(hào)幅度的平方的均值來(lái)估算信號(hào)功率Eb。這就涉及到CDMA移動(dòng)臺(tái)中采用的Rake接收機(jī)及Finger的解調(diào)處理過(guò)程。具體闡述如下在CDMA移動(dòng)臺(tái)(終端)中，Rake接收機(jī)用于處理經(jīng)多徑傳輸?shù)竭_(dá)移動(dòng)臺(tái)的無(wú)線(xiàn)信號(hào)。不同路徑到達(dá)移動(dòng)臺(tái)的無(wú)線(xiàn)電信號(hào)，往往具有不同的傳輸遲延，傳輸遲延與無(wú)線(xiàn)電信號(hào)傳輸?shù)竭_(dá)移動(dòng)臺(tái)的路徑相關(guān)。Rake接收機(jī)中，解調(diào)某一特定傳輸遲延的無(wú)線(xiàn)電信號(hào)的硬件電路或軟件稱(chēng)之為一個(gè)“FINGER”。通常一個(gè)Rake接收機(jī)有3或4個(gè)FINGER，即可以同時(shí)解調(diào)3或4個(gè)不同傳輸遲延的無(wú)線(xiàn)電信號(hào)。Rake接收機(jī)對(duì)全部FINGER輸出的信號(hào)做時(shí)序?qū)R，然后對(duì)這些信號(hào)進(jìn)行合成，輸出一個(gè)信噪比遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于單個(gè)FINGER輸出的信號(hào)。
CDMA移動(dòng)臺(tái)中，經(jīng)天線(xiàn)接收到的(CDMA基站發(fā)射的)無(wú)線(xiàn)電信號(hào)，在經(jīng)過(guò)接收放大器、射頻下變頻、接收帶通濾波、自動(dòng)增益控制等一系列處理，按照不同的遲延，輸入到不同的Finger作為原始I和Q信號(hào)。這些原始I和Q信號(hào)，包含業(yè)務(wù)I和Q信號(hào)，以及導(dǎo)頻I和Q信號(hào)。
每一個(gè)Finger的原始I和Q信號(hào)，首先經(jīng)過(guò)一個(gè)正交解擴(kuò)展器(QDS)實(shí)現(xiàn)CDMA解擾碼處理。對(duì)于cdma2000而言，是用PN(偽隨機(jī)碼)碼解擾。而對(duì)于WCDMA，則是采用Gold碼解擾。
每一個(gè)Finger解擾后的信號(hào)分成兩路，一路送往業(yè)務(wù)信號(hào)恢復(fù)電路，取出有噪聲的業(yè)務(wù)誤信號(hào)。另一路送往導(dǎo)頻信號(hào)恢復(fù)電路，取出有噪聲的導(dǎo)頻信號(hào)。然后再針對(duì)業(yè)務(wù)信號(hào)和導(dǎo)頻信號(hào)，分別合并不同F(xiàn)inger的輸出。
在對(duì)來(lái)自多個(gè)Finger的輸出進(jìn)行合并(組合)前，需要對(duì)不同F(xiàn)inger的輸出進(jìn)行不同的加權(quán)處理。在本發(fā)明給出的信干比估計(jì)算法中，利用導(dǎo)頻信號(hào)的單極點(diǎn)濾波得到加權(quán)系數(shù)，并利用復(fù)數(shù)乘法器實(shí)現(xiàn)Finger輸出的加權(quán)處理。為了達(dá)到這個(gè)目的，需要在Rake接收機(jī)的每個(gè)Finger分量的硬件中加入一個(gè)復(fù)數(shù)乘法器(2元點(diǎn)積)。
附圖二是用導(dǎo)頻組合方法估計(jì)Eb/Nt的系統(tǒng)框圖。圖中的“Channel Estimation”(信道估計(jì))模塊，信道估計(jì)模塊的輸出就是權(quán)系數(shù)。其中的“Complex Conjugate”(復(fù)數(shù)共軛)用于構(gòu)成復(fù)數(shù)乘法器(為復(fù)數(shù)乘法提供二元)。
之后，業(yè)務(wù)信號(hào)通道(或?qū)ьl信號(hào)通道)的各個(gè)Finger的加權(quán)輸出經(jīng)過(guò)相位對(duì)齊以及時(shí)間對(duì)齊，DSP固件合并(業(yè)務(wù)或?qū)ьl的)全部Finger的加權(quán)輸出獲得組合的業(yè)務(wù)信號(hào)(或?qū)ьl信號(hào))。
在完成上述組合之后，干擾Nt的估計(jì)是作為導(dǎo)頻信號(hào)的方差來(lái)計(jì)算的。這里組合后的導(dǎo)頻信號(hào)是通過(guò)每符號(hào)間隔采樣一次而獲得，用下式表示P(k)=ck+ζp(k)+n(k)---(EQ1)]]>這里n(k)是AWGN噪聲分量， 是ISI(符號(hào)間干擾)分量，C(K)通常是常量或具有似穩(wěn)態(tài)(pseudo-stationary)特性，噪聲和ISI具有零均值、IID過(guò)程、近高斯特性。因此組合后的導(dǎo)頻的方差是Var(p)=Var(ζP)+Var(n)---(EQ2)]]>同樣地，前向基本業(yè)務(wù)信道中信號(hào)也可表示為S(k)=T(k)+ζT(k)+n(k)---(EQ3)]]>
上式中的符號(hào)具有與(EQ1)中對(duì)應(yīng)符號(hào)相對(duì)等的定義。這樣，解碼器經(jīng)受的噪聲功率為Nt=Var(ζT)+Var(n)---(EQ4)]]>如果我們假定 (經(jīng)導(dǎo)頻信道接收到的ISI)和 (經(jīng)前向基本業(yè)務(wù)信道收到的ISI)是相同的(或統(tǒng)計(jì)意義上的相同)，那么我們可按導(dǎo)頻信號(hào)的變化估計(jì)NtNt=Var(ζT)+Var(n)∞Var(P)=Var(ζP)+Var(n)---(EQ5)]]>一般來(lái)說(shuō)，無(wú)論如何，這不是一個(gè)有效的假設(shè)。因?yàn)?，?duì)于自干擾(由于TX/RX濾波器和/或信道的頻率特性畸變?cè)斐?帶來(lái)的ISI功率，它的強(qiáng)度取決于信道自身的功率。導(dǎo)頻信道是強(qiáng)信號(hào)信道，因而往往存在更多的ISI。這正是導(dǎo)頻組合方法的缺點(diǎn)。而我們提出的另一種方法則可以克服這一弱點(diǎn)。
由于噪聲過(guò)程是動(dòng)態(tài)的，因此僅分別計(jì)算每一個(gè)PCG內(nèi)的導(dǎo)頻信號(hào)強(qiáng)度的方差，所以用下式計(jì)算出噪聲估計(jì)N^t=Σk=0M-1(p(k)-μ)2M-1---(EQ6)]]>先計(jì)算出均值μ=ΣK=0M-1p(k)M---(EQ7)]]>式中，M是一個(gè)PCG中的導(dǎo)頻符號(hào)數(shù)目。導(dǎo)頻信號(hào)強(qiáng)度由下式計(jì)算求得。
p(k)=[Icombined-pilot2(k)+Qcombined-pilot2(k)]1/2---(EQ8)]]>式中，Icombined-pilot(k)、Qcombined-pilot(k)分別表示組合后的第k個(gè)導(dǎo)頻符號(hào)的同相、正交模擬調(diào)制分量。
取一個(gè)PCG期間內(nèi)功率控制符號(hào)的均方值，作為符號(hào)能量的估計(jì)E^b=ΣkPCB=0N-1(s(kPCB))2N---(EQ9)]]>式中的N是一個(gè)PCG中PCBs(功率控制比特)的數(shù)目，kPCB表示一個(gè)PCG中的第k個(gè)功控比特。每一個(gè)功率控制比特的能量由下式計(jì)算求得s2(k)=Icombined-traffic2(k)+Qcombined-traffic2(k)---(EQ10)]]>式中，Icombined-traffic(k)、Qcombined-traffc(k)分別表示組合后的第k個(gè)業(yè)務(wù)符號(hào)的同相、正交模擬調(diào)制分量。
比特能量的估計(jì)值有一個(gè)偏置值，顯而易見(jiàn)，這個(gè)值等于Nt。因而，一個(gè)無(wú)偏的Eb/Nt估計(jì)等于E^b/Nt-1]]>而對(duì)于軟切換過(guò)程中的PCB組合，移動(dòng)臺(tái)接收到來(lái)自多個(gè)基站發(fā)射的信號(hào)。在這種情況下，組合指定基站的導(dǎo)頻信號(hào)并確定Nt估計(jì)的方差，就變得非常有意義。為完成軟切換，移動(dòng)臺(tái)同時(shí)接收兩個(gè)或更多的基站時(shí)的信號(hào)，并且必須為其中每一個(gè)基站保存一個(gè)Eb/Et估計(jì)。這就意味著上述操作會(huì)根據(jù)軟切換涉及的基站數(shù)目執(zhí)行多次。
附圖三是實(shí)際的移動(dòng)臺(tái)中，采用導(dǎo)頻組合方法估計(jì)前向基本信道信干比的具體流程圖。在該流程中，采用了以上闡述的導(dǎo)頻組合方法，估計(jì)前向基本信道信干比。如(1)在步驟“Compute Mean and Variance of Combined Pilot for this PCG”中，計(jì)算組合后得出的導(dǎo)頻信號(hào)的均值和方差；(分別用EQ6和EQ7計(jì)算)(2)導(dǎo)頻信號(hào)的均值用于判斷一個(gè)PCG期間內(nèi)功率控制符號(hào)(PCB)是否可用于計(jì)算符號(hào)能量的估計(jì)Eb，這在步驟“|PCB|＜＝0.25*x”中可以看到；(導(dǎo)頻信號(hào)的均值是EQ7的計(jì)算結(jié)果)(3)導(dǎo)頻信號(hào)的方差作為干擾Nt的估計(jì)；(EQ6的計(jì)算結(jié)果)(4)在“Compute Energy-Per-Bit”中計(jì)算一個(gè)PCG期間內(nèi)功率控制符號(hào)的均方值，作為符號(hào)能量的估計(jì)Eb；(取EQ9的計(jì)算結(jié)果)由上述可知，在附圖三所示流程中，只有在功控符號(hào)比特幅度高于1/4的組合后導(dǎo)頻比特幅度的條件下，才可以用功控符號(hào)比特計(jì)算符號(hào)能量的估計(jì)Eb。否則，使用前一個(gè)PCG的信干比估計(jì)值，作為當(dāng)前PCG的信干比估計(jì)。在附圖三的流程中，每8個(gè)PCG做出一次前向基本信道的閉環(huán)功控判決。
第二種前向基本信道信干比估計(jì)方法是PCB ONLY方法，闡述如下PCB Only方法依賴(lài)于這樣一個(gè)事實(shí)在每個(gè)功率控制群中的發(fā)送的PCB符號(hào)和功率都相同并以?xún)蓚€(gè)正交相位同時(shí)發(fā)送。這就意味著對(duì)PCB符號(hào)來(lái)說(shuō)，QPSK信號(hào)簡(jiǎn)化為一種BPSK的特殊情形。然而，一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)的QPSK接收機(jī)可用來(lái)解調(diào)這些符號(hào)。這就意味著有一個(gè)噪聲分量與信號(hào)軸正交，可以用于估計(jì)Nt。
I和Q為PCB符號(hào)(經(jīng)過(guò)多徑后)正交I、Q的采樣值。定義x和y為x＝I+Q(EQ11)y＝I-Q(EQ12)將PCB中無(wú)噪聲的接收信號(hào)分量的絕對(duì)值記作a，那么，信號(hào)結(jié)構(gòu)(即信號(hào)的幅度范圍)可以表示為{I，Q}＝{±a，±a} (EQ13)等價(jià)地，在x-y軸上，信號(hào)結(jié)構(gòu)為{x,y}={±a2,0}---(EQ14))]]>加上沿x和y方向的噪聲分量nx和ny，含噪的信號(hào)為{x,y}={±a2+nx,ny}---(EQ15)]]>則可以得到Eb的估計(jì)為E^b=[E|X|]22---(EQ16)]]>注意到，由于衰落和前向信道功率控制，a不是常量，在每個(gè)功率控制群都會(huì)變化。因而，為了完成前向信道功率控制的目的，只能采用每一個(gè)PCBs的采樣獲得含噪信號(hào)的瞬時(shí)估計(jì)E^b=χ22=(I+Q)22---(EQ17)]]>既然噪聲分量nx和ny是IID的，因而對(duì)Nt的估計(jì)只需要統(tǒng)計(jì)二者中的一個(gè)的方差即可獲得。
N^t=Var(ny)=E(n2y)=E(|I-Q|2)---(EQ18)]]>噪聲過(guò)程被期望是似穩(wěn)的，也就是說(shuō)它隨時(shí)間較慢地變化。因此，一個(gè)泄漏評(píng)估器——即單極點(diǎn)濾波器——被用來(lái)估計(jì)噪聲功率N^t(k)=β^Nt(k-1)+(1-β)(I-Q)2---(EQ19)]]>最后，用Eb估計(jì)和Nt估計(jì)的比值獲得信干比Eb/Nt的估計(jì)。之后，根據(jù)內(nèi)環(huán)功控設(shè)定值，對(duì)信干比Eb/Nt的估計(jì)設(shè)定一個(gè)門(mén)限值，從而獲得前向功率控制的判決函數(shù)FPC(k)EPC(k)=sgn[EbNt|Target-EbNt(K)]---(EQ20)]]>在某些無(wú)線(xiàn)配置中，會(huì)在同一PCG中發(fā)送多對(duì)PCBs。然而，這些PCBs的符號(hào)總是相同的。在這些無(wú)線(xiàn)配置中，每一個(gè)PCB對(duì)的I和Q分量可以分別相加而獲得每個(gè)正交分量之和。這些正交分量之和可以根據(jù)已確知的PCB的數(shù)量，并根據(jù)上述方程計(jì)算而獲得。
當(dāng)移動(dòng)臺(tái)處于涉及多個(gè)基站的軟切換狀態(tài)時(shí)，對(duì)每個(gè)基站前向基本業(yè)務(wù)信道的Eb/Nt的估計(jì)可以根據(jù)該基站發(fā)送的PCB而分別完成。
對(duì)比導(dǎo)頻組合方法，PCB Only方法具有如下的優(yōu)點(diǎn)(1)很少的算法開(kāi)銷(xiāo)，只有兩個(gè)平方操作，一個(gè)濾波器操作和一個(gè)除法操作。
(2)整個(gè)操作可在固件中完成，無(wú)須其它的硬件/固件、軟件模塊。
(3)導(dǎo)頻組合方法一般包含多個(gè)復(fù)數(shù)乘法(每個(gè)路徑一個(gè))和加法，當(dāng)處于軟切換情形時(shí)，需要對(duì)每一個(gè)導(dǎo)頻(來(lái)自基站)分別處理。這是一個(gè)復(fù)雜得多的過(guò)程，需要使用附加的硬件專(zhuān)用模塊在碼片的水平級(jí)處理。因此，該方法不是自包含的，而需要其它模塊。
(4)導(dǎo)頻組合方法依賴(lài)于對(duì)導(dǎo)頻信號(hào)方差的估計(jì)，同時(shí)要估計(jì)其均值。這意味著要構(gòu)建一個(gè)含2N個(gè)計(jì)算單元的附加模塊。其中，N是方差估計(jì)器使用的導(dǎo)頻符號(hào)的數(shù)目。而PCBOnly模塊則不需要這樣的計(jì)算復(fù)雜度。
與導(dǎo)頻組合方法相比，PCB Only估計(jì)方法的缺點(diǎn)是在估計(jì)Nt估計(jì)時(shí)使用較少的數(shù)據(jù)。這導(dǎo)致Eb/Nt的估計(jì)具有較高的方差。不過(guò)，仿真結(jié)果證明估計(jì)方差的增加是可控的，在閉環(huán)仿真中沒(méi)有導(dǎo)致任何不利結(jié)果。
可以采用DSP固件實(shí)現(xiàn)PCB Only Eb/Nt估計(jì)算法。PCB Only算法的過(guò)程比較簡(jiǎn)單，由以下步驟構(gòu)成(1)對(duì)同一PCG中不同的PCB對(duì)的正交分量求和并對(duì)分量進(jìn)行∑-Δ取樣。
(2)乘法運(yùn)算(平方)以得到Eb和瞬時(shí)的Nt估計(jì)。
(3)單極濾波以得到濾波后的Nt估計(jì)。
(4)Eb除以Nt得到Eb/Nt。
(5)統(tǒng)計(jì)該P(yáng)CG中多個(gè)瞬時(shí)信干比的均值，獲得該P(yáng)CG的前向基本業(yè)務(wù)信道的信干比的估計(jì)。
(6)設(shè)定Eb/Nt門(mén)限點(diǎn)以獲得前向功控決策仿真研究表明，PCB Only算法更適宜作為基本業(yè)務(wù)信道的Eb/Nt估計(jì)算法。做此選擇的原因是它比導(dǎo)頻組合簡(jiǎn)單，而且兩者性能非常接近。
仿真研究表明，PCB Only算法獲得的Eb/Nt估計(jì)值與實(shí)際Eb/Nt值之間存在一個(gè)線(xiàn)性偏離。為了將PCB Only算法獲得的Eb/Nt估計(jì)轉(zhuǎn)換成目標(biāo)期望值，需要估計(jì)出一個(gè)小的校準(zhǔn)因子，用于完成這種轉(zhuǎn)換。并且，Eb/Nt門(mén)限點(diǎn)也需要曲線(xiàn)校準(zhǔn)，以消除PCB Only估計(jì)器存在的估計(jì)偏離。通過(guò)前向閉環(huán)功控的外環(huán)使用校準(zhǔn)后的Eb/Nt門(mén)限點(diǎn)，實(shí)現(xiàn)校準(zhǔn)的前向功率控制。這一校準(zhǔn)是線(xiàn)性的，即是通過(guò)乘以常數(shù)而完成。
技術(shù)方案1基于組合導(dǎo)頻信號(hào)幅度估計(jì)的計(jì)算FDD模式CDMA系統(tǒng)中前向基本業(yè)務(wù)信道的信號(hào)干擾比算法，以一個(gè)功率控制群(PCG)中的組合導(dǎo)頻符號(hào)幅度的方差作為干擾信號(hào)功率，以同一PCG中的功率控制符號(hào)幅度的均方值作為信號(hào)功率，來(lái)計(jì)算FDD模式CDMA系統(tǒng)中前向基本業(yè)務(wù)信道的信干比Eb/Nt。
技術(shù)方案2根據(jù)功率控制比特統(tǒng)計(jì)的FDD模式的CDMA系統(tǒng)中前向基本業(yè)務(wù)信道信號(hào)干擾比的估計(jì)方法，在一個(gè)PCG中，用每一個(gè)PCB的I、Q信號(hào)幅度和的平方的1/2作為含噪信號(hào)的瞬時(shí)功率估計(jì)，以該P(yáng)CB的I、Q信號(hào)幅度差的平方作為噪聲干擾的瞬時(shí)功率估計(jì)，從而僅利用PCG中每一個(gè)PCB的I、Q信號(hào)幅度計(jì)算出若干個(gè)瞬時(shí)信干比。再通過(guò)統(tǒng)計(jì)該P(yáng)CG中多個(gè)瞬時(shí)信干比的均值，獲得該P(yáng)CG的前向基本業(yè)務(wù)信道的信干比的估計(jì)。
技術(shù)方案3計(jì)算FDD模式的CDMA系統(tǒng)中前向基本業(yè)務(wù)信道的信號(hào)干擾比的系統(tǒng)，經(jīng)天線(xiàn)接收到的CDMA基站發(fā)射的無(wú)線(xiàn)電信號(hào)，經(jīng)射頻解調(diào)出I、Q信號(hào)至正交解擴(kuò)展器(QDS)的信號(hào)輸入端，實(shí)現(xiàn)CDMA解正交擴(kuò)展擾碼處理，正交解擴(kuò)展器(QDS)輸出的一路信號(hào)送往業(yè)務(wù)信號(hào)恢復(fù)電路，取出有噪聲的業(yè)務(wù)誤信號(hào)后至加權(quán)器信號(hào)輸入端，加權(quán)器的信號(hào)輸出端至業(yè)務(wù)信號(hào)組合計(jì)算一個(gè)PCG中的Eb至除法器，正交解擴(kuò)展器(QDS)輸出的另一路送往導(dǎo)頻信號(hào)恢復(fù)電路，取出有噪聲的導(dǎo)頻信號(hào)后至加權(quán)器信號(hào)輸入端，加權(quán)器的信號(hào)輸出端至導(dǎo)頻信號(hào)組合計(jì)算一個(gè)PCG中的導(dǎo)頻強(qiáng)度均值后主算出Nt至除法器。在Rake接收機(jī)的每個(gè)Finger分量的硬件中加入一個(gè)復(fù)數(shù)乘法器(2元點(diǎn)積)，利用導(dǎo)頻信號(hào)的單極點(diǎn)濾波得到加權(quán)系數(shù)，利用復(fù)數(shù)乘法器實(shí)現(xiàn)Finger輸出的加權(quán)處理。業(yè)務(wù)信號(hào)通道(或?qū)ьl信號(hào)通道)的各個(gè)Finger的加權(quán)輸出經(jīng)過(guò)相位對(duì)齊以及時(shí)間對(duì)齊，DSP固件合并(業(yè)務(wù)或?qū)ьl的)全部Finger的加權(quán)輸出獲得組合的業(yè)務(wù)信號(hào)(或?qū)ьl信號(hào))。
本發(fā)明與背景技術(shù)相比，計(jì)算簡(jiǎn)捷，計(jì)算精度高，節(jié)約資源，易于在手機(jī)與嵌入式設(shè)備中實(shí)現(xiàn)。


圖1是前向基本信道閉環(huán)功率控制流程示意圖。
圖2是導(dǎo)頻組合方法估計(jì)前向基本信道信干比的系統(tǒng)框圖。圖中，QDS表示正交解擴(kuò)展器(quadrature despread unit)。Icombined-pilot(k) Qcombined-pilot(k)、Icombined-traffic(k)、Qcombined-traffic(k)的意義在(EQ8)、(EQ10)中說(shuō)明。Ifiltered-pilot(k)、Qfiltered-pilot(k)是經(jīng)過(guò)單極點(diǎn)濾波器濾波的第k個(gè)導(dǎo)頻符號(hào)，用類(lèi)似于(EQ19)的公式計(jì)算。βChest是(EQ19)中單極點(diǎn)IIR(無(wú)限沖擊響應(yīng))濾波器的系數(shù)β。p(k)是導(dǎo)頻強(qiáng)度，根據(jù)(EQ8)計(jì)算。s2(k)是前向基本業(yè)務(wù)信道中業(yè)務(wù)信號(hào)的功率，根據(jù)(EQ10)計(jì)算。μ是每一個(gè)PCG內(nèi)的導(dǎo)頻信號(hào)強(qiáng)度的均值，根據(jù)(EQ7)計(jì)算。
圖3是導(dǎo)頻組合方法估計(jì)前向基本信道信干比的流程圖。
具體實(shí)施例方式實(shí)施例1參照附圖1。附圖1說(shuō)明的是前向基本業(yè)務(wù)信道閉環(huán)功率控制過(guò)程。CDMA基站除了向移動(dòng)臺(tái)(終端)發(fā)送業(yè)務(wù)信號(hào)(在與移動(dòng)臺(tái)通信的情況下)之外，還會(huì)始終不斷地向移動(dòng)臺(tái)發(fā)送導(dǎo)頻信號(hào)、同步信號(hào)，以及公共控制信號(hào)。
基站發(fā)送的各種信號(hào)，一般都經(jīng)過(guò)多徑衰落到達(dá)移動(dòng)臺(tái)。移動(dòng)臺(tái)利用Rake接收機(jī)將多徑傳輸?shù)男盘?hào)的主要分量提取出來(lái)。Rake接收機(jī)的每一個(gè)FINGER提取一條特定傳輸路徑(對(duì)應(yīng)于一個(gè)特定時(shí)間遲延)的信號(hào)抽取出來(lái)。Rake接收機(jī)將多個(gè)FINGER輸出信號(hào)的相位對(duì)齊，這樣多個(gè)FINGER的輸出就可以合并成一個(gè)信號(hào)。
為了實(shí)現(xiàn)對(duì)前向(下行)業(yè)務(wù)信號(hào)進(jìn)行功率控制，移動(dòng)臺(tái)利用正交的信道化碼從接收到的信號(hào)中分離出導(dǎo)頻信號(hào)和業(yè)務(wù)信號(hào)后，需要測(cè)量業(yè)務(wù)信號(hào)的信干比SIR＝Eb/Nt。Eb是業(yè)務(wù)信號(hào)功率，Nt是噪聲干擾功率。在測(cè)量出SIR值之后，移動(dòng)臺(tái)將測(cè)量到的SIR值與預(yù)先設(shè)定的信干比門(mén)限值相比較，如果測(cè)量值高于門(mén)限值，就通知基站降低功率，反之，通知基站提高功率。這就是前向內(nèi)環(huán)功控。
如果前向內(nèi)環(huán)功控的信干比門(mén)限值是由移動(dòng)臺(tái)通過(guò)實(shí)時(shí)計(jì)算誤幀率而產(chǎn)生的，那么這種通過(guò)計(jì)算誤幀率而產(chǎn)生信干比門(mén)限值的過(guò)程就叫做外環(huán)。采用外環(huán)的前向功率控制，叫做前向外環(huán)功控。如附圖一中就采用了外環(huán)和前向外環(huán)功控。
實(shí)施例2參照附圖2。附圖二中，經(jīng)天線(xiàn)接收到的(CDMA基站發(fā)射的)無(wú)線(xiàn)電信號(hào)，在經(jīng)過(guò)接收放大器、射頻下變頻、接收帶通濾波、自動(dòng)增益控制等一系列處理，按照不同的遲延，輸入到不同的Finger作為原始I和Q信號(hào)。這些原始I和Q信號(hào)，包含業(yè)務(wù)I和Q信號(hào)，以及導(dǎo)頻I和Q信號(hào)。
每一個(gè)Finger的原始I和Q信號(hào)，首先經(jīng)過(guò)一個(gè)正交解調(diào)制器(QDS)實(shí)現(xiàn)CDMA正交解擾碼處理。對(duì)于cdma2000而言，是用PN(偽隨機(jī)碼)碼解擾。而對(duì)于WCDMA，則是采用Gold碼解擾。
每一個(gè)Finger解擾后的信號(hào)分成兩路，一路送往業(yè)務(wù)信號(hào)恢復(fù)電路，取出有噪聲的業(yè)務(wù)誤信號(hào)。另一路送往導(dǎo)頻信號(hào)恢復(fù)電路，取出有噪聲的導(dǎo)頻信號(hào)。然后再針對(duì)業(yè)務(wù)信號(hào)和導(dǎo)頻信號(hào)，分別合并不同F(xiàn)inger的輸出。
附圖二中，信道估計(jì)模塊的輸出，作為對(duì)Finger輸出進(jìn)行加權(quán)的權(quán)系數(shù)。而信道估計(jì)模塊中的“Complex Conjugate”(復(fù)數(shù)共軛)則用于構(gòu)成加權(quán)計(jì)算所需要的復(fù)數(shù)乘法器(為復(fù)數(shù)乘法器提供相乘的二個(gè)元素)。
之后，業(yè)務(wù)信號(hào)通道(或?qū)ьl信號(hào)通道)的各個(gè)Finger的加權(quán)輸出再經(jīng)過(guò)相位對(duì)齊以及時(shí)間對(duì)齊，由DSP固件實(shí)現(xiàn)合并(業(yè)務(wù)或?qū)ьl的)全部Finger的加權(quán)輸出，從而獲得組合的業(yè)務(wù)信號(hào)(或?qū)ьl信號(hào))。
在完成上述組合之后，根據(jù)(EQ10)計(jì)算前向基本業(yè)務(wù)信道中的功控比特(PCB)符號(hào)能量s2(k)，作為業(yè)務(wù)信號(hào)的功率。同時(shí)，利用一個(gè)PCG內(nèi)的導(dǎo)頻信號(hào)強(qiáng)度的方差估計(jì)干擾強(qiáng)度。因此，需要根據(jù)(EQB)計(jì)算導(dǎo)頻強(qiáng)度p(k)。
在一個(gè)PCG的邊界，根據(jù)(EQ9)計(jì)算出 根據(jù)(EQ6)計(jì)算 然后計(jì)算出
實(shí)施例3參照附圖3。附圖三是實(shí)際的移動(dòng)臺(tái)中，采用導(dǎo)頻組合方法估計(jì)前向基本信道信干比的具體流程圖。在該流程中，采用了以上闡述的導(dǎo)頻組合方法，估計(jì)前向基本信道信干比。如(1)在步驟“計(jì)算該P(yáng)CG中的組合導(dǎo)頻符號(hào)的能量均值和方差”中，計(jì)算組合后得出的導(dǎo)頻信號(hào)的均值和方差；(分別用EQ6和EQ7計(jì)算)。
(2)導(dǎo)頻信號(hào)的均值用于判斷一個(gè)PCG期間內(nèi)功率控制符號(hào)(PCB)是否可用于計(jì)算符號(hào)能量的估計(jì)Eb，這在步驟“PCB能量＜＝0.25*組合導(dǎo)頻符號(hào)能量均值？”中可以看到；(導(dǎo)頻信號(hào)的均值是EQ7的計(jì)算結(jié)果)。
(3)導(dǎo)頻信號(hào)的方差作為干擾Nt的估計(jì)；(EQ6的計(jì)算結(jié)果)。
(4)在“計(jì)算該P(yáng)CG中PCB的能量均值”中計(jì)算一個(gè)PCG期間內(nèi)功率控制符號(hào)的均方值，作為符號(hào)能量的估計(jì)Eb；(取EQ8的計(jì)算結(jié)果)。
由上述可知，在附圖三所示流程中，只有在功控符號(hào)比特幅度高于1/4的組合后導(dǎo)頻比特幅度的條件下，才可以用功控符號(hào)比特計(jì)算符號(hào)能量的估計(jì)Eb。否則，使用前一個(gè)PCG的信干比估計(jì)值，作為當(dāng)前PCG的信干比估計(jì)。在附圖三的流程中，每8個(gè)PCG做出一次前向基本信道的閉環(huán)功控判決。
需要理解到的是上述實(shí)施例雖然對(duì)本發(fā)明作了比較詳細(xì)的說(shuō)明，但是這些說(shuō)明只是對(duì)本發(fā)明說(shuō)明性的，而不是對(duì)本發(fā)明的限制，任何不超出本發(fā)明實(shí)質(zhì)精神內(nèi)的發(fā)明創(chuàng)造，均落入本發(fā)明的保護(hù)范圍內(nèi)。
權(quán)利要求
1.一種FDD模式CDMA系統(tǒng)中前向基本業(yè)務(wù)信道的信號(hào)干擾比算法，其特征是以一個(gè)功率控制群(PCG)中的組合導(dǎo)頻符號(hào)幅度的方差作為干擾信號(hào)功率，以同一PCG中的功率控制符號(hào)幅度的均方值作為信號(hào)功率，來(lái)計(jì)算FDD模式CDMA系統(tǒng)中前向基本業(yè)務(wù)信道的信干比Eb/Nt。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的FDD模式的CDMA系統(tǒng)中前向基本業(yè)務(wù)信道信號(hào)干擾比估計(jì)算法，其特征是噪聲干擾功率Nt采用下式計(jì)算N^t=Σk=0M-1(p(k)-μ)2M-1μ=Σk=0M-1p(k)M;]]>式中，p(k)是該P(yáng)CG中第k個(gè)組合導(dǎo)頻信號(hào)幅度，M是該P(yáng)CG中的導(dǎo)頻符號(hào)數(shù)目，p(k)由下式計(jì)算求得p(k)=[Icombined-pilot2(k)+Qcombined-pilot2(k)]1/2;]]>
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的FDD模式的CDMA系統(tǒng)中前向基本業(yè)務(wù)信道信號(hào)干擾比估計(jì)算法，其特征是取一個(gè)PCG期間內(nèi)功率控制符號(hào)的均方值，作為符號(hào)能量的估計(jì)E^b=ΣkPCB=0N-1(s(kPCB))2N,]]>式中的N是一個(gè)PCG中PCBs(功率控制比特)的數(shù)量；每一個(gè)功率控制比特的能量由下式計(jì)算求得s2(k)=Icombined-traffic2(k)+Qcombined-traffic2(k).]]>
4.一種CDMA系統(tǒng)中前向基本業(yè)務(wù)信道信號(hào)干擾比的估計(jì)方法，其特征是在一個(gè)PCG中，用每一個(gè)PCB的I、Q信號(hào)幅度和的平方的1/2作為含噪信號(hào)的瞬時(shí)功率估計(jì)，以該P(yáng)CB的I、Q信號(hào)幅度差的平方作為噪聲干擾的瞬時(shí)功率估計(jì)，從而僅利用PCG中每一個(gè)PCB的I、Q信號(hào)幅度計(jì)算出若干個(gè)瞬時(shí)信干比。再通過(guò)統(tǒng)計(jì)該P(yáng)CG中多個(gè)瞬時(shí)信干比的均值，獲得該P(yáng)CG的前向基本業(yè)務(wù)信道的信干比的估計(jì)。
5.根據(jù)權(quán)利要求5所述的FDD模式的CDMA系統(tǒng)中前向基本業(yè)務(wù)信道信號(hào)干擾比的估計(jì)方法，其特征是(1)對(duì)同一PCG中不同PCB對(duì)的正交分量求和并對(duì)分量進(jìn)行∑-Δ取樣；(2)乘法運(yùn)算(平方)以得到Eb和瞬時(shí)的Nt估計(jì)；(含噪信號(hào)的瞬時(shí)估計(jì)E^b=x22=(I+Q)22;]]>對(duì)Nt的估計(jì)N^t=Var(ny)=E(n2y)=E(|I-Q|2)]]>(3)單極濾波以得到濾波后的Nt估計(jì)；(采用單極點(diǎn)濾波器估計(jì)噪聲功率N^t(k)=βN^t(k-1)+(1-β)(I-Q)2.)]]>(4)Eb除以Nt得到Eb/Nt；(5)統(tǒng)計(jì)該P(yáng)CG中多個(gè)瞬時(shí)信干比的均值，獲得該P(yáng)CG的前向基本業(yè)務(wù)信道的信干比的估計(jì)；(6)設(shè)定Eb/Nt門(mén)限點(diǎn)以獲得前向功控決策。
6.根據(jù)權(quán)利要求1所述的FDD模式的CDMA系統(tǒng)中前向基本業(yè)務(wù)信道信號(hào)干擾比的計(jì)算流程，其特征是
7.一種FDD模式的CDMA系統(tǒng)中前向基本業(yè)務(wù)信道的信號(hào)干擾比的系統(tǒng)，其特征是經(jīng)天線(xiàn)接收到的CDMA基站發(fā)射的無(wú)線(xiàn)電信號(hào)，經(jīng)射頻解調(diào)出I、Q信號(hào)至正交解擴(kuò)展器(QDS)的信號(hào)輸入端，實(shí)現(xiàn)CDMA解正交擴(kuò)展擾碼處理，正交解擴(kuò)展器(QDS)輸出的一路信號(hào)送往業(yè)務(wù)信號(hào)恢復(fù)電路，取出有噪聲的業(yè)務(wù)誤信號(hào)后至加權(quán)器信號(hào)輸入端，加權(quán)器的信號(hào)輸出端至業(yè)務(wù)信號(hào)組合計(jì)算一個(gè)PCG中的Eb至除法器，正交解擴(kuò)展器(QDS)輸出的另一路送往導(dǎo)頻信號(hào)恢復(fù)電路，取出有噪聲的導(dǎo)頻信號(hào)后至加權(quán)器信號(hào)輸入端，加權(quán)器的信號(hào)輸出端至導(dǎo)頻信號(hào)組合計(jì)算一個(gè)PCG中的導(dǎo)頻強(qiáng)度均值后主算出Nt至除法器。
8.根據(jù)權(quán)利要求1所述的FDD模式的CDMA系統(tǒng)中前向基本業(yè)務(wù)信道的信號(hào)干擾比的系統(tǒng)，其特征是在Rake接收機(jī)的每個(gè)Finger分量的硬件中加入一個(gè)復(fù)數(shù)乘法器(2元點(diǎn)積)，利用導(dǎo)頻信號(hào)的單極點(diǎn)濾波得到加權(quán)系數(shù)，利用復(fù)數(shù)乘法器實(shí)現(xiàn)Finger輸出的加權(quán)處理。
9.根據(jù)權(quán)利要求1所述的FDD模式的CDMA系統(tǒng)中前向基本業(yè)務(wù)信道的信號(hào)干擾比的系統(tǒng)，其特征是業(yè)務(wù)信號(hào)通道(或?qū)ьl信號(hào)通道)的各個(gè)Finger的加權(quán)輸出經(jīng)過(guò)相位對(duì)齊以及時(shí)間對(duì)齊，DSP固件合并(業(yè)務(wù)或?qū)ьl的)全部Finger的加權(quán)輸出獲得組合的業(yè)務(wù)信號(hào)(或?qū)ьl信號(hào))。
全文摘要
本發(fā)明提出兩種估計(jì)FDD模式的CDMA系統(tǒng)中前向基本業(yè)務(wù)信道信號(hào)干擾比的算法，用于實(shí)現(xiàn)FDD模式的CDMA系統(tǒng)中前向(下行)基本業(yè)務(wù)信道的內(nèi)環(huán)和外環(huán)功率控制。第一種方法是采用導(dǎo)頻組合估計(jì)前向基本信道信干比，以一個(gè)PCG(功率控制群)中的組合導(dǎo)頻符號(hào)幅度的方差作為干擾信號(hào)功率，以同一PCG中的功率控制符號(hào)幅度的均方值作為信號(hào)功率，來(lái)計(jì)算FDD模式CDMA系統(tǒng)中前向基本業(yè)務(wù)信道的信干比Eb/Nt。第二種估計(jì)前向基本信道信干比的方法是PCB ONLY方法，即在一個(gè)PCG中，用每一個(gè)PCB的I、Q信號(hào)幅度和的平方的1/2作為含噪信號(hào)的瞬時(shí)功率估計(jì)，以該P(yáng)CB的I、Q信號(hào)幅度差的平方作為噪聲干擾的瞬時(shí)功率估計(jì)，從而僅利用PCG中每一個(gè)PCB的I、Q信號(hào)幅度計(jì)算出若干個(gè)瞬時(shí)信干比。再通過(guò)統(tǒng)計(jì)該P(yáng)CG中多個(gè)瞬時(shí)信干比的均值，獲得該P(yáng)CG的前向基本業(yè)務(wù)信道的信干比的估計(jì)。
文檔編號(hào)H04B7/005GK1758563SQ200510102729
公開(kāi)日2006年4月12日 申請(qǐng)日期2005年9月13日 優(yōu)先權(quán)日2005年9月13日
發(fā)明者藏侃, 許曉斌, 彭文振 申請(qǐng)人:浙江華立通信集團(tuán)有限公司