專利名稱：用于在通信系統(tǒng)中估計載波干擾噪聲比的設(shè)備和方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明總的來說涉及一種噪聲估計設(shè)備和方法，更具體地講，涉及這樣一種載波干擾噪聲比(CINR)估計設(shè)備和方法，其用于在基于正交頻分復(fù)用(OFDM)或正交頻分多址(OFDMA)的通信系統(tǒng)中估計用作信道質(zhì)量標準之一的CINR。
背景技術(shù)：
近來，正交頻分復(fù)用(OFDM)技術(shù)已經(jīng)被用于通過有線/無線信道以高速率傳輸數(shù)據(jù)。OFDM技術(shù)通過多個子信道傳輸數(shù)據(jù)。OFDM技術(shù)將輸入串行數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換為并行數(shù)據(jù)，將該并行數(shù)據(jù)調(diào)制到多個子載波上，即具有正交性的子信道，然后傳輸該調(diào)制的數(shù)據(jù)。
這種OFDM技術(shù)被廣泛地應(yīng)用到數(shù)字傳輸技術(shù)，如數(shù)字/音頻廣播、數(shù)字TV、無線局域網(wǎng)(WLAN)、無線異步傳輸模式(WATM)、寬帶無線接入(BWA)等。在過去，由于實現(xiàn)OFDM技術(shù)所需的硬件復(fù)雜性，所以該技術(shù)沒有被廣泛使用，但是由于包括快速傅立葉變換(FFT)和快速傅立葉逆變換(IFFT)的各種數(shù)字信號處理技術(shù)的發(fā)展其近來已經(jīng)被采用。這種OFDM技術(shù)與傳統(tǒng)的頻分復(fù)用(FDM)技術(shù)相似，但是最重要的是其可以在保持多個子載波之間的正交性的同時通過傳輸這多個子載波來實現(xiàn)最佳的傳輸效率。此外，OFDM技術(shù)提高頻率效率并且抗多徑衰減很強。
另外，OFDM技術(shù)通過利用重疊頻譜而使抗頻率選擇衰減的能力很強，并且通過利用保護間隔(guard interval)能夠減少符號間干擾的影響。就硬件來說，OFDM技術(shù)可采用簡單的均衡器并且抗脈沖噪聲的能力很強。
在基于OFDM/OFDMA的通信系統(tǒng)中，用作自適應(yīng)功率控制(APC)、自適應(yīng)調(diào)制/解調(diào)等所需的參數(shù)，例如載波干擾噪聲比(CINR)的信道信號質(zhì)量必須被測量。APC或自適應(yīng)調(diào)制/解調(diào)單元根據(jù)使用CINR測量的信道信號質(zhì)量來控制功率或調(diào)制/解調(diào)電平。在這種情況下，通過子載波信號功率的總和除以噪聲和干擾功率的總和來定義CINR，并且CINR用作確定通信系統(tǒng)中的信道質(zhì)量的標準。
用于估計CINR的現(xiàn)有技術(shù)被公開在標題為“FAST AND ACCURATESIGNAL-TO-NOISE RATIO ESTIMATION TECHNIQUE FOR OFDMSYSTEMS”的專利號為6,456,653的美國專利(以下稱為“′653專利”)中。在′653專利中公開了用于使用保護帶估計噪聲電平的方法。然而，上述的傳統(tǒng)噪聲電平估計方法具有的問題在于當(dāng)子載波的數(shù)量不足時估計噪聲電平的準確性可能降低，并且估計的噪聲電平由于鄰近信道泄露比(ACLR)可能高于實際測量的噪聲電平。

發(fā)明內(nèi)容
因此，已經(jīng)設(shè)計了本發(fā)明來解決出現(xiàn)在現(xiàn)有技術(shù)中的以上和其他問題。因此，本發(fā)明一方面在于提供一種在正交頻分復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)中估計更準確的載波干擾噪聲比的設(shè)備和方法。
可通過用于在通信系統(tǒng)中估計載波干擾噪聲比(CINR)的設(shè)備來實現(xiàn)本發(fā)明的以上和其他方面。該設(shè)備包括信號功率估計器，用于估計總的接收的信號功率；干擾和噪聲功率估計器，用于估計接收的信號的干擾和噪聲功率；噪聲電平估計器，用于估計接收的信號的噪聲電平；和CINR計算器，用于使用信號功率估計器、干擾和噪聲功率估計器以及噪聲電平估計器的輸出來估計數(shù)據(jù)間隔中的CINR。


通過下面結(jié)合附圖進行的詳細描述，本發(fā)明的上述和其他方面和優(yōu)點將會變得更加清楚，其中圖1是示出根據(jù)本發(fā)明實施例的具有載波干擾噪聲比(CINR)估計器的正交頻分復(fù)用(OFDM)接收器的方框圖；圖2是示出根據(jù)本發(fā)明實施例的CINR估計器的方框圖；圖3是示出根據(jù)本發(fā)明實施例的信號功率估計器的方框圖；圖4是示出根據(jù)本發(fā)明實施例的干擾和噪聲功率估計器的方框圖；圖5是示出根據(jù)本發(fā)明實施例的噪聲電平估計器的方框圖；圖6示出根據(jù)本發(fā)明實施例的CINR估計器的CINR計算器的詳細情況；和圖7是示出根據(jù)本發(fā)明實施例的CINR估計器的操作的流程圖。
具體實施例方式
以下，參照附圖來詳細描述本發(fā)明的優(yōu)選實施例。在以下描述中，為了簡明起見，已知功能和包含于此的配置的詳細描述將被省略。
圖1是示出根據(jù)本發(fā)明實施例的具有載波干擾噪聲比(CINR)估計器的正交頻分復(fù)用(OFDM)接收器的方框圖。參照圖1，OFDM接收器100包括天線111、射頻(RF)處理器113、保護間隔(GI)去除器115、串行并行(S/P)變換器117、快速傅立葉變換(FFT)處理器119、均衡器121、信道估計器123以及CINR估計器200。
RF處理器113將通過天線111接收的信道數(shù)據(jù)輸出到GI去除器115。GI去除器115從接收的信道數(shù)據(jù)中去除GI。S/P變換器117將GI已經(jīng)被去除的串行信道數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換為多個并行數(shù)據(jù)段，隨后將并行數(shù)據(jù)輸出到FFI處理器119。FFT處理器119對GI已經(jīng)被去除的并行信道數(shù)據(jù)執(zhí)行FFT操作，隨后將與FFT操作的結(jié)果相應(yīng)的信道數(shù)據(jù)輸出到均衡器121。均衡器121從FFI操作結(jié)果的信道數(shù)據(jù)中去除在通信信道環(huán)境中發(fā)生的信道失真，隨后輸出信道失真已經(jīng)被去除的數(shù)據(jù)。
信道估計器123根據(jù)當(dāng)發(fā)送和接收功能被執(zhí)行時由信道降低引起的頻域中的相位和幅度傾斜來估計信道狀態(tài)，隨后補償頻域中的相位和幅度傾斜。CINR估計器200估計信道質(zhì)量，即CINR。
在上述的OFDM系統(tǒng)中，OFDM發(fā)送器對調(diào)制的信號執(zhí)行逆FFT(IFFT)操作，將GI插入信號，并且發(fā)送已經(jīng)插入GI的信號。相反地，OFDM接收器從接收的信號中去除GI，對已經(jīng)去除GI的接收的信號執(zhí)行FFT操作，對FFT操作的結(jié)果進行解調(diào)，并且恢復(fù)原始信號。
OFDM發(fā)送器發(fā)送具有已知模式的數(shù)字信號，如導(dǎo)頻信號或前導(dǎo)信號。OFDM接收器使用接收的信號估計CINR。在這種情況下，本發(fā)明考慮導(dǎo)頻信號或前導(dǎo)信號的升壓電平(boosting level)。更具體地講，當(dāng)發(fā)送前導(dǎo)或?qū)ьl時，與數(shù)據(jù)間隔中的傳輸功率相比基站將前導(dǎo)或?qū)ьl間隔中的傳輸功率增加值BdB。
實際上，前導(dǎo)或?qū)ьl間隔中的CINR值與數(shù)據(jù)間隔中的CINR不同。在這種情況下，根據(jù)標準定義增加值。傳統(tǒng)地前導(dǎo)間隔的增加值與導(dǎo)頻間隔的增加值不同。如果在數(shù)據(jù)間隔中功率電平增加，則相對于數(shù)據(jù)間隔的增加電平用于本發(fā)明的增加值BdB被分析作為前導(dǎo)或?qū)ьl間隔的增加電平。
當(dāng)將被估計的數(shù)據(jù)間隔中的CINR值用CINRd表示時，其可如方程(1)所示來寫。
CINRd=CdId+Nd---(1)]]>在這種情況下，當(dāng)前導(dǎo)間隔中的CINR值用CINRp表示時，其可如方程(2)所示來寫。
CINRp=CpIp+Np---(2)]]>在方程(1)和(2)中，Cd和Cp表示接收的實際信號功率電平，Id和Ip表示接收的干擾電平，Nd和Np表示噪聲電平。具有下角標“d”的值是數(shù)據(jù)間隔中的電平值，具有下角標“p”的值是前導(dǎo)間隔中的電平值。除噪聲電平之外，傳統(tǒng)上數(shù)據(jù)間隔和前導(dǎo)間隔之間的兩個電平值彼此不同。所有基站將前導(dǎo)的功率電平增加BdB。因此，接收的信號功率電平和接收的干擾電平增加BdB，但是噪聲電平?jīng)]有被增加。這些電平值可如方程(3)所示來寫。
Cp＝100.1BCdIp＝100.1BId......(3)Np＝Nd增加電平值B在以上方程(3)中由標準來定義。
可從方程(1)、(2)和(3)中看出，前導(dǎo)或?qū)ьl間隔中的CINR值與數(shù)據(jù)間隔的CINR值不同。
當(dāng)在基于OFDM或OFDMA的通信系統(tǒng)中前導(dǎo)或?qū)ьl間隔中的傳輸功率的增加電平高于數(shù)據(jù)間隔中的傳輸功率的增加電平時，前導(dǎo)或?qū)ьl信號間隔中的CINR估計與數(shù)據(jù)間隔中的CINR估計不同。根據(jù)本發(fā)明的實施例，通過在干擾和噪聲電平從前導(dǎo)或?qū)ьl信號中被估計之后考慮前導(dǎo)或?qū)ьl的增加電平來修正前導(dǎo)或?qū)ьl信號的干擾和噪聲電平估計。
更具體地講，本發(fā)明實施例通過考慮前導(dǎo)或?qū)ьl信號的增加的傳輸功率來修正前導(dǎo)或?qū)ьl的CINR值，從而數(shù)據(jù)間隔中的CINR值被計算。因此，當(dāng)用于計算數(shù)據(jù)間隔中的CINR的方程(1)的Cd、Id和Nd用被以上方程(3)中的由Cp、Ip和Np表示的Cd、Id和Nd替換時，得到方程(4)。
CINRd=Cp/100.1BIp/100.1B+Np]]>=CpIp+100.1B×Np---(4)]]>=CpIp+Np+(100.1B-1)Np]]>如在方程(4)所見，可通過計算Cp、Ip和Np來獲得數(shù)據(jù)間隔中的CINR。這里，Cp表示前導(dǎo)或?qū)ьl信號間隔中的接收的實際信號功率，Ip表示前導(dǎo)或?qū)ьl信號間隔中的接收的干擾電平，Np表示前導(dǎo)或?qū)ьl信號間隔中的噪聲電平。可通過從接收的信號功率電平中減去由包括在方程(4)的分母中的增加值修正的前導(dǎo)或?qū)ьl信號的干擾和噪聲電平來獲得接收的實際信號功率電平。修正的前導(dǎo)或?qū)ьl信號的干擾和噪聲電平如方程(5)所示來表示。
Ip+Np+(100.1B-1)Np......(5)如上所述，本發(fā)明使用前導(dǎo)或?qū)ьl間隔中的接收的實際信號的功率電平、接收的干擾電平和噪聲電平來計算數(shù)據(jù)間隔中的CINR。將描述根據(jù)本發(fā)明實現(xiàn)的CINR估計器。
圖2是示出根據(jù)本發(fā)明實施例的CINR估計器200的方框圖。參照圖2，CINR估計器200包括信號功率估計器210，用于估計總的接收的信號功率；干擾和噪聲功率估計器220，用于估計接收的前導(dǎo)或?qū)ьl信號的干擾和噪聲功率；噪聲電平估計器230，用于估計接收的信號的噪聲電平；和CINR計算器240，用于估計數(shù)據(jù)間隔中的CINR。
CINR估計器200將從圖1中示出的FFT處理器119中接收的信號的子載波輸出到信號功率估計器210、干擾和噪聲功率估計器220以及噪聲電平估計器230。信號功率估計器210估計接收的信號功率。更具體地講，信號功率估計器210計算來自從FFT處理器119接收的信號的每一子載波的功率，計算子載波功率值的總和以估計信號功率，并將估計的信號功率信息輸出到CINR計算器240。
干擾和噪聲功率估計器220估計接收的信號的噪聲功率以將估計的噪聲功率信息輸出到CINR計算器240，并且使用接收的信號的每一子載波具有與相鄰子載波相似的信道特性的事實來估計包括在接收的信號中的噪聲的功率。
噪聲電平估計器230估計接收的信號的噪聲電平。為了估計噪聲電平，噪聲電平估計器230使用一些不包括將被傳輸?shù)男盘柕淖虞d波來估計噪聲電平。在本發(fā)明被應(yīng)用到其的OFDM通信系統(tǒng)中，設(shè)計了在其中用于同步的時域模式被重復(fù)的前導(dǎo)結(jié)構(gòu)，從而一些子載波僅傳輸信號。
例如，當(dāng)其被設(shè)計成時域中的重復(fù)模式被一次形成時，奇數(shù)子載波不包括將被傳輸?shù)男盘?，僅偶數(shù)子載波包括將被傳輸?shù)膶?dǎo)頻信號。在這種情況下，奇數(shù)子載波僅包括噪聲。如果FFT大小不足夠大，則奇數(shù)子載波的總的噪聲功率可被確定為包括在所有使用的子載波中的噪聲的電平的一半值，這是因為奇數(shù)和偶數(shù)子載波的噪聲遵循具有相同標準偏差的一般分布。即，根據(jù)本發(fā)明實施例的噪聲電平估計器230使用不包括將被傳輸?shù)男盘柕囊恍┳虞d波的信號功率來估計噪聲電平，隨后將估計的噪聲電平信息提供給CINR計算器240。
另一方面，根據(jù)本發(fā)明另一實施例的噪聲電平估計器230可使用公開在標題為“FAST AND ACCURATE SIGNAL-TO-NOISE RATIO ESTIMATIONTECHNIQUE FOR OFDM SYSTEMS”的專利號為6,456,653的美國專利中的技術(shù)。
CINR計算器240從信號功率估計器210接收總的接收的信號的功率信息，從干擾和噪聲功率估計器220接收干擾和噪聲功率信息，并且從噪聲電平估計器230接收噪聲電平信息。隨后，CINR計算器240使用與總的接收的信號相關(guān)的信號功率信息、干擾和噪聲功率信息以及噪聲電平信息來估計數(shù)據(jù)間隔中的CINR。在這種情況下，CINR計算器240通過考慮B值來修正前導(dǎo)或?qū)ьl信號間隔中的噪聲電平，B值表示當(dāng)前導(dǎo)或?qū)ьl信號間隔中的傳輸功率與數(shù)據(jù)間隔中的傳輸功率相比增加時的增加電平。由于增加電平值B由標準定義，所以沒必要另外地被計算或測量。
圖3是示出根據(jù)本發(fā)明實施例的信號功率估計器210的方框圖。參照圖3，信號功率估計器210計算從圖1的FFT處理器119提供的每一子載波的功率。信號功率估計器210包括多個功率檢測器211到215，用于從FFT處理器119接收多個子載波并且檢測這些子載波的功率值。信號功率估計器210還包括加法器216，用于計算從功率檢測器211到215提供的信號功率值的總和。加法器216將從功率檢測器211到215輸出的信號功率值求和，并且輸出總的接收信號功率。
圖4是示出根據(jù)本發(fā)明實施例的干擾和噪聲功率估計器220的方框圖。參照圖4，干擾和噪聲功率估計器220包括多個相關(guān)器222-1到222-M、多個計算算子(computational operator)224-1到224-M和加法器226。相關(guān)器222-1到222-M將預(yù)設(shè)在接收的信號的多個子載波中的導(dǎo)頻序列逐元素相關(guān)，并計算子載波的相關(guān)值。隨后，計算算子224-1到224-M分別計算每一子載波的相關(guān)值與至少一個相鄰子載波的相關(guān)值之間的差。在這種情況下，具有相似信道特性的相鄰子載波的數(shù)量可被任意定義。由于相鄰子載波具有基本上相同的信道特性，所以相關(guān)值之間的差是信號分量被消除的干擾和噪聲分量的值。加法器226將來自計算算子224-1到224-M的干擾和噪聲分量求和，隨后計算總的干擾和噪聲功率。
圖5是示出根據(jù)本發(fā)明實施例的噪聲電平估計器230的方框圖。參照圖5，噪聲電平估計器230包括多個噪聲功率檢測器232-2到232-M-1、加法器以及乘法器236。
如上所述，用于同步的時域模式被重復(fù)的前導(dǎo)結(jié)構(gòu)在本發(fā)明被應(yīng)用到其的OFDM通信系統(tǒng)中被設(shè)計，從而一些子載波僅傳輸信號。例如，當(dāng)其被設(shè)計成時域中的重復(fù)模式被一次形成時，奇數(shù)子載波不包括將被傳輸?shù)男盘枺瑑H偶數(shù)子載波包括將被傳輸?shù)膶?dǎo)頻信號。當(dāng)其被設(shè)計為時域模式被重復(fù)兩次時，每三個子載波被分配導(dǎo)頻信號。不包括將被傳輸?shù)男盘柕淖虞d波僅包括噪聲。
根據(jù)本發(fā)明實施例的噪聲電平估計器230將不包括將被傳輸?shù)男盘柕囊恍┳虞d波的噪聲功率電平求和。噪聲功率檢測器232-2到232-M-1相應(yīng)于在由噪聲電平估計器230接收的所有子載波中的不包括將被傳輸?shù)男盘柕囊恍┳虞d波被配置。噪聲功率檢測器232-2到232-M-1接收不包括將被傳輸?shù)男盘柕囊恍┳虞d波，計算接收的子載波的功率值，并且將接收的子載波的功率值提供給加法器234。
加法器234將從噪聲功率檢測器232-2到232-M-1提供的功率值求和，并將求和的結(jié)果提供給乘法器236。在這種實施例中，由于通信系統(tǒng)被設(shè)計為時域中的重復(fù)模式被一次形成，所以奇數(shù)子載波不包括將被傳輸?shù)男盘?，僅偶數(shù)子載波包括將被傳輸?shù)膶?dǎo)頻信號。在這種情況下，奇數(shù)子載波僅包括噪聲。由加法器234計算的總的噪聲功率可被確定為包括在所有使用的子載波中的噪聲的電平的一半值，這是因為奇數(shù)和偶數(shù)子載波的噪聲遵循具有相同標準偏差的一般分布。
由于計算的噪聲功率電平是被包括在所有使用的子載波中的噪聲的電平的一半值，所以所有子載波的噪聲功率必須是從加法器234輸出的噪聲功率電平的兩倍。因此，提供乘法器236。乘法器236通過將從加法器234輸出的噪聲功率值乘以二來計算總的噪聲功率電平。乘法器236將加法器234的輸出設(shè)置為總的噪聲功率。本領(lǐng)域的技術(shù)人員應(yīng)該理解通信系統(tǒng)的配置可以根據(jù)用于傳輸信號的子載波的數(shù)量而不同。
根據(jù)本發(fā)明實施例的噪聲電平估計器230使用不包括將被傳輸?shù)男盘柕淖虞d波的功率值來估計噪聲電平，并且將估計的噪聲電平信息提供給CINR計算器240。
如果每x數(shù)量的子載波被分配前導(dǎo)，則當(dāng)對不包括將被傳輸?shù)男盘柕淖虞d波的噪聲功率電平求和并將噪聲功率電平的總和除以(x-1)時，本發(fā)明另一實施例能夠使用用于包括將被傳輸?shù)男盘柕淖虞d波的噪聲功率電平估計。這里，x是2、3、4等，并且必須是小于FFT大小的值。
當(dāng)數(shù)據(jù)間隔中的CINR使用導(dǎo)頻間隔中的導(dǎo)頻來估計時，與前導(dǎo)相關(guān)的噪聲電平估計可被使用。
圖6示出根據(jù)本發(fā)明實施例的CINR估計器200的CINR計算器240的詳細情況。如圖6所示，CINR計算器240根據(jù)方程(4)。如方程(4)所示，數(shù)據(jù)間隔中的CINR可通過計算前導(dǎo)或?qū)ьl信號間隔中的Cp、Ip和Np來獲得。如上所述，Cp表示前導(dǎo)或?qū)ьl信號間隔中的接收的實際信號功率電平，Ip表示前導(dǎo)或?qū)ьl信號間隔中的接收的干擾電平，Np表示前導(dǎo)或?qū)ьl信號間隔中的噪聲電平。
在方程(4)，可使用干擾和噪聲功率估計器220來計算分母的Ip+Np。增加電平值B由標準定義，并且沒必要被另外地計算或測量。可使用噪聲電平估計器230來計算噪聲電平Np?？蓮目偟慕邮盏男盘柟β室约案蓴_和噪聲功率中計算接收的實際信號功率電平Cp。即，可通過從總的接收的信號功率中減去干擾和噪聲功率來獲得接收的實際信號功率電平Cp。因此，根據(jù)本發(fā)明實施例的CINR計算器240通過從由信號功率估計器210輸出的總的信號功率的值中減去由干擾和噪聲電平功率估計器220輸出的干擾和噪聲功率的值來獲得實際信號功率。
參照圖6，CINR計算器240的第一乘法器245將來自噪聲電平功率器230的噪聲功率電平乘以(100.1B-1)以得出值(100.1B-1)Np，從而方程(4)的分母值被計算。第一乘法器245將得出的值(100.1B-1)Np提供給第一計算算子243。第一計算算子243將由干擾和噪聲功率估計器220輸出的干擾和噪聲功率Ip+Np與由第一乘法器245輸出的值(100.1B-1)Np相加，然后將該相加的結(jié)果輸出給倒數(shù)發(fā)生器247。倒數(shù)發(fā)生器247產(chǎn)生由第一計算算子243輸出的Ip+Np+(100.1B-1)Np的倒數(shù)，并將產(chǎn)生的倒數(shù)提供給第二乘法器249。
第二計算算子241從由信號功率估計器210輸出的總的接收的信號功率值中減去由干擾和噪聲功率估計器220輸出的干擾和噪聲功率值，從而方程(4)的分子，即前導(dǎo)或?qū)ьl信號間隔中的實際信號功率可被計算。第二計算算子241將相減的結(jié)果輸出給第二乘法器249。第二乘法器249將從倒數(shù)發(fā)生器247產(chǎn)生的Ip+Np+(100.1B-1)Np的倒數(shù)乘以由第二計算算子241接收的實際接收的信號功率值，從而計算出數(shù)據(jù)間隔中的CINR。
如上所述，根據(jù)本發(fā)明實施例的CINR估計器200根據(jù)接收的前導(dǎo)或?qū)ьl信號間隔中的實際信號功率電平、干擾和噪聲功率電平以及噪聲電平來計算數(shù)據(jù)間隔中的CINR。
圖7是根據(jù)本發(fā)明實施例的CINR估計器200的操作的流程圖。參照圖7，在步驟310，CINR估計器200的信號功率估計器210估計總的接收的信號的功率。更具體地講，信號功率估計器210計算從FFT處理器119接收的每一子載波的功率值，并將各個子載波的功率值求和，從而估計總的信號功率。
隨后，在步驟320，干擾和噪聲估計器220估計接收的信號的干擾和噪聲功率。此時，可使用接收的信號的相鄰子載波之間的相似信道特性來估計接收的信號的干擾和噪聲功率。隨后，在步驟330，噪聲電平估計器230估計接收的信號的噪聲功率電平。如上所述，根據(jù)本發(fā)明實施例的噪聲電平估計器230可使用不包括將被傳輸?shù)男盘柕囊恍┳虞d波來估計噪聲功率電平。
隨后，在步驟340，CINR計算器240通過從由信號功率估計器210輸出的總的信號功率的值中減去由干擾和噪聲電平功率估計器220輸出的干擾和噪聲功率的值來獲得實際信號功率。如上所述，CINR計算器240通過考慮表示當(dāng)前導(dǎo)或?qū)ьl間隔中的傳輸功率與數(shù)據(jù)間隔中的傳輸功率相比增加時的增加電平的B值來修正前導(dǎo)或?qū)ьl間隔中的噪聲電平。
根據(jù)本發(fā)明，用作自適應(yīng)功率控制(APC)或自適應(yīng)調(diào)制和編碼(AMC)所需的參數(shù)的CINR可被準確地估計。
盡管已經(jīng)為了示例性的目的公開了本發(fā)明的優(yōu)選實施例，但本領(lǐng)域的技術(shù)人員應(yīng)該理解，在不脫離本發(fā)明的范圍的情況下，可對其進行各種修改、添加和替換。本發(fā)明不僅可被應(yīng)用于正交頻分復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)，而且可被應(yīng)用于正交頻分多址(OFDMA)以及離散多音技術(shù)(DMT)。
因此，本發(fā)明不限于上述實施例，而是由所附權(quán)利要求連同其等同物的全部范圍定義。
權(quán)利要求
1.一種在通信系統(tǒng)中用于估計載波干擾噪聲比的設(shè)備，包括信號功率估計器，用于估計總的接收的信號功率；干擾和噪聲功率估計器，用于估計接收的信號的干擾和噪聲功率；噪聲電平估計器，用于估計接收的信號的噪聲電平；和載波干擾噪聲比計算器，用于使用信號功率估計器、干擾和噪聲功率估計器以及噪聲電平估計器的輸出來估計數(shù)據(jù)間隔中的載波干擾噪聲比。
2.如權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其中，載波干擾噪聲比計算器考慮表示當(dāng)前導(dǎo)和導(dǎo)頻間隔中的一個的傳輸功率與數(shù)據(jù)間隔的傳輸功率相比增加時的增加電平的B值。
3.如權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其中，信號功率估計器包括多個功率檢測器，用于接收多個子載波并且檢測所述子載波的功率值；和加法器，用于將從功率檢測器提供的功率值求和，并輸出總的接收的信號功率。
4.如權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其中，干擾和噪聲功率估計器包括多個相關(guān)器，用于將預(yù)設(shè)在接收的信號的多個子載波中的參考序列逐元素相關(guān)，并輸出子載波的相關(guān)值；多個計算算子，其每一用于計算每一子載波的相關(guān)值與至少一個相鄰子載波的相關(guān)值之間的差；和加法器，用于對來自計算算子的子載波的相關(guān)值之間的差求和，并計算總的干擾和噪聲功率。
5.如權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其中，噪聲電平估計器使用來自所有接收的子載波中的不包括將被傳輸?shù)男盘柕淖虞d波的功率值來估計總的噪聲電平。
6.如權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其中，噪聲電平估計器包括多個噪聲功率檢測器，用于計算所有接收的子載波中的不包括將被傳輸?shù)男盘柕囊恍┳虞d波的功率值；加法器，用于對噪聲功率檢測器的輸出求和；和乘法器，用于使用加法器的輸出計算總的子載波噪聲電平。
7.如權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其中，載波干擾噪聲比計算器通過從由信號功率估計器輸出的總的接收的信號功率的值中減去由干擾和噪聲功率估計器輸出的干擾和噪聲功率的值來計算實際信號功率。
8.如權(quán)利要求5所述的設(shè)備，其中，載波干擾噪聲比計算器使用以下方程計算載波干擾噪聲比CINRd=Cp/100.1BIp/100.1B+Np=CpIp+100.1B×Np=CpIp+Np+(100.1B-1)Np,]]>其中，Cp表示前導(dǎo)和導(dǎo)頻信號間隔中的一個中的接收的實際信號功率電平，Ip表示前導(dǎo)或?qū)ьl信號間隔中的接收的干擾電平，以及Np表示前導(dǎo)和導(dǎo)頻信號間隔中的一個中的噪聲電平。
9.一種在通信系統(tǒng)中用于估計載波干擾噪聲比的方法，包括估計總的接收的信號功率；估計接收的信號的干擾和噪聲功率；估計接收的信號的噪聲電平；和使用總的接收的信號功率、干擾和噪聲功率以及噪聲電平來估計數(shù)據(jù)間隔中的載波干擾噪聲比。
10.如權(quán)利要求9所述的方法，其中，估計載波干擾噪聲比的步驟考慮表示當(dāng)前導(dǎo)和導(dǎo)頻間隔中的一個的傳輸功率與數(shù)據(jù)間隔的傳輸功率相比增加時的增加電平的B值。
11.如權(quán)利要求9所述的方法，其中，估計總的接收的信號功率的步驟包括接收多個子載波并且檢測所述多個子載波的功率值；對所述功率值求和；和輸出總的接收的信號功率。
12.如權(quán)利要求9所述的方法，其中，估計干擾和噪聲功率的步驟包括將預(yù)設(shè)在接收的信號的多個子載波中的參考序列逐元素相關(guān)；輸出子載波的相關(guān)值；計算每一子載波的相關(guān)值與至少一個相鄰子載波的相關(guān)值之間的差；和對子載波的相關(guān)值之間的差求和并計算總的干擾和噪聲功率。
13.如權(quán)利要求9所述的方法，其中，估計噪聲電平的步驟包括使用所有接收的子載波中的不包括將被傳輸?shù)男盘柕囊恍┳虞d波的功率值來估計總的噪聲電平。
14.如權(quán)利要求9所述的方法，其中，估計噪聲電平的步驟包括計算所有接收的子載波中的不包括將被傳輸?shù)男盘柕囊恍┳虞d波的功率值；對計算的功率值求和；和使用求和的結(jié)果計算總的子載波噪聲電平。
15.如權(quán)利要求9所述的方法，其中，計算載波干擾噪聲比的步驟包括通過從總的接收的信號功率的值中減去干擾和噪聲功率的值來計算實際信號功率。
16.如權(quán)利要求13所述的方法，其中，載波干擾噪聲比使用以下方程來計算CINRd=Cp/100.1BIp/100.1B+Np=CpIp+100.1B×Np=CpIp+Np+(100.1B-1)Np,]]>其中，Cp表示前導(dǎo)和導(dǎo)頻信號間隔中的一個中的接收的實際信號功率電平，Ip表示前導(dǎo)和導(dǎo)頻信號間隔中的一個中的接收的干擾電平，以及Np表示前導(dǎo)和導(dǎo)頻信號間隔中的一個中的噪聲電平。
全文摘要
提供一種在基于正交頻分復(fù)用(OFDM)或正交頻分多址(OFDMA)的通信系統(tǒng)中用于估計載波干擾噪聲比(CINR)的設(shè)備和方法。在該通信系統(tǒng)中，所有基站將前導(dǎo)或?qū)ьl的功率電平增加BdB。因此，接收的信號功率電平和接收的干擾電平增加BdB，但是噪聲電平不增加。前導(dǎo)或?qū)ьl間隔的傳輸功率與數(shù)據(jù)間隔相比增加。在干擾和噪聲電平從前導(dǎo)或?qū)ьl中被估計之后，前導(dǎo)或?qū)ьl的干擾和噪聲電平估計通過考慮前導(dǎo)或?qū)ьl的增加電平來修正。
文檔編號H04L27/26GK1770754SQ200510117019
公開日2006年5月10日 申請日期2005年10月28日 優(yōu)先權(quán)日2004年10月28日
發(fā)明者張在煥, 金仁瀅, 樸潤相, 宋鳳基 申請人:三星電子株式會社