專利名稱：一種正交頻分復用系統(tǒng)的同步方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種正交頻分復用無線接收系統(tǒng)中時間同步和頻率同步的方法，屬于無線或有線通信領域。
背景技術：
隨著數字信號處理技術和高速器件的發(fā)展，正交頻分復用(OFDM)在DVB、DSL和WLAN等系統(tǒng)中得到了成功的應用。OFDM在頻域把頻譜分成若干個正交的子信道，各子信道的載波相互重疊，提高了頻譜利用率。由于各子信道的帶寬相對較窄，因此對整個發(fā)射帶寬信號來講頻率選擇性信道對于各個子信道信號來講是平坦衰落的，均衡可對每個子載波分別進行，大大簡化了接收機結構。由于OFDM具有頻譜利用率高、均衡簡單的優(yōu)點，非常適合于高速的有線和無線傳輸，因此得到了廣泛研究。
與單載波系統(tǒng)相比，OFDM在具有以上優(yōu)點的同時，也有著自身的缺點對頻率偏移非常敏感。為了采用OFDM技術，載波偏差與子載波間隔相比較，必須很小，否則OFDM的解調性能將受到很大影響。然而由于收發(fā)信機頻率穩(wěn)定度和用戶的高速移動等影響，這一要求很難得到滿足，必須采用先進的信號處理技術來估計并補償這種頻偏。同時，OFDM系統(tǒng)的碼元定時必須落在循環(huán)前綴(CP)允許的范圍內，否則FFT解調窗口內將包含非當前碼元的信息，將引起碼元間的干擾。因此，有效的定時同步對OFDM也相當重要。
利用已知的信息進行同步分析，如CP信息，是當前比較流行的處理方法，如van de Beek J J等在97年IEEE Trans.SP第7期發(fā)表的文章“ML Estimation of Time and Frequency Offset in OFDM System”。同樣也有文獻介紹利用附加信息進行同步的方法，如Schmidl等在1996年6月20號在美國申請的申請?zhí)枮?66237，公開號為US 5732113的“Timingand frequency synchronization of OFDM signals”專利，該專利提出了利用兩個同步前導符號進行符號、頻率同步的方法，第一個同步符號中包含兩個完全相同的部分(頻域特征為偶數的載波全為0)，使用相關的方法可以得到碼元同步信息，利用同步時刻輸出的相位信息對頻偏進行校正，但頻偏估計范圍小于一個子載波間隔。利用第一次估計出來的頻偏對兩個前導符號進行頻率補償然后進行FFT運算，利用前后兩個前導符號在頻域的特征對整數倍子載波頻偏進行估計，將兩次估計的頻偏相加即得到最終的頻偏估計結果，實現了OFDM系統(tǒng)的同步。但是由于頻偏估計精度不高，在信道均衡后必須加相位跟蹤，否則將引起星座圖的旋轉，導致系統(tǒng)的性能下降。
賴納博特等2002年1月29號在加拿大申請的申請?zhí)枮?2806607.3，公開號為CA 1531808A的“OFDM接收機的頻率和時間同步化的方法”提出了在時間、頻率兩維窗口內進行搜索以得到時間和頻率的同步方法。該方法首先確定時間同步和頻率同步的窗口，但這要利用一些先驗信息，比如最大頻偏范圍，最大時延范圍等，然后用每一個可能的時間和頻率組合來對接收信號進行解調，均衡，判斷。當同步沒有誤差或者誤差很小時，解調信號中的誤差最小。該方法避免了使用過多的符號進行同步，提高了系統(tǒng)資源利用率，然而這是以兩維搜索的巨大運算量換得的，同時該方法得不到頻偏的閉式解。
因而現有技術存在缺陷，有待于改進和發(fā)展。

發(fā)明內容
本發(fā)明的目的是提供一種正交頻分復用無線系統(tǒng)中的同步方法，即提供一種OFDM通信系統(tǒng)中時間一次同步、小數倍頻偏估計、時間二次同步以及整數倍頻偏估計的方案，從而使得OFDM接收系統(tǒng)在以較小系統(tǒng)資源的代價下通過低復雜度算法實現碼元同步，并且可以利用所有的已知信息實現高精度的頻偏估計，包括利用可利用的前導符號和可利用的CP等已知信息。
本發(fā)明具體是這樣實現的一種正交頻分復用系統(tǒng)的同步方法，包括如下步驟第1步，發(fā)端先構造前導/同步序列，將OFDM數據符號與前導/同步序列一起發(fā)射出去；第2步，基于接收端OFDM符號中的CP進行有效符號長度的相關，相關結果對相關序列能量進行時域一次處理，得到一次同步后的最佳同步點的集合；第3步，基于前導序列和CP進行小數倍頻偏估計，并進行小數倍頻偏補償；第4步，在一次同步輸出的同步點的集合范圍內，把小數倍頻偏補償后接收到的長前導符號與該前導符號進行時域互相關，找到時間二次同步點；第5步，找到時間二次同步點后，利用短前導符號的時域特征與接收的該前導序列經頻偏補償后，進行時域相關運算，獲得整數倍頻偏估計，然后進行整數倍頻偏補償。
所述第1步中，所述前導/同步序列，包括循環(huán)前綴及PN序列，前導序列包括兩個前導符號；所述前導符號均有重復的長度不同的PN序列構成，依據PN序列長度不同分為長前導符號和短前導符號；所述PN序列的長度由有效正交頻分復用數據長度的整數倍分之一，可為二分之一，四分之一，或其他的值。
所述第2步中，所述時序一次處理，可選取大于0.5倍最大值且小于最大值的任意一個數為判決門限，得到一次同步后的最佳同步點的集合。
所述第3步中，利用一次同步點集合中的第一個同步點，將可利用的所有前導符號和CP分別進行相同點數的FFT運算，利用FFT最大通道的輸出獲得小數倍頻偏的估計，并進行小數倍頻偏補償；所述FFT的點數取大于子載波的數目，且點數越大，精度越高。
所述第5步中，若頻偏值大于OFDM系統(tǒng)子載波間隔時，頻偏不僅包含小數倍還包含若干個整數倍，此時利用緩沖的采樣數據和同步點的信息，選擇短前導符號做整數倍的頻偏估計。
本發(fā)明所述方法，由于采用在本發(fā)明的OFDM通信系統(tǒng)中時域一次同步和二次同步方法以及高精度的小數倍頻偏估計和大范圍的整數倍頻偏估計的方案，大大提高了同步精度，在滿足工作要求的精度的同時可以去掉信道均衡后的載波相位跟蹤部分，簡化接收機的結構，并沒有耗費過多的系統(tǒng)資源，不會增加系統(tǒng)的冗余，并且運算量很小，非常利于工程實現。
總之，本發(fā)明所公開的一種無線OFDM系統(tǒng)的同步方法，所述的方法獨特、新穎，和傳統(tǒng)的基于CP同步、基于多個前導符號和多維搜索的方法相比具有如下特點1.僅需要一個前導符號即可實現OFDM的時間同步，為時間同步而耗費的系統(tǒng)資源比較??；2.避免了完全利用CP相關同步的方法中要求CP長度要遠遠大于最大多徑延時的約束，進一步提高了系統(tǒng)資源利用率；3.實現同步精度較高，其在時域二次同步輸出的相關峰相當尖銳，在極大值周圍的輸出都很小，很容易進行判決，并且由于時間一次同步已經對同步點范圍進行了估計，因此時域二次同步運算量不大；4.可以僅用一個短前導符號實現較大范圍的頻偏估計，這是基于CP等方法無法做到的，并且頻率同步運算量很小。
5.可利用所有的已知的信息進行小數倍頻偏估計，從而極大的提高CFO的估計精度，MSE比單獨用長前導提高6-7dB左右，比單獨用短前導符號提高1-2dB，頻偏估計的精度得到了很大的提高。在沒有增加系統(tǒng)的冗余的情況下，只需要進行相關的FFT運算和次數不多的加法運算即可。
6.由于頻偏估計精度的提高，可以省去在信道估計和信道均衡后的載波相偏跟蹤，簡化接收機的結構的同時，可省去每個OFDM符號中為進行載波相位跟蹤而插入的導頻，提高系統(tǒng)的頻帶利用率。
總之，本發(fā)明所提出的OFDM同步方法在大大提高同步精度的同時，并沒有增加系統(tǒng)的冗余，甚至在某些情況下可提高系統(tǒng)的頻帶利用率，并且運算量很小，非常利于工程實現。


圖1為本發(fā)明的所述正交頻分復用無線系統(tǒng)中的同步方法的實施流程圖；圖2為本發(fā)明的正交頻分復用無線系統(tǒng)中的同步方法中時域一次同步方法圖；圖3為本發(fā)明的正交頻分復用無線系統(tǒng)中的同步方法中高精度小數倍頻偏估計方法圖；圖4為本發(fā)明的正交頻分復用無線系統(tǒng)中的同步方法中時域二次同步方法圖。
具體實施例方式
以下結合附圖，將對本發(fā)明的具體實施例進行較為詳細的說明。
本發(fā)明的技術方案包括一種可獲得高精度的小數倍頻偏估計的正交頻分復用無線系統(tǒng)中的時間、頻率同步方法，其特征在于發(fā)端先構造前導/同步序列，將OFDM數據符號與前導/同步序列一起發(fā)射出去；收端進行同步的方法包括時域一次同步；基于前導序列和CP進行小數倍頻偏估計；時域二次同步；以及利用前導序列的整數倍頻偏估計方法。所述方法包括下述步驟a)、所述的發(fā)端在組幀時構造前導/同步序列，其優(yōu)選方案包括循環(huán)前綴及PN序列，前導序列可包括兩個前導符號，其時域特征為長度為NI的PN序列重復I次，其中I＝N/NI，N為OFDM的子載波數，兩個前導符號進行重復的PN序列長度不同，分別稱之為長前導符號和短前導符號。與OFDM數據符號成幀后由天線發(fā)射；b)、所述的時域一次同步方法優(yōu)選方案為基于接收端OFDM符號中的CP進行有效符號長度的相關，并且相關結果對相關序列能量進行歸一化處理，即為時域一次同步處理，可選取大于0.5倍最大值且小于最大值的任意一個數為判決門限，即可得到一次同步后的最佳同步點的集合。
c)、所述的基于前導序列和CP進行小數倍頻偏估計的方法優(yōu)選方案為利用一次同步點集合中的第一個同步點，將可利用的所有前導符號和CP分別進行相同點數的FFT運算，利用FFT最大通道的輸出獲得小數倍頻偏的估計，并進行小數倍頻偏補償。
d)、所述的時域二次同步方法包括在一次同步輸出的同步點集合范圍內，把小數倍頻偏補償后的接收到的長前導符號與該前導符號進行時域互相關，找到時間二次同步點；e)、所述的整數倍頻偏估計包括找到時域二次同步點后，利用短前導符號的時域特征與接收的該前導序列經頻偏補償后，進行時域相關運算，獲得整數倍頻偏估計，然后進行整數倍頻偏補償。
所述的同步方法，其中，所述前導/同步符號包括兩個部分，第一部分為所述循環(huán)前綴，第二部分則是由長度相同的PN序列構成的前導符號組成，其長度都為有效正交頻分復用數據長度的整數倍分之一，可為1/2、1/4或其他的值，為了保證正交頻分復用系統(tǒng)的發(fā)生的整數倍頻偏不會超過估計范圍，根據實際情況設計短前導符號時域上重復的次數。
所述的同步方法，其中，還包括利用前導符號進行同步，其同步輸出得到一個包含最佳的同步點的集合，并在相關極值輸出的后一半即沒有正交頻分復用符號塊間干擾時選取同步點。
假設按照IEEE802.16d的前導結構進行OFDM的同步，子載波數目為256。假設接收信號的第k次采樣輸出為r(k)，由經過信道的信號和接收機噪聲構成。采樣信號被緩沖，緩沖長度大于一個OFDM符號，然后將緩沖信號延時一個符號長度進行相關處理以得到時域一次同步信息。
首先，如圖2所示的，緩沖信號和被延遲N點的信號被同步送入相關器，延遲時間為一個有效的OFDM符號時間，如果對應的采樣頻率為N倍子載波間隔，那么延遲采樣數為N，否則將改變，本發(fā)明僅僅討論前者，但并不失一般性；相關器進行如下操作b(k)=Σm=0P-1r(m+k)r*(m+k+N)---(1)]]>其中，P表示長CP符號的長度，r為接收序列。當k時刻落在CP符號的長度范圍內，該相關的輸出很大，否則輸出很小，并且相關峰長度約為CP符號的長度。上述相關輸出可以通過如下公式(2)迭代實現b(k+1)＝b(k)-r(k)r*(k+N)+r(P+k)r*(P+k+N)(2)因而降低了相關運算量。
所述相關器的輸出對相關時間長度內的信號功率歸一化，利用歸一化輸出并經由檢測裝置實現時間同步判決，檢測門限由系統(tǒng)提供，然而正如前面討論的那樣，該同步誤差較大，特別是在復雜信道情況下，并且由于相關長度受限，不能充分利用整個符號的功率，因此相關受噪聲影響較大。
本發(fā)明中時域一次同步中并不用來實現同步判決，而是將可能的同步點(相關峰較大的點)位置記為{k1，k2，…，kn}作為輸出，并經由滑動相關前導序列的時域二次同步完成最終的同步。
接著取可能的同步點的第一個點用來作小數倍頻偏估計。本發(fā)明中該方法可利用上所有的可利用的已知信息。分別對符合要求的前導符號和CP進行相同點數的FFT。為了獲得高精度，FFT的點數需取大于子載波的數目，點數越大，精度越高。對能量進行歸一化后，對頻偏進行聯合估計。所述的頻偏估計方法需要進行如下的操作。
ξ^=argmax{1MSΣn=0NS-1|asH(ξ)ys(n)|2+1MLΣn=0NL-1|aLH(ξ)yL(n)|2]]> (3)式中 為頻偏估計值。第一部分為短前導符號，MS為短前導符號的時域重復次數，NS為短符號的PN重復序列的長度，其中ys(n)＝[ys(1，n)…ys(MS，n)]T，n＝0，…，NS-1 (4)as(ξ)=[1,ej2πϵ,...,ej2π(MS-1)ϵ]T,ϵ=NSξ---(5)]]>(□)T表示轉置。
第二部分為長前導符號，ML為長前導符號的時域重復次數，NL為長前導符號的PN重復序列的長度，其中yL(n)＝[yL(1，n)…yL(ML，n)]T，n＝0，…，NL-1(6)aL(ξ)=[1,ej2πϵ,...,ej2π(ML-1)ϵ]T,ϵ=NLξ---(7)]]>第三部分分別為所有符號的CP部分，NCP表示CP的長度，每個OFDM符號在時域上包含一個與CP完全相同的部分，MCP等于2，其中ycp(n)＝[ycp(1，n)…ycp(Mcp，n)]T，n＝0，…，Ncp-1(8)acp(ξ)=[1,ej2πϵ,...,ej2π(Mcp-1)ϵ]T,ϵ=Ncpξ---(9)]]>這樣便可利用全部可利用的CP的已知信息。如果系統(tǒng)仍然有其他的前導符合要求，可用相同的方法進行聯合估計。
從(3)～(9)中可看出，其實每一個部分都是對時間相關的部分進行FFT后分別取模的平方，能量歸一化后進行聯合估計。其中FFT最大輸出的通道即為頻偏估計值。
其中，所有的FFT可以借助接收機中的FFT處理核實現。
如圖4所示時域二次同步的方法。其輸入為可能的同步點集合{k1，k2，…，kn}和緩沖的采樣數據r(k)，輸出為準確的同步點位置。充分利用長前導的結構設計，使得該方法的同步相關峰輸出相當尖銳，有利于同步判決。同時，由于利用了整個符號的信號能量，因此在小信噪比情況下工作良好。所述時域二次同步方法中的相關需要進行如下操作c(k)=Σm=0N/2-1s*(k+m)r(k+m+N/2),]]>其中，s(k)為發(fā)送的前導序列，r(k)為進行小數倍頻偏校正后接收的導頻序列。顯然，式(10)的相關過程不能用迭代實現，但是其運算僅限在一次同步點集合{k1，k2，…，kn}范圍內進行，因此其運算量并不是很大。同時，由于接收信號的時間采樣序列經歷了相同的衰落，因此所述時域二次同步在準確同步點時，當公式(10)同相相加，相關峰比較尖銳，最大值點為同步點。
所述時域同步的方法不受頻偏的影響，然而，由于復信道的影響，直接由時域同步并不能得到整數倍頻偏的估計。即直接由c(km)的相位信息不能得到頻偏的估計。
第一種情況在實際系統(tǒng)中，當收發(fā)信機的頻率穩(wěn)定度很高，并且考慮到多普勒影響后頻偏值仍小于OFDM系統(tǒng)子載波間隔時，此時的頻偏僅僅是小數倍的(對子載波間隔歸一化后為一小數)。頻偏估計只需進行小數倍頻偏估計即可。
第二種情況在實際系統(tǒng)中，當收發(fā)信機的頻率穩(wěn)定度不高，并且考慮到多普勒影響后其值遠大于OFDM系統(tǒng)子載波間隔時，實際上頻偏不僅包含小數倍的，而且還包含若干個整數倍(是子載波間隔的整數倍)。此時，仍需要進行如下的操作估計整數倍頻偏。
在所述二次同步輸出同步信息后，利用緩沖的采樣數據r(k)和同步點信息km，選擇短前導符號來做整數倍頻偏的處理。需要按如下的步驟進行處理第一步按照式(11)求相關。
z=Σn=0L-1rnr*(n+NS)=Σn=0L-1Sne-j2πfΔnTSS*(n+NS)e-j2πfΔ(n+NS)TS]]>=e-j2πfΔNSTSΣn=0L-1|Sn|2---(11)]]>式(11)中，r為接收到的經過小數倍頻偏補償的前導序列，Sn=rne-j2πfΔnTS,]]>TS為OFDM符號周期。
第二步由(12)式進行估計f^Δ=angle(z)2πNSTS---(12)]]>顯然如果MS＝4，NS＝64，則整數倍頻偏估計的范圍為[-2，2]。
系統(tǒng)收發(fā)信機的頻率穩(wěn)定度、系統(tǒng)支持的最大多普勒和子載波間隔是已知的，因此根據不同的系統(tǒng)參數設計很容易得知頻偏估計是第一種情況還是第二種，根據不同情況進行不同的處理。如果整數倍頻偏的倍數更大，則可構造更短的短前導符號。
本發(fā)明方法可將整個OFDM同步過程分為以下幾個步驟①構造前導并組幀發(fā)射；②結合CP的時域一次同步；③利用全部已知信息的的小數倍頻偏估計；④利用所構造前導的時域二次同步；⑤頻率同步。時域一次同步利用OFDM的CP信息為時域二次同步提供可能的同步點范圍，小數倍頻偏估計部分可利用所有符合要求的前導符號和CP，得到高精度的估計，時域二次同步部分針對所設計的前導進行相關處理，得到準確的同步信息，結合同步點并按照上面的描述可以得到大范圍的頻偏估計，最后輸出OFDM的時間同步和頻率同步值。
但應當理解的是，本發(fā)明的上述針對較佳實施例的描述較為具體，并不能因此而認為是對本發(fā)明專利保護范圍的限制，本發(fā)明的專利保護范圍應以所附權利要求為準。
權利要求
1.一種正交頻分復用系統(tǒng)的同步方法，其特征在于，包括如下步驟第1步，發(fā)端先構造前導/同步序列，將OFDM數據符號與前導/同步序列一起發(fā)射出去；第2步，基于接收端OFDM符號中的CP進行有效符號長度的相關，相關結果對相關序列能量進行時域一次處理，得到一次同步后的最佳同步點的集合；第3步，基于前導序列和CP進行小數倍頻偏估計，并進行小數倍頻偏補償；第4步，在一次同步輸出的同步點的集合范圍內，把小數倍頻偏補償后接收到的長前導符號與該前導符號進行時域互相關，找到時間二次同步點；第5步，找到時間二次同步點后，利用短前導符號的時域特征與接收的該前導序列經頻偏補償后，進行時域相關運算，獲得整數倍頻偏估計，然后進行整數倍頻偏補償。
2.如權利要求1所述的正交頻分復用系統(tǒng)的同步方法，其特征在于所述第1步中，所述前導/同步序列，包括循環(huán)前綴及PN序列，前導序列包括兩個前導符號；所述前導符號均有重復的長度不同的PN序列構成，依據PN序列長度不同分為長前導符號和短前導符號；所述PN序列的長度由有效正交頻分復用數據長度的整數倍分之一，可為二分之一，四分之一，或其他的值。
3.如權利要求1所述的正交頻分復用系統(tǒng)的同步方法，其特征在于所述第2步中，所述時序一次處理，可選取大于0.5倍最大值且小于最大值的任意一個數為判決門限，得到一次同步后的最佳同步點的集合。
4.如權利要求1所述的正交頻分復用系統(tǒng)的同步方法，其特征在于所述第3步中，利用一次同步點集合中的第一個同步點，將可利用的所有前導符號和CP分別進行相同點數的FFT運算，利用FFT最大通道的輸出獲得小數倍頻偏的估計，并進行小數倍頻偏補償；所述FFT的點數取大于子載波的數目，且點數越大，精度越高。
5.如權利要求1所述的正交頻分復用系統(tǒng)的同步方法，其特征在于所述第5步中，若頻偏值大于OFDM系統(tǒng)子載波間隔時，頻偏不僅包含小數倍還包含若干個整數倍，此時利用緩沖的采樣數據和同步點的信息，選擇短前導符號做整數倍的頻偏估計。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種正交頻分復用系統(tǒng)的同步方法，包括發(fā)端先構造前導/同步序列，將OFDM數據符號與前導/同步序列一起發(fā)射出去；基于接收端OFDM符號中的CP進行有效符號長度的相關，相關結果對相關序列能量進行時域一次處理，得到一次同步后的最佳同步點的集合；基于前導序列和CP進行小數倍頻偏估計，并進行小數倍頻偏補償；在一次同步輸出的同步點的集合范圍內，把小數倍頻偏補償后接收到的長前導符號與該前導符號進行時域互相關，找到時間二次同步點；然后，利用短前導符號的時域特征與接收的該前導序列經頻偏補償后，進行時域相關運算，獲得整數倍頻偏估計，然后進行整數倍頻偏補償。采用所述方法，提高同步精度，減小運算量。
文檔編號H04L27/26GK1988525SQ20051013502
公開日2007年6月27日 申請日期2005年12月23日 優(yōu)先權日2005年12月23日
發(fā)明者劉巧艷, 鐵敏豪, 余秋星, 王洪洋, 王衍文 申請人:中興通訊股份有限公司