專利名稱：一種多輸入多輸出、正交頻分復用無線系統(tǒng)的同步方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種多輸入多輸出(MIMO)、正交頻分復用(OFDM)無線接收系統(tǒng)中時間同步和頻率同步的方法。
背景技術：
隨著數(shù)字信號處理技術和高速器件的發(fā)展，最初實現(xiàn)OFDM技術的障礙己不復存在，OFDM已經在DAB、DVB和WLAN等系統(tǒng)中取得了成功的應用。OFDM利用各個子載波之間的正交性，允許子信道的頻譜相互重疊，可以很大程度地利用頻譜資源。它把高速數(shù)據流通過串并轉換，使得每個子載波上的數(shù)據符號持續(xù)長度相對增加，從而有效地減少了無線信道的時間彌散所帶來的符號間串擾(ISI)，同時由于各子信道的帶寬相對較窄，均衡便可以對每個子載波分別進行，這樣就減少了接收機內均衡的復雜度。由于上述特點，這項技術在近幾年來得到廣泛的應用。
MIMO是指在發(fā)射端和接收端，分別使用多個發(fā)射天線和接收天線。傳統(tǒng)的通信系統(tǒng)是單進單出(SISO)方式，基于發(fā)射分集和接收分集的多進單出(MISO)方式、單進多出(SIMO)方式也是MIMO的特殊情況。MIMO的基本思想是在發(fā)射、接收或收發(fā)雙端采用多個天線，通過空時處理技術，充分利用信道之間的獨立衰落特性，提高頻譜利用率，通信質量和系統(tǒng)容量。
例如貝爾實驗室的Foschini等人，提出了一種分層空時結構(BLAST)，它將信源數(shù)據分成幾個子數(shù)據流，獨立進行編碼/調制。分層空時編碼系統(tǒng)在21dB的平均信噪比下可以達到42b/s/Hz的帶寬利用率，這樣的帶寬利用率對于單發(fā)射單接收系統(tǒng)是不可想象的。
高速業(yè)務和用戶數(shù)的激增使得對頻譜的需求量急劇增加，而頻譜資源是有限的，所以結合MIMO和OFDM這兩項先進的技術，一方面可以提高頻譜利用率，另一方面可以有效抵抗頻率選擇性衰落。
但是，MIMO與OFDM結合在具有以上優(yōu)點的同時，并沒有消除它們自身的缺點OFDM對頻率偏移非常敏感。為了采用OFDM技術，載波偏差與子載波間隔相比較，必須很小，否則OFDM的解調性能將收到很大影響。
然而無線信道存在時變性，在傳輸過程中會出現(xiàn)無線信號的頻率偏移，例如多普勒頻移，或者發(fā)射機載波頻率與接收機本地振蕩器之間存在的頻率偏差，都會使得OFDM系統(tǒng)子載波之間的正交性遭到破壞，從而導致子信道之間的信號互相干擾(ICI)。
同時，OFDM系統(tǒng)的碼元定時必須落在循環(huán)前綴(CP)允許的范圍內，否則這時FFT解調窗口包含了非當前碼元的信息，將引起碼元間的干擾。而對于MIMO+OFDM系統(tǒng)定時同步來說，也可以采用已知的信息進行同步分析，如CP信息，是當前比較流行的處理方法，但是基于CP信息所得到可以不需要系統(tǒng)額外的資源實現(xiàn)同步，同時計算量也不大。但其缺點是相關峰較為平坦，不利于判決，同時頻偏估計范圍小。所以，一般作為定時粗同步。
此外，利用導頻/同步符號的特殊結構進行定時的精同步。頻率同步采用特殊的前導設計來進行同步。如三星公司在2004年10月16號申請的，申請?zhí)枮?00410010473.6，公開號為CN 1630283A專利申請，在多入多出正交頻分復用系統(tǒng)中為同步而發(fā)射的前導的方法在具有Q個發(fā)射天線的OFDM通信系統(tǒng)生成一個具有CP和正交序列的基礎前導序列。如果Q≤一個預定數(shù)目M，第k個天線的前導序列為S(t-(k-1)T/Q)。如果Q＞M并且k≤M，第k個天線發(fā)射的前導序列為S(t-(k-1)T/Q)。如果Q＞M并且k＞M，第k個天線的前導序列為(-1)(PS-1)S(t-(k-1)T/Q)。其中，S(t)為正交序列，T為正交序列的周期，PS為指示前導序列的發(fā)射周期的指數(shù)。該前導序列從Q個發(fā)射天線至少被發(fā)射兩次。接收端采用CP進行定時粗同步、利用交叉相關性進行定時精同步。但是，由于該方法沒有充分利用CP和導頻等所有已知信息進行頻偏估計，所以頻偏估計的精度有限；且每個天線需要重復發(fā)送相同的前導序列，增加大量的復雜度和冗余度，系統(tǒng)傳輸效率變低。
Paolo Priotti等，于2003年8月22號申請的美國專利，其公開號為US 2005041693A1 MIMO-OFDM無線通信系統(tǒng)中頻率同步的方法和裝置提出了采用利用接收信號的信噪比(SNR)信息得到一組權值，并在頻率同步時在對應接收信號上進行加權。該方法利用最大比合并的思想進行頻率同步，需要在估計頻偏之前對每根天線的接收到的訓練符號根據它們的SNR算出的權值進行加權。該方法在不提供信道狀態(tài)信息(CSI)的情況下，或者快衰落信道低信噪比情況下，可以取得較好的頻率同步。但是，與傳統(tǒng)方法相比較，該方法需要大量的額外的權值計算，運算量巨大，系統(tǒng)延時變長，所以該方法的可實現(xiàn)性較差。
因此，現(xiàn)有技術存在缺陷，而有待于改進和發(fā)展。

發(fā)明內容
本發(fā)明的目的是提供一種多輸入多輸出、正交頻分復用技術無線系統(tǒng)中的同步方法，即提供一種MIMO+OFDM通信系統(tǒng)中時間同步和頻偏估計的方案，從而使得MIMO+OFDM接收系統(tǒng)在以較小系統(tǒng)資源的代價下通過低復雜度算法實現(xiàn)碼元同步，并且可以精確估計頻偏。
本發(fā)明具體是這樣實現(xiàn)的一種多輸入多輸出、正交頻分復用無線系統(tǒng)的同步方法，其特征在于，包括第1步，發(fā)端Q個發(fā)送通道在組幀時構造已知的導頻/同步符號，成幀后由Q個天線發(fā)射出去；笫2步，利用循環(huán)前綴有效符號長度的相關，并且將相關結果對相關序列能量進行歸一化處理，然后把處理后的結果結合系統(tǒng)門限加以判決，得到第一次碼元同步點集合；第3步，從第一次碼元同步點集合提取反映頻偏的信息，進行第一次小數(shù)倍頻偏估計，并利用估計結果進行第一次小數(shù)倍頻偏補償，補償原始數(shù)據，得到補償后的同步點集合；第4步，對第一次小數(shù)倍頻偏補償后的同步點集合點位置進行相關運算，進行第二次碼元同步，找到第二次碼元同步點集合；第5步，找到第二次碼元同步點集合后，確定了幀頭的精確位置，利用已知導頻/同步符號和CP信息，對第一次小數(shù)倍頻偏估計結果迭代計算，實現(xiàn)第二次小數(shù)倍頻偏估計，并利用估計結果進行第二次小數(shù)倍頻偏補償，補償原始數(shù)據；第6步，利用第二次小數(shù)倍頻偏補償后數(shù)據進行整數(shù)倍頻偏估計，并利用估計結果進行整數(shù)倍頻偏補償，補償?shù)诙涡?shù)倍頻偏后數(shù)據。
所述第1步中導頻/同步符號，由循環(huán)前綴及PN序列組成。
所述第2步具體包括a、接收天線的采樣輸出信號被緩沖，緩沖長度大于一個OFDM符號；b、將緩沖信號延時一個符號長度進行相關處理以得到時間粗同步信息；c、在導頻/同步符號中的時間捕獲可以根據接收信號相差一個延遲采樣數(shù)，長度為CP的窗進行相關運算。
所述第2步，可以采用一個相關窗內的信號能量的確定門限，降低虛警的概率；所述門限一般是10％。
所述第4步中，所述相關運算輸出的極值結合系統(tǒng)門限可以判斷出同步點位置，實現(xiàn)同步；所述第二次碼元同步定位OFDM幀的有用部分開始。
所述第4步中，在第二次碼元同步點集合中心，加入一個小窗，可以實現(xiàn)同步。
本發(fā)明所提供的一種多輸入多輸出、正交頻分復用技術無線系統(tǒng)中的同步方法，由于采用在MIMO+OFDM通信系統(tǒng)中的兩次碼元同步和兩次小數(shù)倍頻偏估計方案，在大大提高了同步精度的同時，并沒有耗費過多的系統(tǒng)資源，并且運算量很小，非常利于工程實現(xiàn)。所述方法獨特、新穎，和傳統(tǒng)的方法相比具有如下特點1.采用對第一次小數(shù)倍頻偏估計迭代的方式進行第二次小數(shù)倍頻偏估計，大大提高了小數(shù)倍頻偏估計的精度；2.避免了利用CP相關同步的方法中要求CP長度要遠遠大于最大多徑延時的約束，進一步提高了系統(tǒng)資源利用率；3.實現(xiàn)同步精度較高，其在第二次碼元同步輸出的相關峰相當尖銳，在極大值周圍的輸出都很小，很容易進行判決，并且由于第一次碼元同步對同步點范圍進行了估計，因此第二次碼元同步運算量不大。


圖1為本發(fā)明的所述多輸入多輸出、正交頻分復用技術無線系統(tǒng)中的同步方法的實施流程圖；圖2為本發(fā)明的所述多輸入多輸出、正交頻分復用無線系統(tǒng)中的第二次頻偏估計的具體實施流程圖。
具體實施例方式
以下結合附圖，將對本發(fā)明的具體實施例進行較為詳細的說明。
本發(fā)明所述的多輸入多輸出、正交頻分復用技術無線系統(tǒng)中的同步方法，可以由基于循環(huán)前綴(CP)相關的第一次的碼元同步；基于導頻結構的第二次的碼元同步；第一次小數(shù)倍頻偏估計；第一次小數(shù)倍頻偏補償；第二次小數(shù)倍頻偏估計；第二次小數(shù)倍頻偏補償；整數(shù)頻偏估計以及整數(shù)頻偏補償?shù)炔襟E構成。
這些步驟相互聯(lián)系，第一次碼元同步為第二次碼元同步提供可能的同步點范圍，第一次碼元同步為第一次小數(shù)倍頻偏估計提供時間信息，第二次碼元同步為第一次小數(shù)倍頻偏估計和整數(shù)頻偏估計提供時間信息。具體包括下述步驟(a)、發(fā)端Q個(Q是發(fā)送通道數(shù))發(fā)送通道在組幀時構造已知的導頻/同步符號，成幀后由Q個天線發(fā)射出去；(b)、接收端L個(L是接收通道數(shù))天線接收信號，并傳送給L個接收通道；在L個接收通道分別進行第一次碼元同步；第一次碼元同步是利用循環(huán)前綴有效符號長度的相關，并且將相關結果對相關序列能量進行歸一化處理，然后把處理后的結果結合系統(tǒng)門限加以判決，得到第一次碼元同步點集合；(c)、L個接收通道分別從第一次碼元同步點集合提取反映頻偏的信息，進行第一次小數(shù)倍頻偏估計，并利用估計結果進行第一次小數(shù)倍頻偏補償，補償原始數(shù)據，得到補償后的同步點集合；(d)、L個接收通道分別在第一次小數(shù)倍頻偏補償后的同步點集合點位置進行相關運算，進行第二次碼元同步，找到第二次碼元同步點集合；(e)、找到第二次碼元同步點集合后，確定了幀頭的精確位置。此時L個接收通道分別利用所有已知導頻/同步符號和CP等信息，對第一次小數(shù)倍頻偏估計結果迭代計算，實現(xiàn)第二次小數(shù)倍頻偏估計。并利用估計結果進行第二次小數(shù)倍頻偏補償，補償原始數(shù)據。
(f)、L個接收通道分別對第二次小數(shù)倍頻偏補償后數(shù)據進行整數(shù)倍頻偏估計，并利用估計結果進行整數(shù)倍頻偏補償，補償?shù)诙涡?shù)倍頻偏后數(shù)據。
如圖1所示為本發(fā)明提供的一種MIMO-OFDM無線通信系統(tǒng)中碼元同步、頻偏同步的方法。
常規(guī)的MIMO-OFDM發(fā)射系統(tǒng)由信道編碼、空時編碼、各個發(fā)送通道上的OFDM調制器(串并變換、IFFT、加CP)并且經過數(shù)模轉換(D/A)和上變頻最后經過各個天線發(fā)射出去對于多徑比較豐富且多徑時延較大的信道來講，每個OFDM上的子載波信息經歷的可能是平坦衰落，利于均衡，然而這也帶來了其他的問題，比如當載波發(fā)生偏移時，子載波間的正交性受到破壞，解調失敗。
因此同單載波系統(tǒng)相比，多載波系統(tǒng)對頻偏等更為敏感，必須進行頻率同步等處理。接收機是發(fā)射的逆過程，包括各個接收通道的下變頻、模數(shù)轉換(ADC)、時間/碼元與頻率同步、信道估計均衡、FFT解調、并串轉換、空時解碼和信道解碼。
假設MIMO-OFDM系統(tǒng)中包括Q個發(fā)送天線、Q個發(fā)送通道、L個接收天線以及L個接收通道。主要包括以下步驟(1)發(fā)端Q個發(fā)送天線中，在組幀時考慮按Q個發(fā)送天線構造導頻/同步符號，這些符號都由循環(huán)前綴及PN序列組成。Q個天線發(fā)送的導頻/同步符號相互正交。該序列和其他的數(shù)據信息成幀后由Q個天線發(fā)射；(2)接收端L個天線接收信號，并傳送給L個接收通道，L個接收通道分別利用循環(huán)前綴進行有效符號長度的相關，并且將相關結果對相關序列能量進行歸一化處理，并結合系統(tǒng)門限加以判決，得到第一次碼元同步點集合，即為第一次碼元同步處理。
假設第j根接收天線的第k次采樣輸出為rj，k，由經過信道的信號和接收機噪聲構成。采樣信號被緩沖，緩沖長度大于一個OFDM符號，然后將緩沖信號延時一個符號長度進行相關處理以得到時間粗同步信息，這個模塊為粗同步模塊。在導頻/同步符號中的時間捕獲可以根據接收信號相差一個NI，長度為G的窗進行相關運算。
nj,coarse=argmaxn{φj,n}---(1)]]>
其中φj,n=Σk=0Gr*j,n+krj,n+k+N,]]>G表示CP長度，()*表示共軛，N是FFT的長度，NI為延遲采樣數(shù)，對應的采樣頻率為NI倍子載波間隔，G≤NI≤N，NI＝N/I，其中I是一個可以被N整除的整數(shù)。
當n時刻落在CP范圍內，該相關的輸出很大，否則輸出很小，并且相關峰長度約為CP。nj，coarse是第j根天線上第一次時間同步的最優(yōu)時刻。當AGC沒有建立時，可能在幀開始之前的信號功率過高，導致依靠上式的幀頭檢測失敗。采用一個相關窗內的信號能量的確定門限降低虛警的概率，這個門限一般是10％，表達式如下PFA，j＝nj，coarse/(power(rj，n))(2)其中power(rj,n)=12Σk=0G/2-1(rj,n+k+NI*rj,n+k+NI+rj,n+k*rj,n+k).]]>利用CP相關同步，其同步輸出較寬，很難得到最佳的同步點，為了避免直接利用CP相關進行同步方法很難確定同步點的問題，一般選取CP的長度很長，比如大于最大多徑時延的2倍等，在相關極值輸出的后一半(沒有OFDM符號塊間干擾)選取同步點。這樣做的確可以得到很好的時間同步效果，然而過長的CP降低了系統(tǒng)資源利用效率，因為畢竟CP存在于每個符號中； 因此本發(fā)明中這部分的輸出為一個集合，最佳的同步點就包含在其中。
(3)第一次碼元同步點集合的相位反映了頻偏信息，利用這個特點進行第一次小數(shù)倍頻偏估計。L個接收通道分別從第一次碼元同步點集合提取反映頻偏的信息，進行第一次小數(shù)倍頻偏估計，并利用估計結果進行第一次小數(shù)倍頻偏補償，補償原始數(shù)據，得到補償后的同步點集合。
收發(fā)端的本振中的任何頻偏在時間域上的反映都是一個相偏θ＝2πγNI/N，其中γ是實際頻偏對應于子載波間隔的一個比例。在至多±I/2個子載波間隔的頻偏估計如式(3)γ^j=I2π∠{φnj,coarse}---(3)]]>其中是nj，coarse第j根天線上第一次碼元同步的最優(yōu)時刻， 代表第j根天線上第一次小數(shù)倍頻偏估計值。然后進行第一次小數(shù)倍頻偏補償。第j根天線上導頻/同步符號中的頻偏可以通過在接收采樣序列中乘上 補償，數(shù)據中的頻偏可以通過在接收采樣序列中乘上 補償；
(4)L個接收通道分別在第一次小數(shù)倍頻偏補償后的同步點集合點位置進行相關運算，進行第二次碼元同步，找到第二次碼元同步點集合。由于該輸出并結合系統(tǒng)門限可以判斷出同步點位置，解決了利用CP相關時很難判斷的問題，并且該方法的同步誤差很小。
第二次碼元同步定位OFDM幀的有用部分的開始。它的量度是 其中 sq，k表示第q個發(fā)送天線上發(fā)送的第k時刻的導頻/同步符號。該同步充分利用導頻/同步符號的結構設計，使得同步輸出相當尖銳，有利于同步判決。同時，由于利用了整個符號的信號能量，因此在小信噪比情況下工作良好由于第二次碼元時間同步需要代價較高的計算過程，所以在第二次碼元同步點集合中心，加入一個小窗來實現(xiàn)精確同步；(5)找到第二次碼元同步點集合后，確定了幀頭的精確位置。此時L個接收通道分別利用所有已知導頻/同步符號和CP等信息，進行第二次小數(shù)倍頻偏估計。第二次小數(shù)倍頻偏估計對第一次小數(shù)倍頻偏估計的一次迭代過程，并利用估計結果進行第二次小數(shù)倍頻偏補償，補償原始數(shù)據。
第j根接收天線的精確同步點為nj，fine，頻偏的估計(5)進行v(nj,fine)=Σn=nj,finenj,fine+NIrj(nj,fine+n)rj*(nj,fine+n+NI)]]>γ^j,fine=arg(v(nj,fine))*NI/2π---(5)]]>其中 代表第j根天線上第二次小數(shù)倍頻偏估計值。按照上式的估計，仿真證明精度大幅提高。然后進行第一次小數(shù)倍頻偏補償。第j根天線上導頻/同步符號中的頻偏可以通過在接收采樣序列中乘上 補償，數(shù)據中的頻偏可以通過在接收采樣序列中乘上 補償。
(6)L個接收通道分別對第二次小數(shù)倍頻偏補償后數(shù)據進行整數(shù)倍頻偏估計，并利用估計結果進行整數(shù)倍頻偏補償，補償?shù)诙涡?shù)倍頻偏后數(shù)據。
假設相同的導頻/同步符號{Sk(q)}Nk＝1在所有的Q天線傳送。殘余頻偏是子載波間隔的整數(shù)倍，即為整數(shù)倍頻偏，它可以通過在接收端計算一個循環(huán)的{Sk(q)}Nk＝1互相關x(k)=Σn=0N-1S(q)(k+N)NRn(1)c---(6)]]>其中，R(1)cn=FFTN{rn(1)ej2πr^MLn/NI}---(7)]]>整數(shù)倍頻偏估計為Γ^=argmax{|x(k)|},]]>k＝0，1，...，N-1。對第二次小數(shù)倍頻偏補償后的數(shù)據進行整數(shù)倍頻偏補償。第j根天線上導頻/同步符號中的頻偏可以通過在第二次小數(shù)倍頻偏補償后的采樣序列中乘上 補償，數(shù)據中的頻偏可以通過在第二次小數(shù)倍頻偏補償后的采樣序列中乘上 補償。
本發(fā)明方法可將整個MIMO+OFDM同步過程分為以下幾個步驟①發(fā)端在組幀時(Q為發(fā)送天線個數(shù))構造Q個導頻/同步符號，成幀后由Q個天線發(fā)射；②利用循環(huán)前綴進行第一次碼元同步；③利用第一次碼元同步點集合的頻偏信息進行第一次小數(shù)倍頻偏估計，并進行第一次小數(shù)倍頻偏補償；④第二次碼元同步利用第一次碼元同步提供可能的同步點范圍，針對所設計的導頻/同步符號進行相關處理并結合系統(tǒng)提供的門限進行同步判決，得到準確的同步信息；⑤利用導頻/同步符號和CP信息，對第一次小數(shù)倍頻偏估計迭代進行第二次小數(shù)倍頻偏估計，并進行第二次小數(shù)倍頻偏補償；⑥進行整數(shù)倍頻率估計，并進行整數(shù)倍頻偏補償，最后輸出MIMO+OFDM的時間同步和頻率同步值。
但應當理解的是，本發(fā)明的上述針對具體實施例的描述較為具體，并不能因此而認為是對本發(fā)明專利保護范圍的限制，本發(fā)明的專利保護范圍應以所附權利要求為準。
權利要求
1.一種多輸入多輸出、正交頻分復用無線系統(tǒng)的同步方法，其特征在于，包括第1步，發(fā)端Q個發(fā)送通道在組幀時構造已知的導頻/同步符號，成幀后由Q個天線發(fā)射出去；第2步，利用循環(huán)前綴有效符號長度的相關，并且將相關結果對相關序列能量進行歸一化處理，然后把處理后的結果結合系統(tǒng)門限加以判決，得到第一次碼元同步點集合；第3步，從第一次碼元同步點集合提取反映頻偏的信息，進行第一次小數(shù)倍頻偏估計，并利用估計結果進行第一次小數(shù)倍頻偏補償，補償原始數(shù)據，得到補償后的同步點集合；第4步，對第一次小數(shù)倍頻偏補償后的同步點集合點位置進行相關運算，進行第二次碼元同步，找到第二次碼元同步點集合；第5步，找到第二次碼元同步點集合后，確定了幀頭的精確位置，利用已知導頻/同步符號和CP信息，對第一次小數(shù)倍頻偏估計結果迭代計算，實現(xiàn)第二次小數(shù)倍頻偏估計，并利用估計結果進行第二次小數(shù)倍頻偏補償，補償原始數(shù)據；第6步，利用第二次小數(shù)倍頻偏補償后數(shù)據進行整數(shù)倍頻偏估計，并利用估計結果進行整數(shù)倍頻偏補償，補償?shù)诙涡?shù)倍頻偏后數(shù)據。
2.如權利要求1所述的多輸入多輸出、正交頻分復用無線系統(tǒng)的同步方法，其特征在于所述第1步中導頻/同步符號，由循環(huán)前綴及PN序列組成。
3.如權利要求1所述的多輸入多輸出、正交頻分復用無線系統(tǒng)的同步方法，其特征在于所述第2步具體包括a、接收天線的采樣輸出信號被緩沖，緩沖長度大于一個OFDM符號；b、將緩沖信號延時一個符號長度進行相關處理以得到時間粗同步信息；c、在導頻/同步符號中的時間捕獲可以根據接收信號相差一個延遲采樣數(shù)，長度為CP的窗進行相關運算。
4.如權利要求1或3所述的多輸入多輸出、正交頻分復用無線系統(tǒng)的同步方法，其特征在于所述第2步，可以采用一個相關窗內的信號能量的確定門限，降低虛警的概率；所述門限一般是10％。
5.如權利要求1所述的多輸入多輸出、正交頻分復用無線系統(tǒng)的同步方法，其特征在于所述第4步中，所述相關運算輸出的極值結合系統(tǒng)門限可以判斷出同步點位置，實現(xiàn)同步；所述第二次碼元同步定位OFDM幀的有用部分開始。
6.如權利要求1所述的多輸入多輸出、正交頻分復用無線系統(tǒng)的同步方法，其特征在于所述第4步中，在第二次碼元同步點集合中心，加入一個小窗，可以實現(xiàn)同步。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種多輸入多輸出、正交頻分復用無線系統(tǒng)的同步方法，可以由基于循環(huán)前綴相關的第一次的碼元同步；基于導頻結構的第二次的碼元同步；第一次小數(shù)倍頻偏估計；第一次小數(shù)倍頻偏補償；第二次小數(shù)倍頻偏估計；第二次小數(shù)倍頻偏補償；整數(shù)頻偏估計以及整數(shù)頻偏補償?shù)炔襟E構成。采用本發(fā)明所述的方法，與現(xiàn)有技術相比，由于采用在MIMO+OFDM的通信系統(tǒng)中進行兩次碼元同步、兩次小數(shù)倍頻偏估計和兩次小數(shù)倍頻偏補償?shù)募夹g方案，在大大提高了同步精度的同時，并沒有耗費過多的系統(tǒng)資源，并且運算量很小，非常利于工程實現(xiàn)。
文檔編號H04L1/02GK1988526SQ20051013502
公開日2007年6月27日 申請日期2005年12月23日 優(yōu)先權日2005年12月23日
發(fā)明者鐵敏豪, 劉巧艷, 王衍文, 李斌, 王洪洋 申請人:中興通訊股份有限公司