專利名稱：無線電通信系統(tǒng)中采用的粗符號定時估計方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種無線電通信系統(tǒng)中采用的粗符號定時估計方法，所述無線電通信系統(tǒng)特別是DRM系統(tǒng)。根據(jù)本發(fā)明的方法，能夠減輕各種信道不利因素對粗符號定時估計的影響。
背景技術(shù)：
DRM(世界數(shù)字無線電廣播，Digital Radio Mondiale)是一種新型的數(shù)字無線廣播系統(tǒng)，它是短波、中波以及長波調(diào)幅廣播頻段的唯一的通用型非專利數(shù)字無線電廣播系統(tǒng)。在同樣的覆蓋范圍條件下，DRM發(fā)射機(jī)功率比傳統(tǒng)的模擬發(fā)射機(jī)功率低6-9dB，數(shù)字廣播比模擬廣播的同鄰頻保護(hù)率低，抗多徑干擾能力強(qiáng)，便于移動接收；音質(zhì)可以達(dá)到CD或調(diào)頻立體聲的質(zhì)量；能夠提供附加數(shù)據(jù)和多媒體信息；與DAB相比，它的接收機(jī)價格更容易被廣大聽眾所接受。它的出現(xiàn)是30MHz以下頻段廣播復(fù)興的標(biāo)志，而且目前已經(jīng)成為國際標(biāo)準(zhǔn)。
DRM系統(tǒng)采用了正交頻分復(fù)用(OFDM)技術(shù)。OFDM可以看作是一種特殊的多載波技術(shù)。與單載波系統(tǒng)相比，多載波系統(tǒng)的同步更為復(fù)雜。與其它的多載波系統(tǒng)相比，DRM系統(tǒng)的短波信道傳輸環(huán)境則更為惡劣，表現(xiàn)在更大的時延擴(kuò)展、更強(qiáng)的時延信號功率、更大的相對多普勒擴(kuò)展和存在多普勒頻移等。因此，DRM系統(tǒng)的同步算法設(shè)計將更為復(fù)雜和具有挑戰(zhàn)性。
在DRM接收機(jī)中，同步可以被劃分為五個任務(wù)，即強(qiáng)健模式檢測、符號定時同步、載波頻率同步、采樣時鐘同步和幀定時同步，如圖1所示。在DRM系統(tǒng)中，符號定時同步可以被劃分為三個主要的部分粗符號定時估計(捕獲階段)、粗符號定時偏移估計(捕獲階段)和精符號定時偏移估計(跟蹤階段)。本說明書將專注于DRM系統(tǒng)的粗符號定時估計技術(shù)。
DRM系統(tǒng)具有四種強(qiáng)健模式方式，即模式A、B、C和D。表1列出了這四種強(qiáng)健模式方式的典型用途。
表1強(qiáng)健模式的典型用途

對應(yīng)于不同的強(qiáng)健模式，定義了不同的OFDM參數(shù)集，如表2所示。
表2OFDM信號參數(shù)

在表2中，Ts表示OFDM符號的持續(xù)時間，Tg表示保護(hù)間隔的持續(xù)時間，Tu表示OFDM符號有用部分的持續(xù)時間，T表示基本的時間周期，等于83(1/3)μs。如果以T，作為時間單位，則對應(yīng)于四種模式A、B、C和D，其保護(hù)間隔的長度依次等于32、64、64和88。同理，有用部分的長度依次等于288、256、176和112?；谏鲜鰠?shù)，可以確定IFFT和FFT的長度。通常IFFT和FFT的長度是有用部分長度的整數(shù)倍，而4倍是一個常用的參數(shù)。在這種條件下，IFF和FFT的長度依次等于288×4＝1152、256×4＝1024、176×4＝704和112×4＝448。
表3列出了一個實際的DRM接收機(jī)采用的參數(shù)值。
表3一組實際的OFDM參數(shù)值

當(dāng)強(qiáng)健模式檢測完成后，DRM同步的下一個任務(wù)就是進(jìn)行粗符號定時同步。眾所周知，F(xiàn)FT解調(diào)窗的錯誤定位將會引起符號間干擾(ISI)，甚至載波間干擾(ICI)，并對后續(xù)的同步和信道估計產(chǎn)生很大的影響。粗符號定時估計的兩個主要的目標(biāo)是1)保證估計的位置位于ISI自由區(qū)，如圖2所示；2)估計位置的波動小。從圖2可以看出，估計的符號定時位置可能落在四個區(qū)域前一個符號的數(shù)據(jù)區(qū)域、ISI區(qū)域、當(dāng)前符號的數(shù)據(jù)區(qū)域和無ISI區(qū)域。在這四個區(qū)域中，只有最后一個區(qū)域，即無ISI區(qū)域，是希望的符號定時位置區(qū)域。
基于保護(hù)間隔相關(guān)的粗符號定時估計方法被廣泛應(yīng)用。在下面的內(nèi)容中，我們將首先介紹一種傳統(tǒng)的粗符號定時估計方法。
粗符號定時估計方法通?；诒Ｗo(hù)間隔相關(guān)的思想。它的相關(guān)函數(shù)定義為λ(θ)＝|γ(θ)|-ρΦ(θ) (1)這里，
γ(θ)=Σk=θθ+L-1r(k)·r*(k-Nu)---(2)]]>Φ(θ)=12Σk=θk+L-1|r(k)|2+|r(k-Nu)|2---(3)]]>這里r(k)表示接收的OFDM采樣信號，k表示信號樣點序號。Nu表示OFDM符號的有用部分的長度，如上表3所示。L表示相關(guān)窗的長度。當(dāng)然，本發(fā)明的相關(guān)函數(shù)并不局限于此，其可以是各種無線電通信系統(tǒng)中所采用的其他相關(guān)函數(shù)。
傳統(tǒng)的粗符號定時估計方法利用了整個保護(hù)間隔的信息，即相關(guān)窗的長度L等于整個保護(hù)間隔的長度Ng。不同強(qiáng)健模式情況下，參數(shù)Ng和Nu的值如上表3所示。在高信噪比(SNRSignal-to-Noise Ratio)情況下，設(shè)置參數(shù)ρ的值為1。
傳統(tǒng)粗符號定時估計方法的估計準(zhǔn)則可以表示為θ^=argmaxθλ(θ)---(4)]]>上述估計準(zhǔn)則可以描述為使相關(guān)函數(shù)λ(θ)最大的定時位置θ即為粗符號定時估計值 眾所周知，傳統(tǒng)的粗符號定時估計方法在加性白高斯信道情況下具有很好的估計性能。但是，在多徑衰落信道，特別是大時延擴(kuò)展信道情況下，傳統(tǒng)方法的估計性能顯著下降。這是因為相關(guān)窗包含了其它OFDM符號的信息，例如前一個OFDM符號的信息，如圖3所示。其它符號的信息可以被看作是一種干擾信號，其將影響相關(guān)結(jié)果，從而引起估計性能的下降。而在高斯信道條件下，由于只有一個傳輸路徑，因此相關(guān)窗中將不存在干擾信號，如圖4所示。
然而，我們都知道，在一個移動無線通信系統(tǒng)中，多徑傳播是其傳輸信道最重要的特點。AM廣播無線傳輸信道也是如此。但與其它大多數(shù)的無線移動通信系統(tǒng)相比，DRM系統(tǒng)的信道模型更為復(fù)雜，并且這使其同步也變的更為復(fù)雜。DRM系統(tǒng)的信道模型具有以下幾個顯著的特點1)更大的時延擴(kuò)展；2)更大的延遲信號平均功率；3)更大的多普勒擴(kuò)展；4)存在多普勒頻移等。在DRM系統(tǒng)規(guī)范中，共列出了六種AM廣播無線傳輸信道模型，如表4所示。我們以信道模型5為例，來解釋DRM系統(tǒng)AM廣播傳輸信道的顯著特點。如表4所示，信道模型5的時延擴(kuò)展多達(dá)4ms，幾乎占了模式B整個保護(hù)時間的3/4；第二個路徑的信號功率等于主徑信號的功率，而通常延遲信號的功率都遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于主徑信號功率。另外，信道模型5兩個路徑的多普勒擴(kuò)展甚至大于模式B子載波間隔的4％。對于其它的信道模型，例如信道3，其還存在著多普勒頻移因素。
表4DRM系統(tǒng)的信道參數(shù)







在DRM系統(tǒng)鏈路仿真中，我們發(fā)現(xiàn)傳統(tǒng)的粗符號定時估計方法具有很高的估計方差。更為糟糕的是，估計的符號定時位置經(jīng)常會落入ISI區(qū)域或數(shù)據(jù)區(qū)域，如圖2所示。為了克服傳統(tǒng)方法的這些缺點，我們提出了一種根據(jù)本發(fā)明的粗符號定時估計方法。

發(fā)明內(nèi)容
為了克服現(xiàn)有技術(shù)中的缺陷提出了本發(fā)明，因此，本發(fā)明的目的是一種無線電通信系統(tǒng)中采用的粗符號定時估計方法，所述無線電通信系統(tǒng)特別是DRM系統(tǒng)。根據(jù)本發(fā)明的方法，能夠減輕各種信道不利因素對粗符號定時估計的影響。
為了實現(xiàn)上述目的，根據(jù)本發(fā)明，提出了一種無線電通信系統(tǒng)中采用的粗符號定時估計方法，所述方法包括利用長度小于保護(hù)間隔的長度的相關(guān)窗來形成粗符號定時估計所需的相關(guān)函數(shù)；利用所述相關(guān)函數(shù)來獲取對輸入的采樣信號進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算后的相關(guān)圖案；以及利用緊隨相關(guān)圖案的相關(guān)峰波動平臺的下降沿上、低于相關(guān)峰波動平臺的任意值作為閾值來獲取粗符號定時位置。
優(yōu)選地，將所述相關(guān)函數(shù)中反映信噪比狀況的參數(shù)設(shè)置為小于1。
優(yōu)選地，所述相關(guān)窗的長度所代表的時間長度小于保護(hù)間隔的長度所代表的時間長度減去多徑干擾中的最大多徑時延。
優(yōu)選地，所述閾值等于零。
優(yōu)選地，所述無線電通信系統(tǒng)為DRM系統(tǒng)。
優(yōu)選地，所述粗符號定時估計方法基于保護(hù)間隔。


通過參考以下結(jié)合附圖對所采用的優(yōu)選實施例的詳細(xì)描述，本發(fā)明的上述目的、優(yōu)點和特征將變得顯而易見，其中圖1是示出了DRM同步任務(wù)的方框圖；圖2是示出了估計的粗符號定時位置可能落入的四個區(qū)域的示意圖；圖3是示出了多徑衰落信道條件下的相關(guān)窗的示意圖；圖4是示出了高斯信道條件下的相關(guān)窗的示意圖；圖5是示出了根據(jù)本發(fā)明的粗符號定時估計方法的示意圖；圖6是示出了本發(fā)明的方法與傳統(tǒng)方法相比較的概率分布(模式A，信道1)的曲線圖；圖7是示出了本發(fā)明的方法與傳統(tǒng)方法相比較的概率分布(模式B，信道3)的曲線圖；以及圖8是示出了本發(fā)明的方法和傳統(tǒng)的估計方法的性能比較的曲線圖。
具體實施例方式
為了克服傳統(tǒng)方法的這些缺點，我們提出了一種根據(jù)本發(fā)明的粗符號定時估計方法。盡管根據(jù)本發(fā)明的粗符號定時估計方法同樣基于保護(hù)間隔相關(guān)的思想，且其相關(guān)函數(shù)與傳統(tǒng)方法的相同，但是為了減輕各種信道不利因素對粗符號定時估計的影響，根據(jù)本發(fā)明的粗符號定時方法采取了三種關(guān)鍵的估計策略。這三種策略有效減輕了各種信道不利因素的影響，從而保證估計的符號定時位置落入無ISI區(qū)域并且具有更小的估計位置波動。
根據(jù)本發(fā)明的粗符號定時估計方法同樣基于保護(hù)間隔相關(guān)的思想。其相關(guān)函數(shù)與傳統(tǒng)方法的相同，式(1)所示。但是為了減輕各種信道不利因素對粗符號定時估計的影響，我們采取了三種策略(1)在相關(guān)函數(shù)式(1)中，相關(guān)窗的長度L要小于保護(hù)間隔的長度Ng，優(yōu)選地，所述相關(guān)窗的長度L所代表的時間長度(L乘以采樣周期)小于保護(hù)間隔Ng的長度所代表的時間長度(Ng乘以采樣周期)減去多徑干擾中的最大多徑時延。
(2)在相關(guān)函數(shù)式(1)中，參數(shù)ρ的值要小于1；該參數(shù)ρ通常為反映系統(tǒng)信噪比狀況的參數(shù)。
根據(jù)以上(1)和(2)兩個條件，可以形成根據(jù)本發(fā)明的粗符號定時估計所需的相關(guān)函數(shù)。但是，需要注意的是，在本發(fā)明中，條件(2)是可選的條件。
(3)由此，在利用所述相關(guān)函數(shù)獲得了對輸入的采樣信號進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算后的相關(guān)圖案之后，修改了定時估計準(zhǔn)則，即獲取符號定時位置的規(guī)則。
也就是，其滿足兩個條件1)位于相關(guān)峰波動平臺的下降沿上；2)將低于相關(guān)峰波動平臺的任意值作為閾值，來選擇粗符號定時位置。
作為示例，在圖5中，選擇的閾值等于零。當(dāng)然，可以選擇緊隨相關(guān)圖案的相關(guān)峰波動平臺的下降沿上、低于相關(guān)峰波動平臺的任意值作為閾值。
具體地，上述第三個策略如圖5所示。在圖5中，設(shè)置參數(shù)L等于Ng/4，ρ等于0.85。其它的仿真參數(shù)為模式B，信道3，10KHz帶寬，SNR為25.4dB。
通過計算機(jī)仿真評估了傳統(tǒng)的和根據(jù)本發(fā)明的粗符號定時估計方法的性能。選擇以下兩個性能指標(biāo)1)估計的符號定時位置的概率分布；2)估計的符號定時位置的均方誤差。
共同的仿真參數(shù)10KHz信號帶寬、載波頻率偏移2.45F(F表示子載波間隔)、采樣時鐘頻率偏移50ppm、基帶信號樣點速率48KHz。對于根據(jù)本發(fā)明的粗符號定時估計方法，L＝Ng/4，ρ＝0.85。
由此可以了解本發(fā)明的效果。如以下所示。
(1)概率分布DRM系統(tǒng)共有6種信道模型。我們選擇兩個典型的信道信道1和3，其參數(shù)如表4所示。信道1即為高斯信道。相對于信道1，強(qiáng)健模式為A和SNR 15.6dB。相對于信道3，強(qiáng)健模式為B和SNR 25.4dB。仿真結(jié)果如圖6和圖7所示。作為比較，我們也給出了減少相關(guān)長度的傳統(tǒng)方法的仿真結(jié)果，相關(guān)長度等于Ng/4。
需要強(qiáng)調(diào)的是，如果用 表示粗符號定時的估計值，則當(dāng)估計位置落入前一個符號的數(shù)據(jù)區(qū)域時，θ^<0;]]>當(dāng)估計位置落入ISI或ISI自由區(qū)時，0≤θ^≤Ng;]]>當(dāng)估計位置落入當(dāng)前符號的數(shù)據(jù)區(qū)域時，θ^>Ng.]]>從圖6可以看出，在高斯信道條件下，傳統(tǒng)估計方法的估計位置通常位于定時位置0附近。雖然傳統(tǒng)方法具有很好的聚焦特性，但幾乎一半的估計位置都落入了前一個符號的數(shù)據(jù)區(qū)域。而根據(jù)本發(fā)明的粗符號定時估計方法不但具有好的聚焦特性，而且其估計位置通常會落入無ISI區(qū)域。
從圖7可以看出，傳統(tǒng)估計方法的聚焦特性在多徑信道條件下開始變差。更糟糕的是，其估計位置通常會落入ISI區(qū)域。這對于同步是不能接受的。我們知道，適當(dāng)減少相關(guān)窗長度可以減輕由于多徑引起的信道不利因素的影響。如圖7所示，當(dāng)采用減少的相關(guān)窗長度時，傳統(tǒng)估計方法的估計位置主要落入了無ISI區(qū)域，這是一個很大的提高。但是，其估計位置落入的區(qū)域范圍很大，例如從64到192。這意味著估計位置的波動很大。根據(jù)本發(fā)明的估計方法將能夠有效的克服這個缺點。從圖7可以看出，根據(jù)本發(fā)明的估計方法的估計位置落入一個范圍相對更小的區(qū)域，例如從192到256。這暗示根據(jù)本發(fā)明的粗符號定時估計方法具有更小的估計位置波動。
(2)均方誤差均方誤差定義為MSE=1NΣ(θ^-θoptNg)2]]>這里，θopt表示最佳的符號定時位置，等于Ng，如圖2所示。N表示OFDM符號數(shù)。在仿真中，每個仿真場景使用100000符號。對于每個仿真場景，其仿真參數(shù)如表5所示。
仿真結(jié)果如圖8所示。從圖8可以看出，與傳統(tǒng)方法相比，根據(jù)本發(fā)明的粗符號定時估計方法具有更小的估計均方誤差。
表5仿真參數(shù)設(shè)置

與其它大多數(shù)無線移動通信系統(tǒng)的傳輸信道相比，DRM系統(tǒng)的信道條件更為惡劣。這導(dǎo)致傳統(tǒng)的粗符號定時估計方法不能夠在DRM系統(tǒng)中正常工作。為此，我們提出了上述的有效的粗符號定時估計方法。
無論是傳統(tǒng)的還是根據(jù)本發(fā)明的粗符號定時估計方法都是基于保護(hù)間隔相關(guān)的思想。這兩種方法主要的區(qū)別是1)它們采用了不同的相關(guān)窗長度。傳統(tǒng)的粗符號定時估計方法，其相關(guān)窗長度L等于整個保護(hù)間隔的長度Ng。而根據(jù)本發(fā)明的粗符號定時估計方法，其相關(guān)窗的長度L要小于保護(hù)保護(hù)間隔的長度Ng。
2)它們采用了不同的估計準(zhǔn)則。傳統(tǒng)方法的估計準(zhǔn)則可以描述為使相關(guān)函數(shù)λ(θ)最大的定時位置被選擇為粗符號定時位置的估計值。而新方法的估計準(zhǔn)則更為復(fù)雜。定時位置需要滿足兩個條件1)位于相關(guān)峰之后；2)其對應(yīng)的相關(guān)函數(shù)值是第一個小于0的值；才可以被選擇為粗符號定時位置估計值。
與傳統(tǒng)的粗符號定時估計方法相比，減少相關(guān)窗可以有效的減輕各種信道不利因素的影響，從而保證估計的符號定時位置落入無ISI區(qū)域。而根據(jù)本發(fā)明的估計準(zhǔn)則可以保證估計的符號定時位置具有更小的波動。因此，根據(jù)本發(fā)明的粗符號定時估計方法具有三個顯著的優(yōu)點1)保證估計的粗符號定時位置不會落入ISI或數(shù)據(jù)區(qū)域；2)更小的估計位置波動；3)占用更少的硬件資源。
仿真結(jié)果也表明。與傳統(tǒng)的估計方法相比，根據(jù)本發(fā)明的粗符號定時估計方法具有更好的估計性能。
盡管以上已經(jīng)結(jié)合本發(fā)明的優(yōu)選實施例示出了本發(fā)明，但是本領(lǐng)域的技術(shù)人員將會理解，在不脫離本發(fā)明的精神和范圍的情況下，可以對本發(fā)明進(jìn)行各種修改、替換和改變。因此，本發(fā)明不應(yīng)由上述實施例來限定，而應(yīng)由所附權(quán)利要求及其等價物來限定。
權(quán)利要求
1.一種無線電通信系統(tǒng)中采用的粗符號定時估計方法，所述方法包括利用長度小于保護(hù)間隔的長度的相關(guān)窗來形成粗符號定時估計所需的相關(guān)函數(shù)；利用所述相關(guān)函數(shù)來獲取對輸入的采樣信號進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算后的相關(guān)圖案；以及利用緊隨相關(guān)圖案的相關(guān)峰波動平臺的下降沿上、低于相關(guān)峰波動平臺的任意值作為閾值來獲取粗符號定時位置。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于將所述相關(guān)函數(shù)中反映信噪比狀況的參數(shù)設(shè)置為小于1。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于所述相關(guān)窗的長度所代表的時間長度小于保護(hù)間隔的長度所代表的時間長度減去多徑干擾中的最大多徑時延。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于所述閾值等于零。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于所述無線電通信系統(tǒng)為世界數(shù)字無線電廣播系統(tǒng)。
6.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于所述粗符號定時估計方法基于保護(hù)間隔。
全文摘要
根據(jù)本發(fā)明，提出了一種無線電通信系統(tǒng)中采用的粗符號定時估計方法，所述方法包括利用長度小于保護(hù)間隔的長度的相關(guān)窗來形成粗符號定時估計所需的相關(guān)函數(shù)；利用所述相關(guān)函數(shù)來獲取對輸入的采樣信號進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算后的相關(guān)圖案；以及利用緊隨相關(guān)圖案的相關(guān)峰波動平臺的下降沿上、低于相關(guān)峰波動平臺的任意值作為閾值來獲取粗符號定時位置。
文檔編號H04L27/26GK1992697SQ20051013557
公開日2007年7月4日 申請日期2005年12月29日 優(yōu)先權(quán)日2005年12月29日
發(fā)明者陳晨, 魏立軍, 樸范鎮(zhèn) 申請人:北京三星通信技術(shù)研究有限公司, 三星電子株式會社