專利名稱：寬帶可后向兼容的ofdm系統(tǒng)及其方法
技術領域：
本發(fā)明涉及屬于OFDM通信系統(tǒng)的領域，具體地，涉及一種與窄帶OFDM系統(tǒng)后向兼容的寬帶OFDM(正交頻分復用)系統(tǒng)。
背景技術：
IEEE 802.16d/e標準采納了OFDM技術，也建議了相應的使用帶寬和頻率。然而，IEEE 802.16d/e標準沒有給出方法，以解決單頻網(wǎng)(SFN)頻率交疊可升級OFDM系統(tǒng)的后向兼容問題，即未來新的、更寬帶寬的OFDM系統(tǒng)如何支持已有的、相對窄帶的OFDM終端。

發(fā)明內(nèi)容
因此，本發(fā)明目的在于，針對單頻網(wǎng)頻率交疊可升級OFDM系統(tǒng)，設計一種新的寬帶(比如帶寬為40MHz)OFDM系統(tǒng)，能夠后向兼容一個已有的窄帶(比如帶寬為20MHz)OFDM系統(tǒng)終端。該窄帶和寬帶系統(tǒng)的頻譜有部分交疊(Frequency overlay)。
本發(fā)明提出了一種兼容窄帶OFDM系統(tǒng)信號的寬帶OFDM系統(tǒng)，包括基站接收機，用于接收上行信號，其中基站接收機包括支持寬帶終端信號傳輸?shù)牡谝荒K以及支持窄帶終端和寬帶終端信號傳輸?shù)牡诙K；基站發(fā)射機，用于發(fā)射下行信號。
根據(jù)本發(fā)明的另一方案，提出了一種用于使寬帶OFDM系統(tǒng)與窄帶OFDM系統(tǒng)后向兼容的方法，包括步驟
對接收到的上行信號進行分別檢測處理；如果基站僅接收到寬帶終端信號，采用第一接收方法進行處理；如果基站同時接收到窄帶終端和寬帶終端的信號，采用第二接收方法處理進行。
與傳統(tǒng)技術相比，本發(fā)明的系統(tǒng)和方法具有更低的處理復雜度，計算速度更快，而且更簡單、更易工程實現(xiàn)。


圖1示出了根據(jù)本發(fā)明的頻率交疊可升級OFDM系統(tǒng)的頻譜分配。
圖2示出了根據(jù)本發(fā)明的寬帶頻率交疊可升級OFDM系統(tǒng)基站(下行)的發(fā)射機結構。
圖3示出了根據(jù)本發(fā)明的寬帶頻率交疊可升級OFDM系統(tǒng)基站(上行)的接收機結構。
圖4示出了頻率交疊可升級OFDM系統(tǒng)三個方法使用BPSK時的性能比較。
圖5示出了頻率交疊可升級OFDM系統(tǒng)三個方法使用QPSK時的性能比較。
具體實施例方式
本發(fā)明解決以下兩個方面的問題(1)下行(downlink)的后向兼容40MHz寬帶系統(tǒng)基站(WB-BS)發(fā)射機的IFFF大小是20MHz窄帶系統(tǒng)終端的兩倍，20MHz窄帶終端(NB-MT)和40MHz寬帶終端(WB-MT)用各自的接收結構仍然能夠正確(無干擾)地接收WB-BS發(fā)送的相應信號。
(2)上行(uplink)的后向兼容WB-BS接收機的IFFF大小也是NB-MT的兩倍，WB-BS能夠正確(無干擾)地接收NB-MT和WB-MT(仍然用各自的發(fā)射結構)發(fā)送的相應信號。
本發(fā)明針對單頻網(wǎng)頻率交疊可升級OFDM系統(tǒng)，假設已有的窄帶OFDM系統(tǒng)的帶寬為20MHz，而我們設計的、新的寬帶OFDM系統(tǒng)的帶寬為40MHz。如圖1所示為其頻譜分配情況。在圖中，LFD是指低頻段的帶寬，即[f0，f0+20M]的低頻段20MHz帶寬。HFD是指高頻段的帶寬，即[f0+20M，f0+40M]的高頻段20MHz帶寬。我們考慮已有的窄帶OFDM系統(tǒng)僅占用LFD 20MHz帶寬，而新的寬帶頻率交疊可升級OFDM系統(tǒng)占用[f0，f0+40M]帶寬，該圖說明了兩種(窄帶、寬帶)系統(tǒng)的頻譜部分重疊情況。
本發(fā)明有如下的假設(1)WB-BS的FFT大小為2N。NB-MT的FFT大小為N。
(2)NB-MT的采樣時鐘Ts20與WB-BS的采樣時鐘Ts精確地間隔對準，且Ts20＝2Ts。
(3)NB-MT只能夠使用寬帶頻率交疊可升級OFDM系統(tǒng)的低頻段20MHz帶寬(20MHz LFD)，而高頻段的20MHz帶寬(20MHzHFD)僅供WB-MT使用。
圖2給出了一種40MHz SOFO系統(tǒng)BS的發(fā)射機結構圖。圖3給出了一種40MHz SOFO系統(tǒng)BS的接收機結構圖。在圖2和圖3中，G40(f)是40MHz帶寬收發(fā)濾波器的頻率響應；G20(f)是低頻段(LFD)20MHz帶寬收發(fā)濾波器的頻率響應；G20h(f)是高頻段(HFD)20MHz帶寬收發(fā)濾波器的頻率響應；D/A和A/D是數(shù)字信號與模擬信號之間的轉(zhuǎn)換器；RF是射頻前端處理單元；Fs和2Fs分別表示采樣速率為Fs和2Fs；IFFT(2N points)/FFT(2N points)表示2N點IFFT/FFT。
如圖3所示，根據(jù)本發(fā)明的三個主要模塊分別是“Inserting’0’”模塊、“∑”模塊、和“Interference Cancellation”模塊，其功能分別如下“Inserting’0’”模塊是在每個采樣點(采樣速率為Fs)后面插“0”信號，使得原先長度為N的原采樣序列加長為長度為2N的長序列。該長序列在偶數(shù)位的信號與原采樣序列相同，而在奇數(shù)位的信號為“0”。注序列中的起始位置從0開始依次編號，以長度為N的原采樣序列為例，其位置編號依次則為0，1，...，N-1。
“∑”模塊完成兩個長度為2N的序列的逐采樣點求和。在實際使用中，“Inserting’0’”和“∑”兩個模塊也可以共同工作，即將來自LFD的長度為N的原采樣序列與來自HFD的長度為2N的原采樣序列上偶數(shù)位置的信號進行相加，這樣可以減少功能模塊和簡化處理運算。
“Interference Cancellation”模塊就是在經(jīng)過2N點IFFT之后，把HFD上N個子載波上的信號減去LFD上N個子載波上的信號，就得到HFD上相應的接收信號。
如圖2和3所示，當WB-BS(Cell)中僅有WB-MT時，其接收采用模塊1(第一處理)進行接收處理，可以支持WB-MT。這樣的接收結構具有高的譜效率。
當WB-BS(Cell)中有NB-MT和WB-MT時，其接收采用模塊2(第二處理)進行接收處理，可以支持NB-MT和WB-MT。這樣的接收結構可以同時支持兩種不同帶寬的終端NB-MT和WB-MT。從而實現(xiàn)了寬帶頻率交疊可升級OFDM系統(tǒng)對已有窄帶終端的后向兼容。
通過對本發(fā)明提出的“插0”方法(即“inserting 0 method”)進行計算機仿真，分析對比了與傳統(tǒng)方法(即“traditional method”)、插值方法(即“interpolation method”)的性能差異。
在采用BPSK、QPSK調(diào)制方式時，通過AWGN信道和準靜態(tài)Rayleigh信道后的誤碼率性能。假設了N＝4，插值方法使用sinc函數(shù)。這里，插值方法就是直接把接收到的NB-MT和WB-MT的混合信號進行2Fs采樣并進行2N點FFT解調(diào)。
在圖4和圖5中，分別給出了上述三種方法的上行鏈路的仿真性能。其中圖4對應于與BPSK相結合，圖5對應于與QPSK相結合。圖中標號為1的線分別對應了AWGN信道下的性能，標號為2的線對應了準靜態(tài)Rayleigh信道下并采用理想信道估計(ideal channelestimation)的性能。SNR代表符號噪聲功率比，BER代表誤比特率。
結果顯示，根據(jù)本發(fā)明的“插0”方法與傳統(tǒng)方法的性能完全相同，而插值方法性能最差，而且它幾乎不隨信號功率的增強而改善。與傳統(tǒng)方法相比，本發(fā)明所提的“插0”方法具有更低的處理復雜度，計算速度更快，而且方法更簡單、更易工程實現(xiàn)。
與傳統(tǒng)方法相比，本發(fā)明增加了三個功能模塊，它們都非常簡單且易于實現(xiàn)，而且本發(fā)明減少了一個N點FFT模塊和計算，因此總體的復雜度明顯減少，每次FFT解調(diào)大約能夠減少Nlog2N次復數(shù)乘法運算和Nlog2N-2N次復數(shù)加法運算。比如當N＝1K(1024)時，能夠節(jié)省10K(10240)次復數(shù)乘法運算和8K(8192)次復數(shù)加法運算。因此，本發(fā)明采用“插0”方法是一種有效的方法，能夠成功地實現(xiàn)單頻網(wǎng)(SFN)頻率交疊可升級OFDM系統(tǒng)的后向兼容，并且復雜度更小，易于工程實現(xiàn)。
權利要求
1.一種兼容窄帶OFDM系統(tǒng)信號的寬帶OFDM系統(tǒng)，包括基站接收機，用于接收上行信號，其中基站接收機包括支持寬帶終端信號傳輸?shù)牡谝荒K以及支持窄帶終端和寬帶終端信號傳輸?shù)牡诙K；基站發(fā)射機，用于發(fā)射下行信號。
2.按權利要求1所述的系統(tǒng)，其特征在于，當基站僅接收寬帶終端的信號時，所述基站接收機采用第一模塊檢測寬帶終端信號；當基站同時接收到窄帶終端和寬帶終端的信號時，所述基站接收機采用第二模塊對終端窄帶的高頻端終端和低頻段終端信號進行檢測處理，其中對低頻段的信號進行插零。
3.按權利要求1或2所述的系統(tǒng)，其特征在于，所述第二模塊包括窄帶濾波器模塊，用于從寬帶信號中濾出窄帶信號；A/D轉(zhuǎn)換模塊，用于對上行信號進行A/D轉(zhuǎn)換；插零模塊，用于對低頻段的數(shù)字數(shù)據(jù)進行插零；求和模塊，用于對數(shù)字序列的逐采樣點進行求和；傅立葉變換模塊，用于對求和模塊的輸出進行傅立葉變換；干擾抵消模塊，用于計算高頻段的接收信號。
4.按權利要求3所述的系統(tǒng)，其特征在于，所述插零模塊在每個采樣點之后插入“0”信號，以得到長度是原采樣序列的長度二倍的長序列。
5.按權利要求4所述的系統(tǒng)，其特征在于，所述長序列在偶數(shù)位的信號與原采樣序列相同，而在奇數(shù)位的信號為“0”。
6.按權利要求3或4所述的系統(tǒng)，其特征在于，所述求和模塊對所述長序列和高頻段的數(shù)字數(shù)據(jù)進行求和。
7.按權利要求3所述的系統(tǒng)，其特征在于，所述干擾抵消模塊通過將高頻段上子載波上的信號減去低頻段上子載波上的信號，得到高頻段的接收信號。
8.一種用于使寬帶OFDM系統(tǒng)與窄帶OFDM系統(tǒng)后向兼容的方法，包括步驟對接收到的上行信號進行分別檢測處理；如果基站僅接收到寬帶終端信號，采用第一接收方法進行處理；如果基站同時接收到窄帶終端和寬帶終端的信號，采用第二接收方法處理進行。
9.按權利要求8所述的方法，其特征在于，所述第二接收處理方法包括對所收到的上行信號分別進行窄帶濾波處理；對濾波后的信號進行A/D轉(zhuǎn)換；對低頻段的數(shù)字數(shù)據(jù)進行插零；對數(shù)字序列的逐采樣點進行求和；對求和模塊的輸出進行傅立葉變換；計算高頻段的接收信號。
10.按權利要求9所述的方法，其特征在于，所述插零步驟包括，在每個采樣點之后插入“0”信號，以得到長度是原采樣序列的長度二倍的長序列。
11.按權利要求10所述的方法，其特征在于，所述長序列在偶數(shù)位的信號與原采樣序列相同，而在奇數(shù)位的信號為“0”。
12.按權利要求10所述的方法，其特征在于，所述求和模塊對所述長序列和高頻段的數(shù)字數(shù)據(jù)進行求和。
13.按權利要求9所述的方法，其特征在于，通過將高頻段上子載波上的信號減去低頻段上子載波上的信號，得到所述高頻段的接收信號。
全文摘要
本發(fā)明提出了一種兼容窄帶OFDM系統(tǒng)信號的寬帶OFDM系統(tǒng)，包括基站接收機，用于接收上行信號，其中基站接收機包括支持寬帶終端信號傳輸?shù)牡谝荒K以及支持窄帶終端和寬帶終端信號傳輸?shù)牡诙K；基站發(fā)射機，用于發(fā)射下行信號。與傳統(tǒng)技術相比，本發(fā)明的系統(tǒng)和方法具有更低的處理復雜度，計算速度更快，而且更簡單、更易工程實現(xiàn)。
文檔編號H04B7/26GK1992699SQ20051013740
公開日2007年7月4日 申請日期2005年12月30日 優(yōu)先權日2005年12月30日
發(fā)明者陳軍, 王海, 姬翔, 梁宗闖 申請人:北京三星通信技術研究有限公司, 三星電子株式會社