專利名稱：不連貫脈沖沿相關(guān)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明總體上涉及直接序列擴(kuò)頻(DSSS)碼分多址(CDMA)測距系統(tǒng)中的多徑抑制，但是也可應(yīng)用于其它類型的測距信號和通信系統(tǒng)。
背景技術(shù)：
無線電導(dǎo)航信號被用于測量發(fā)射機(jī)天線與接收機(jī)天線之間的距離。在很多環(huán)境中，所發(fā)射的無線電導(dǎo)航信號被發(fā)射機(jī)和/或接收機(jī)天線周圍的、和/或沿傳輸路徑的物體反射。在這種環(huán)境中，最終接收的無線電導(dǎo)航測距信號是包括反射信號和希望的直射信號在內(nèi)的所有無線電導(dǎo)航測距信號的組合。多個無線電導(dǎo)航測距信號的這種組合稱為多徑，其破壞無線電導(dǎo)航測距信號，并因此降低距離測量的精確度。多徑是無線電導(dǎo)航系統(tǒng)中的重要的誤差源。
直接序列擴(kuò)頻碼分多址無線電導(dǎo)航信號，一種通用無線電導(dǎo)航結(jié)構(gòu)是直接序列擴(kuò)頻(DSSS)碼分多址(CDMA)。諸如全球定位系統(tǒng)(GPS)、所提議的伽利略系統(tǒng)、以及俄羅斯建立的GLONASS系統(tǒng)的無線電導(dǎo)航系統(tǒng)都使用DSSS CDMA無線電導(dǎo)航信號。利用DSSSCDMA信號，發(fā)射信號是連續(xù)的、非脈沖調(diào)制的，并且在生成無線電導(dǎo)航信號期間被發(fā)射機(jī)中的數(shù)字?jǐn)U頻序列所擴(kuò)頻。如果與所發(fā)射的無線電導(dǎo)航信號時間對準(zhǔn)地向輸入信號施加相同的數(shù)字?jǐn)U頻序列，則知道該數(shù)字?jǐn)U頻序列的接收機(jī)然后就能夠解擴(kuò)該無線電導(dǎo)航信號。即，在接收機(jī)中施加給無線電導(dǎo)航信號的數(shù)字?jǐn)U頻序列在接收信號中被施加的位置必須與在發(fā)射機(jī)中施加給信號的位置相同。就時間而言，這意指在接收機(jī)中施加數(shù)字?jǐn)U頻序列的時間與在發(fā)射機(jī)中施加的針對飛行時間(flight time)修正之后的時間相同。
利用數(shù)字?jǐn)U頻序列對無線電導(dǎo)航信號的數(shù)字表示進(jìn)行調(diào)制。無線電導(dǎo)航信號被接收天線接收，然后被轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號。典型的無線電導(dǎo)航接收機(jī)將信號從射頻(RF)轉(zhuǎn)換成中頻(IF)。然后利用模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)對該信號進(jìn)行采樣，以提供無線電導(dǎo)航信號的數(shù)字表示或數(shù)字采樣。對于將數(shù)字?jǐn)U頻序列施加到接收信號，存在很多數(shù)學(xué)處理，諸如相關(guān)、卷積、匹配濾波和快速傅立葉變換(FFT)。為了對本發(fā)明進(jìn)行說明，對于將數(shù)字?jǐn)U頻序列施加到接收無線電導(dǎo)航信號的所有數(shù)學(xué)處理而言，術(shù)語相關(guān)是上位的。
必須在針對飛行時間修正之后的發(fā)射時間處將數(shù)字?jǐn)U頻序列施加到接收的無線電導(dǎo)航信號，以正確地恢復(fù)由發(fā)射機(jī)產(chǎn)生的無線電導(dǎo)航信號。然而，在測距系統(tǒng)中，飛行時間一般是未知的。因此，接收機(jī)必須仔細(xì)搜索數(shù)字?jǐn)U頻序列的可能的時間偏移以找到精確的時間偏移，該時間偏移使得發(fā)射機(jī)中產(chǎn)生的原始無線電導(dǎo)航信號正確地恢復(fù)。在該搜索過程中，只有當(dāng)數(shù)字?jǐn)U頻序列在時間上對準(zhǔn)到加或減該數(shù)字?jǐn)U頻序列的一個(1)元素或碼片的范圍內(nèi)時，該恢復(fù)的無線電導(dǎo)航信號才可用。在接收機(jī)時間對準(zhǔn)的正或負(fù)該一個(1)碼片的范圍之外，所得的恢復(fù)信號不是發(fā)射機(jī)所產(chǎn)生的原始無線電導(dǎo)航信號，而是噪聲。當(dāng)在接收機(jī)時間對準(zhǔn)的正或負(fù)該一個(1)碼片的范圍內(nèi)時，所恢復(fù)的無線電導(dǎo)航信號的功率以已知的模式在所述兩個碼片的有效范圍內(nèi)變化。對于相關(guān)性數(shù)學(xué)處理，穿過兩個碼片跨度的恢復(fù)無線電導(dǎo)航信號的功率被稱為自相關(guān)響應(yīng)函數(shù)，或簡單地稱為相關(guān)響應(yīng)函數(shù)。
當(dāng)對未被破壞的、整個帶寬的CDMA信號進(jìn)行相關(guān)時，時域的相關(guān)響應(yīng)函數(shù)基本為三角形。三角形的峰值，或相關(guān)響應(yīng)函數(shù)的最大值被接收機(jī)解釋為接收機(jī)獲得無線電導(dǎo)航測距信號的時間的直接測量。相關(guān)響應(yīng)函數(shù)的形狀由接收機(jī)的濾波和采樣能力以及由背景噪聲(noise floor)來控制。增加濾波會使三角形的頂部變圓，并且減小跨越底部的寬度。接收機(jī)中受限的采樣能力和全部背景噪聲使相關(guān)響應(yīng)函數(shù)三角形形狀受噪聲影響。這些效應(yīng)中任一個都不改變最大相關(guān)響應(yīng)函數(shù)功率的位置。
多徑對于相關(guān)響應(yīng)函數(shù)的影響會使響應(yīng)函數(shù)失真，通常涉及在時間方面使相關(guān)響應(yīng)的最大值移動，由此產(chǎn)生最終距離測量方面的誤差。多徑失真還可以增大或減小相關(guān)響應(yīng)函數(shù)的幅度、增大或減小相關(guān)響應(yīng)函數(shù)的時間跨度、和/或改變相關(guān)響應(yīng)函數(shù)的形狀。
無線電導(dǎo)航測距信號的最佳時間延遲測量是相關(guān)響應(yīng)函數(shù)的峰值或最大值。確定確切的峰值功率要求對輸入無線電導(dǎo)航測距信號的接收時間有確切的了解，以使得在確切的最大時間延遲位置布置相關(guān)響應(yīng)函數(shù)功率檢測器。為了避免該問題，一般的GPS接收機(jī)在相對于峰值早或晚半個碼片的定時處進(jìn)行功率測量。碼跟蹤環(huán)對相關(guān)響應(yīng)函數(shù)上的這兩個時間延遲位置之間的功率進(jìn)行平衡，從而提供對峰值的估計作為相關(guān)響應(yīng)函數(shù)中早平衡的功率測量與晚平衡的功率測量之間的中間狀態(tài)。這些相關(guān)響應(yīng)函數(shù)功率測量的間隔可以不同于上述的+/-半個碼片。某些接收機(jī)使用較窄的間隔，例如+/-0.1個碼片。然而，對早和晚相關(guān)響應(yīng)函數(shù)功率之間的功率進(jìn)行平衡的基本功能是相同的。該技術(shù)有效地查找相關(guān)響應(yīng)函數(shù)的形心，并使用該形心作為最大相關(guān)功率的估計，并因此形成距離估計的基礎(chǔ)。
當(dāng)由于多徑使相關(guān)響應(yīng)失真時，由于沿相關(guān)響應(yīng)函數(shù)的功率測量中的失真而使得所估計的相關(guān)響應(yīng)峰值是錯誤的。當(dāng)功率測量失真時，碼跟蹤環(huán)試圖平衡兩個不正確的功率估計之間的功率，因此錯誤地識別無多徑的相關(guān)峰值。
為了例示的目的，圖1示出了現(xiàn)有技術(shù)的針對理想CDMA無線電導(dǎo)航信號的兩個相關(guān)響應(yīng)函數(shù)，其包括a)理論上的、未經(jīng)濾波的相關(guān)響應(yīng)函數(shù)101，和b)典型導(dǎo)航接收機(jī)的實際的、經(jīng)濾波的相關(guān)響應(yīng)函數(shù)102。所接收的相關(guān)響應(yīng)函數(shù)的中心104與未濾波的理論上的相關(guān)響應(yīng)函數(shù)的中心103在相同的時間延遲位置。圖2示出了與圖1相同的兩個相關(guān)響應(yīng)；然而，在該情況下的接收信號在相對于直射信號的-6dB處具有相同的直射信號加上0.5碼片延時的多徑信號。對于在圖1和圖2中的描述，理論上的曲線沒有數(shù)據(jù)噪聲，具有優(yōu)良的碼校準(zhǔn)，并且未對接收信號濾波。觀察到的實際的曲線具有數(shù)據(jù)噪聲以及有兩邊的20MHz的濾波器帶寬。從圖2清楚看到，根據(jù)相關(guān)響應(yīng)函數(shù)的平衡功率測量所導(dǎo)出的最后的距離測量將被接收信號的多徑分量所破壞。
傳統(tǒng)的DSSS CDMA無線電和無線電導(dǎo)航系統(tǒng)，諸如GPS，連續(xù)地使用廣播信號。因此，直射和多徑信號都連續(xù)地出現(xiàn)在相關(guān)處理所使用的采樣中。在連續(xù)信號的情況下，不提供從直射分量分離出廣播無線電導(dǎo)航信號的多徑分量。已經(jīng)提出了在DSSS CDMA無線電導(dǎo)航系統(tǒng)中用于多徑抑制的各種技術(shù)。一種這樣的現(xiàn)有技術(shù)系統(tǒng)改變對相關(guān)響應(yīng)函數(shù)功率測量的相對位置(Pseudorandom Noise RangingReceiver Which Compensates for Multipath Distortion byDynamically Adjusting the Time Delay Spacing Between Early andLate Correlators，F(xiàn)enton et al.，US Pat 5,390,270，F(xiàn)ebruary 14，1995)。然而，該技術(shù)要求大的接收機(jī)帶寬來正確地操作，并且不能基于如圖2所示的在相關(guān)響應(yīng)函數(shù)上的功率測量位置，從所希望的直射信號中分離出多徑。另一常用的多徑抑制技術(shù)使用相關(guān)后信噪比(Axelrad，P.，C.J.Comp，and P.F.MacDoran，“SNR Based Multipath ErrorCorrection for GPS Differential Phase，”IEEE Transactions onAerospace & Electronic Systems，in press)，該方法也不能夠基于如圖2所示的在相關(guān)響應(yīng)函數(shù)上的功率測量位置，從所希望的直射信號中分離出多徑。另一種方法使用響應(yīng)函數(shù)功率估計的相關(guān)后均衡加權(quán)，以提煉諸如在瑞克解調(diào)器中實現(xiàn)的最佳時間延遲測量(Proakis，Digital Communications，F(xiàn)orth edition，McGraw-hill，2001)。然而，該技術(shù)要求復(fù)雜的接收機(jī)電路來正確地操作，并且還不能夠根據(jù)如圖2所示的在相關(guān)響應(yīng)函數(shù)上的功率測量位置，從所希望的直射信號中分離出多徑。所有這些現(xiàn)有技術(shù)的多徑抑制技術(shù)依賴于在信號已經(jīng)進(jìn)入相關(guān)處理之后使多徑信號的影響最小化。如圖2所示，依賴于相關(guān)后功率響應(yīng)的技術(shù)將受連續(xù)多徑的破壞。顯然，通過改變相關(guān)后功率響應(yīng)測量的相對位置并不可能將圖2的多徑干擾的信號與圖1的僅直射的信號區(qū)分開。
使用經(jīng)脈沖調(diào)制的信號的無線電導(dǎo)航系統(tǒng)脈沖被定義為具有有限期間的電磁能量的突發(fā)。經(jīng)脈沖調(diào)制的無線電導(dǎo)航信號包括信號出現(xiàn)的周期，以及其中發(fā)射機(jī)基本不發(fā)射輸出功率并因此沒有信號出現(xiàn)的周期。
以前的關(guān)于偽衛(wèi)星(pseudolite)的工作(產(chǎn)生與GPS衛(wèi)星信號的信號結(jié)構(gòu)類似的基于地面的發(fā)射機(jī))使用了相對于相關(guān)時間具有較長時間范圍的脈沖調(diào)制方案。例如，1986年的Radio TechnicalCommission for Maritime(RTCM)提議(Parkinson et al.，GlobalPositioning SytemTheory and Application，Vol II，AlAA Press，1996)對針對偽地址的常用脈沖調(diào)制方案進(jìn)行了定義。在該脈沖調(diào)制方案中，將每個完整的碼周期劃分成十一個(11)時隙。由于針對GPSC/A進(jìn)行設(shè)計，所以該脈沖調(diào)制方案導(dǎo)致連續(xù)發(fā)射1023個碼片的序列中的93個碼片，而在剩余的碼片期間則保持靜止。在下一個1023個碼片的周期，將廣播不同的93個碼片的序列。所述93個廣播碼片的位置隨已知偽隨機(jī)模式而改變。該脈沖調(diào)制方案被用于使所謂的遠(yuǎn)近問題的影響最小化。盡管該脈沖調(diào)制方案減小了遠(yuǎn)近問題的影響，但是并沒有提供多徑抑制。
基于脈沖的、諸如超寬帶(UWB)的無線電導(dǎo)航信號使用脈沖調(diào)制方案來抑制多徑(Full Duplex Ultrawide-Band CommunicationSystem and Method，F(xiàn)ullerton，US Pat 5,687,169，Nov.11，1997 orTime-of-flight Radio Location System，McEwan，US Pat 5,661,490，August 26，1997)。UWB系統(tǒng)廣播短脈沖，并提供通信和振鈴能力。然而，正如其名稱所暗示的，UWB系統(tǒng)基于一個或多個較大的無線電頻譜域來傳播脈沖中的廣播能量。針對UWB的測距算法的核心是通過測量無線電導(dǎo)航信號的RF分量中的接收能量來檢測發(fā)射脈沖的前沿。
對脈沖的前沿的精確檢測需要非常寬的帶寬。典型的UWB系統(tǒng)使用1GHz的帶寬。與諸如一般僅使用在2與20MHz之間的諸如GPS這樣的DSSS CDMA系統(tǒng)相比，該帶寬是非常寬的。對于經(jīng)脈沖調(diào)制的信號，脈沖的前沿的上升時間與帶寬成正比。對于寬帶寬信號，脈沖的上升時間短，使得在接收脈沖上升時的精確定時在預(yù)定閾值之上。因此可以精確地確定距離。對于帶寬受限的經(jīng)脈沖調(diào)制的信號，上升時間相對長，導(dǎo)致在脈沖的前沿中觀察到的功率逐漸增加。由于功率逐漸增加，所以精確地確定脈沖的確切開始是不可實現(xiàn)的。
由Aetherwire開發(fā)的另選UWB技術(shù)(Spread SpectrumLocalizers，F(xiàn)leming et al.，US Pat.6,400,754，June 4，2002)利用直接序列CDMA(DS-CDMA)提供根據(jù)CDMA處理的處理增益。由Fleming描述的CDMA處理提供了導(dǎo)航接收機(jī)，該導(dǎo)航接收機(jī)具有以類似于針對GPS的上述方式、根據(jù)DS-CDMA信號的飛行時間來計算距離測量的能力。該方法還進(jìn)一步去除了檢測脈沖前沿的限制。然而，UWB的非常大的帶寬要求使得該技術(shù)在很多測距應(yīng)用中不可實現(xiàn)。另外，F(xiàn)leming的優(yōu)選實施例的脈沖調(diào)制模式使用10毫微秒碼片長度和1024碼片的碼片序列，這使得總的接收時間是約10毫秒。脈沖調(diào)制模式的這種形式不允許有足夠的時間用于在開始發(fā)射后續(xù)碼片之前使多徑消失。
CDMA無線電導(dǎo)航中的現(xiàn)有技術(shù)的多徑抑制技術(shù)依賴于連續(xù)或經(jīng)脈沖調(diào)制的信號的連續(xù)相關(guān)，從而在相關(guān)響應(yīng)函數(shù)中包括有多徑分量。這些現(xiàn)有技術(shù)在本質(zhì)上受限，因為在相關(guān)處理期間希望的直射信號和不希望的多徑信號是結(jié)合在一起的，因此變得難以在相關(guān)后處理中分離。利用脈沖前沿的檢測來確定距離的現(xiàn)有技術(shù)的無線電導(dǎo)航系統(tǒng)要求大的信號帶寬來提供精確的距離測量。這是由于在接收脈沖中要求快速的上升時間。
顯然，需要一種無線電導(dǎo)航系統(tǒng)，其能夠抑制多徑對測距信號的不利影響，但是不要求(a)大范圍的無線電頻譜，(b)大的接收機(jī)帶寬，或者(c)相關(guān)后功率響應(yīng)解釋。本發(fā)明通過在相關(guān)處理之前從不希望的多徑信號中數(shù)字地分離出希望的直射信號，實現(xiàn)了這些希望的目標(biāo)。這是在無需專用天線或者由DSSS CDMA無線電導(dǎo)航系統(tǒng)一般使用的帶寬之外的另外帶寬的情況下實現(xiàn)的。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提供如下一種系統(tǒng)和方法，用于進(jìn)行CDMADSSS無線電導(dǎo)航系統(tǒng)接收機(jī)中的距離估計，以使得在相關(guān)之前抑制距離估計的多徑分量。
本發(fā)明的另一目的是提供如下一種系統(tǒng)和方法，用于廣播經(jīng)脈沖調(diào)制的CDMA DSSS無線電導(dǎo)航信號，以使得無線電導(dǎo)航信號的多個部分基本不受多徑影響。
本發(fā)明的另一目的是提供如下一種系統(tǒng)和方法，用于廣播經(jīng)脈沖調(diào)制的無線電導(dǎo)航信號，以使得經(jīng)脈沖調(diào)制的無線電導(dǎo)航信號被作為連續(xù)信號處理。
本發(fā)明的另一目的是提供如下一種系統(tǒng)和方法，用于分離所接收的無線電導(dǎo)航信號的數(shù)字采樣，以使得基本上被多徑破壞的采樣被按照與基本上未受多徑影響的信號分離地方式處理。
本發(fā)明的另一目的是提供一種如下系統(tǒng)和方法，用于與經(jīng)脈沖調(diào)制的無線電導(dǎo)航信號同步地處理無線電導(dǎo)航接收機(jī)中的無線電導(dǎo)航信號的數(shù)字采樣。本發(fā)明的另一目的是提供一種系統(tǒng)和方法，用于根據(jù)在與所接收的經(jīng)脈沖調(diào)制的無線電導(dǎo)航信號同步地處理數(shù)字采樣時的無線電導(dǎo)航接收機(jī)內(nèi)的數(shù)字采樣的分離處理，來估計多個單獨的碼延遲。
本發(fā)明的另一目的是提供一種用于在帶寬有限接收機(jī)中提供多徑抑制的系統(tǒng)和方法。
本發(fā)明的另一目的是提供一種用于根據(jù)只從經(jīng)脈沖調(diào)制的CDMA DSSS無線電導(dǎo)航信號的前沿導(dǎo)出的相關(guān)性來產(chǎn)生距離估計的系統(tǒng)和方法。
本發(fā)明的另一目的是提供一種用于在無需專用天線的情況下在帶寬有限接收機(jī)中提供多徑抑制的系統(tǒng)和方法。
本發(fā)明公開了一種用于抑制DSSS CDMA無線電導(dǎo)航信號中的多徑的系統(tǒng)和方法，包括a)將快速脈沖調(diào)制模式從發(fā)射裝置發(fā)射到對發(fā)射信號進(jìn)行采樣的位置接收機(jī)，b)將接收的采樣進(jìn)行分離并將基于采樣的相關(guān)累加值存儲到與接收脈沖調(diào)制模式同步的獨立二進(jìn)制位中，c)采用邏輯判決處理，以確定與接收脈沖的前沿相關(guān)聯(lián)的累加二進(jìn)制位，并且d)根據(jù)與接收脈沖的前沿相關(guān)聯(lián)的相關(guān)累加二進(jìn)制位來產(chǎn)生距離估計。


圖1針對通過理想的無限帶寬接收機(jī)處理的理想的DSSS CDMA無線電導(dǎo)航信號、以及通過有限帶寬接收機(jī)處理的相同的理想的DSSSCDMA無線電導(dǎo)航信號，示出了現(xiàn)有技術(shù)的作為碼延遲定時函數(shù)的自相關(guān)響應(yīng)。
圖2針對由延遲了半個碼片且低于直射信號6dB的單個多徑信號破壞的理想DSSS CDMA無線電導(dǎo)航信號，示出了現(xiàn)有技術(shù)的作為碼延遲定時函數(shù)的自相關(guān)響應(yīng)。通過有限帶寬接收機(jī)來處理針對該受多徑破壞的信號的相關(guān)響應(yīng)函數(shù)。
圖3示出了在本發(fā)明的無線電導(dǎo)航信號接收機(jī)中采用的多個數(shù)字采樣的定時之間的關(guān)系，其中采樣間隔與所接收的經(jīng)脈沖調(diào)制的無線電導(dǎo)航信號的脈沖調(diào)制速率同步。還示出了所接收的經(jīng)脈沖調(diào)制的無線電導(dǎo)航信號脈沖調(diào)制模式、相關(guān)處理、以及用于將數(shù)字采樣分離成與脈沖調(diào)制模式同步的二進(jìn)制位的多個相關(guān)累加二進(jìn)制位。
圖4示出了在本發(fā)明的無線電導(dǎo)航信號接收機(jī)中采用的多個數(shù)字采樣的定時之間的關(guān)系，其中采樣間隔與所接收的經(jīng)脈沖調(diào)制的無線電導(dǎo)航信號的脈沖速率不同步。還示出了所接收的經(jīng)脈沖調(diào)制的無線電導(dǎo)航信號脈沖調(diào)制模式、相關(guān)處理、接收機(jī)脈沖定時器標(biāo)記、以及用于將數(shù)字采樣分離成與脈沖調(diào)制模式同步的二進(jìn)制位的多個相關(guān)累加二進(jìn)制位。
圖5示出了使用有限帶寬的DSSS CDMA經(jīng)脈沖調(diào)制的無線電導(dǎo)航信號的本發(fā)明的次采樣自相關(guān)響應(yīng)函數(shù)。
系統(tǒng)和方法本發(fā)明公開了發(fā)射DSSS CDMA信號的短、快脈沖，以在脈沖之間設(shè)置時間，以使得在開始隨后的脈沖之前使多徑信號消失。短、快脈沖使得無線電導(dǎo)航接收機(jī)接收短脈沖列(train)，并將其當(dāng)作連續(xù)的DSSS CDMA信號，但是仍然在脈沖之間提供靜止時間段，多徑分量在該時間段中可以消失。本發(fā)明進(jìn)一步分離所接收的、提供給相關(guān)處理的采樣，以使得各個脈沖周期中與各個脈沖的前沿相關(guān)聯(lián)的采樣獨立于后面出現(xiàn)的、因此更容易受多徑破壞的影響的那些采樣而單獨處理。將短脈沖作為連續(xù)的采樣流進(jìn)行處理，連續(xù)的采樣流提供了與出現(xiàn)在連續(xù)廣播DSSS CDMA信號中的DSSS CDMA信號相同的優(yōu)點。
脈沖調(diào)制方案在優(yōu)選實施例中，使用一個(1)碼片接通且兩個(2)碼片關(guān)閉的脈沖調(diào)制方案來說明本發(fā)明。為了例示該脈沖調(diào)制方案，選擇10M碼片/秒的碼片速率。因此，脈沖持續(xù)時間是大約100毫微秒(約30米)，隨后是200毫微秒的靜止時間段。在所述兩碼片靜止時間期間，從所述一個碼片脈沖的任何反射產(chǎn)生的多徑信號消退。相關(guān)處理的特性抑制了長于1.5碼片的多徑信號。因此，兩碼片靜止時間段使得有足夠時間來使短多徑(即，小于1.5碼片)消失。相關(guān)處理將抵制延遲長于兩個碼片的多徑信號。另選的實施例使用偽隨機(jī)脈沖調(diào)制方案來抑制可能從一個碼片接通、兩個碼片關(guān)閉的模式產(chǎn)生的任何調(diào)制影響。該偽隨機(jī)脈沖調(diào)制模式將在兩個脈沖之間保持足夠的靜止時間，以使得在隨后的脈沖開始之前短多徑信號分量消失。其它的脈沖調(diào)制和碼片化方案，諸如那些與碼片模式不同步的脈沖調(diào)制和碼片化方案，也可以被采用，并且它們落入本發(fā)明的寬范圍和領(lǐng)域內(nèi)。
前沿和采樣處理本發(fā)明與接收的經(jīng)脈沖調(diào)制的信號的定時同步地分離無線電導(dǎo)航接收機(jī)中的接收數(shù)據(jù)采樣和相關(guān)累加值。當(dāng)與接收脈沖調(diào)制模式同步地分離數(shù)據(jù)采樣和相關(guān)累加值時，可以獨立于接收信號的剩余部分來處理接收脈沖的前沿。與接收脈沖的剩余部分或者發(fā)生在該脈沖接收結(jié)束之后的純粹多徑信號相比，接收脈沖的前沿不易被多徑破壞。因此，在脈沖周期期間，從前沿采樣導(dǎo)出的距離估計比后面出現(xiàn)的采樣更不易受多徑干擾小。
本發(fā)明的相關(guān)處理對相關(guān)功率響應(yīng)值進(jìn)行累加，并將其存儲成多個相關(guān)處理累加二進(jìn)制位(bin)。每個相關(guān)處理累加二進(jìn)制位與所接收的脈沖調(diào)制模式都有特定的定時關(guān)系。這與將所有相關(guān)結(jié)果進(jìn)行累加并存儲在單個二進(jìn)制位中的傳統(tǒng)相關(guān)處理相反。在傳統(tǒng)的相關(guān)處理和本發(fā)明中，都是將接收的無線電導(dǎo)航信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字采樣流，并且利用數(shù)字?jǐn)U頻序列來調(diào)制這些數(shù)字采樣。在傳統(tǒng)的相關(guān)處理中，將最終調(diào)制的數(shù)字采樣與數(shù)字?jǐn)U頻序列加在一起，并將結(jié)果存儲在相關(guān)處理累加二進(jìn)制位中。該調(diào)制和累加隨收集每個數(shù)字采樣而按序發(fā)生，或者在收集多個數(shù)字采樣之后發(fā)生。在傳統(tǒng)的相關(guān)處理中的共同因素是獨立于所接收的數(shù)字采樣的相對定時，利用數(shù)字?jǐn)U頻序列調(diào)制數(shù)字采樣的結(jié)果都被累加到單個相關(guān)處理累加二進(jìn)制位中。利用本發(fā)明的脈沖調(diào)制傳輸，每個數(shù)字采樣都具有不同的直射和多徑信號內(nèi)容。因此，基于脈沖調(diào)制模式的相對位置來在相關(guān)處理中分離數(shù)字采樣提供了分析這些不同內(nèi)容的方法。
現(xiàn)在參照圖3，示出了本發(fā)明的相關(guān)處理的例示性示例，其中將兩個脈沖300和313表示成時間函數(shù)。脈沖300和301是所發(fā)射的脈沖的接通/關(guān)閉定時，不是數(shù)字?jǐn)U頻序列產(chǎn)生的碼片模式。該圖例示了優(yōu)選實施例的一個(1)碼片接通且兩個(2)碼片關(guān)閉的模式。此外，為了利用10.023M碼片/秒的DSSS CDMA碼片速率以及10M脈沖/秒的脈沖速率來處理接收的無線電導(dǎo)航信號，優(yōu)選實施例的接收機(jī)被配置成提供70M采樣/秒的采樣速率。因此，對于在圖3所示的脈沖300、313上的每一個完整的一個(1)碼片，接收機(jī)產(chǎn)生七個(7)數(shù)字采樣。在相對于脈沖調(diào)制模式的接收時間序列中示出了這些數(shù)字采樣，并且對于脈沖300，將這些數(shù)字采樣編號為301、302、303、304、305、306和307。以沿著例示的信號線的、并在圖3中指示為“根據(jù)ADC的數(shù)據(jù)采樣”的圓點的方式例示了從接收信號中提取的所有采樣。在圖3中例示的示例中，在整個采樣流中，采樣301、308和314對應(yīng)于脈沖的開始，采樣302、309和315對應(yīng)于脈沖的第二個采樣，采樣303、310和316對應(yīng)于脈沖的第三個采樣。采樣307對應(yīng)于脈沖300的最后一個采樣。此外，在例示的包含有采樣317、320、318、327、312、319和321的時間線上的所有采樣對應(yīng)于脈沖之間的靜止時間。
采樣317是用于將輸入采樣分離成與脈沖調(diào)制模式同步的相關(guān)處理累加二進(jìn)制位的任意起始時間和數(shù)據(jù)采樣。因此，采樣317累加到次采樣1相關(guān)處理累加二進(jìn)制位322中，采樣320累加到次采樣2相關(guān)處理累加二進(jìn)制位323中，并且繼續(xù)完成該序列，其中該序列中的第五個采樣，即采樣302累加到次采樣5相關(guān)處理累加二進(jìn)制位324中，該序列中的第六個采樣，即采樣303累加到次采樣6相關(guān)處理累加二進(jìn)制位325中，該序列中的第七個采樣，即采樣304累加到次采樣7相關(guān)處理累加二進(jìn)制位326中。該序列中的與脈沖調(diào)制模式同步的下一采樣，即采樣318，是下一個序列的七個采樣中的第一個采樣。該采樣318具有與采樣317相同的相對于脈沖調(diào)制模式的定時，并因此累加到次采樣1相關(guān)處理累加二進(jìn)制位322中。具有與采樣317相同的相對于脈沖調(diào)制模式的定時的所有采樣(在該示例中例示了采樣318和319)都累加到次采樣1相關(guān)處理累加二進(jìn)制位322中。
類似地·次采樣2相關(guān)處理累加二進(jìn)制位323累加所有具有與采樣320相同的相對于脈沖調(diào)制模式的定時(在該示例中例示了采樣327和321)；·次采樣5相關(guān)處理累加二進(jìn)制位324累加所有具有與采樣302相同的相對于脈沖調(diào)制模式的定時(在該示例中例示了采樣309和315)；·次采樣6相關(guān)處理累加二進(jìn)制位325累加所有具有與采樣303相同的相對于脈沖調(diào)制模式的定時(在該示例中例示了采樣310和316)；
·次采樣7相關(guān)處理累加二進(jìn)制位326累加所有具有與采樣304相同的相對于脈沖調(diào)制模式的定時(在該示例中例示了采樣311)；等等。
本發(fā)明的相關(guān)處理可以使用各種方法進(jìn)行累加并將累加值存儲在經(jīng)次采樣的相關(guān)累加二進(jìn)制位中。例如，如果脈沖的位置已知，諸如在以上的示例中，就不需要處理所接收的脈沖的前沿之后的采樣了。在另外的實施例中，相關(guān)處理可以在第一相關(guān)累加時間期間累加第一采樣定時301，在第二相關(guān)累加時間期間累加第二采樣定時302，并且繼續(xù)獲取采樣以用于預(yù)定數(shù)量個二進(jìn)制位。優(yōu)選實施例詳細(xì)描述了以基本是每碼片七個(7)采樣的采樣速率使用七個(7)累加二進(jìn)制位。在優(yōu)選脈沖調(diào)制方案中，具有一個碼片的脈沖信號，同時在兩個脈沖接通的碼片之間存在兩個碼片的靜止時間。替代累加優(yōu)選的七個(7)二進(jìn)制位，接收機(jī)另選地可以通過在優(yōu)選實施例中詳細(xì)描述的七個(7)二進(jìn)制位之外繼續(xù)累加模式，來累加任何數(shù)量個二進(jìn)制位。在另選實施例中，接收機(jī)可以累加21個二進(jìn)制位，以提供針對整個脈沖調(diào)制模式的相關(guān)響應(yīng)函數(shù)的全部采樣。在再一個實施例中，接收機(jī)可以累加比優(yōu)選實施例中詳細(xì)描述的七個(7)二進(jìn)制位更少的二進(jìn)制位。其它相關(guān)和累加方法落入本發(fā)明的寬范圍和領(lǐng)域內(nèi)。
相對于脈沖調(diào)制模式的采樣定時在本發(fā)明的優(yōu)選實施例中，導(dǎo)航接收機(jī)的采樣速率并不是圖3所示情況的發(fā)射脈沖速率的整數(shù)倍。優(yōu)選的采樣速率是脈沖速率加上引起采樣相對于接收脈沖的滑動(slide)的小數(shù)分量相加之后的整數(shù)倍。采樣相對于接收脈沖的滑動減小了任何折疊效應(yīng)(aliasing effect)，如果所有的采樣在相對于接收脈沖的完全相同的時間發(fā)生，就會出現(xiàn)該折疊效應(yīng)。因此，采樣速率與脈沖速率的比例取決于脈沖長度。采樣速率相對于脈沖速率的偏移引起采樣位置沿脈沖流而變化。例如，在如圖3所例示的10M脈沖/秒的系統(tǒng)中，采樣速率與脈沖速率相比的小數(shù)分量是每10,000個脈沖中的額外的1個采樣。也可以使用其它采樣速率與脈沖速率比例。例如，對于1,000至10,000的碼長，在每1,000個脈沖中的1個額外采樣也產(chǎn)生相對偏移量。因此，在優(yōu)選實施例中，如果名義上的采樣速率是每個脈沖7個采樣，則優(yōu)選采樣速率被調(diào)整為每個脈沖在7.0001至7.001之間的速率。對于較慢的脈沖速率，要求采樣速率與脈沖速率之間的較高的小數(shù)偏移量以在積分時間段期間沿脈沖改變采樣位置。
在優(yōu)選實施例中，采樣速率與脈沖速率不同步，因此采樣不同步于脈沖調(diào)制模式。然而，相關(guān)累加值保持與脈沖調(diào)制模式同步。利用接收機(jī)中的被編程為已知的發(fā)射機(jī)脈沖速率的定時器來實現(xiàn)該同步。在定時器截止時，接收機(jī)發(fā)布脈沖時間標(biāo)記，用于提供已知的發(fā)射機(jī)脈沖速率與接收機(jī)時鐘之間的基準(zhǔn)。接收機(jī)脈沖時間標(biāo)記用于利用未知的、但相對于接收脈沖是恒定的偏移量來分配相關(guān)和累加二進(jìn)制位。
參照圖4，數(shù)字采樣與圖3的情況的脈沖調(diào)制模式不再同步。在下一脈沖位置404處，第一個脈沖位置401相對于數(shù)據(jù)采樣402和403以及脈沖405和406附近的數(shù)據(jù)采樣而變化。在數(shù)據(jù)采樣407和408之間的脈沖位置414存在進(jìn)一步的變化。第一接收機(jī)脈沖時間標(biāo)記被表示為409。盡管該接收機(jī)脈沖時間標(biāo)記409的絕對位置相對于第一脈沖位置401是未知的，但是這兩個事件409和401的相對定時是恒定的。對于該示例，接收機(jī)脈沖時間標(biāo)記409被設(shè)置在比脈沖401、404和414中每一個提前約三個數(shù)據(jù)采樣。盡管相對于接收機(jī)脈沖時間標(biāo)記409和脈沖位置401的數(shù)據(jù)采樣對準(zhǔn)是變化的，但是接收機(jī)脈沖時間標(biāo)記409和脈沖位置401之間的對準(zhǔn)保持恒定。對于該示例，接收機(jī)脈沖時間標(biāo)記409之后的第一個數(shù)據(jù)采樣被累加到次采樣1累加二進(jìn)制位412中。對各個隨后的采樣進(jìn)行處理，并將相關(guān)累加值置入隨后的與該內(nèi)部時間標(biāo)記有關(guān)的相關(guān)和累加二進(jìn)制位中。
A Priori定時估計在優(yōu)選實施例中，傳統(tǒng)的相關(guān)處理用于獲得近似的碼延遲定時以及近似獲知脈沖調(diào)制模式。盡管對碼延遲定時和脈沖調(diào)制模式的這些估計受多徑破壞，對碼延遲定時的粗略估計仍然可以進(jìn)行到脈沖調(diào)制模式的+/-1.5個碼片范圍內(nèi)。碼延遲定時的粗略估計隨后被用作次采樣相關(guān)處理的輸入，以設(shè)置碼延遲定時的初始值。諸如次采樣相關(guān)搜索或原脈沖搜索的用于獲得碼延遲定時估計和獲知脈沖調(diào)制模式的其它方法落入本發(fā)明的寬范圍和領(lǐng)域內(nèi)。
一般，不可能將接收機(jī)時間標(biāo)記脈沖與所接收的脈沖調(diào)制模式精確地同步。與所接收的脈沖調(diào)制模式的同步僅與到發(fā)射機(jī)的距離估計一樣準(zhǔn)確。對脈沖調(diào)制模式的準(zhǔn)確獲知要求對到發(fā)射機(jī)的距離的準(zhǔn)確獲知。一般在計算準(zhǔn)確的位置之前，在定位裝置中，到發(fā)射機(jī)的距離是未知的。因此，要求搜索脈沖的前沿。該搜索包括次采樣相關(guān)處理器在與該無線電導(dǎo)航接收機(jī)脈沖時間標(biāo)記相關(guān)的單獨的累加二進(jìn)制位中累加多個采樣定時；每個累加二進(jìn)制位代表可能的接收脈沖前沿。再次參照圖3，對該例示示例的采樣定時進(jìn)行選擇以使得最前面的幾個采樣發(fā)生在脈沖開始之前。使用傳統(tǒng)的相關(guān)技術(shù)，首先確定接收脈沖調(diào)制模式的前沿的近似定時，然后該近似定時可以對于與所接收的脈沖調(diào)制模式相關(guān)的無線電導(dǎo)航接收機(jī)時間標(biāo)記提供粗略的設(shè)置。在圖3的示例中，無線電導(dǎo)航接收機(jī)時間標(biāo)記定時器被設(shè)置為使得在比接收脈沖提前約三個(3)脈沖處初始化時間標(biāo)記。根據(jù)對時間標(biāo)記相關(guān)累加二進(jìn)制位結(jié)果的設(shè)置，邏輯判決處理確定正確的、或者概率最大的脈沖前沿采樣設(shè)置。通常，接收機(jī)時間標(biāo)記的布置必須基于對碼延遲定時的粗略估計的不確定性來設(shè)置。
邏輯判決處理邏輯判決處理確定與所接收的脈沖前沿相對應(yīng)的相關(guān)累加二進(jìn)制位。在優(yōu)選實施例中，判決處理利用來自各個相關(guān)累加定時二進(jìn)制位的累加功率值。然而，也可以使用諸如信噪比、對環(huán)累加值進(jìn)行跟蹤的同相和正交(I&Q)跟蹤環(huán)載波、對環(huán)測量進(jìn)行跟蹤的偽隨機(jī)碼、以及接收機(jī)中可用的類似數(shù)據(jù)這樣的其它測量參數(shù)，并且這些測量參數(shù)落入本發(fā)明的寬范圍和領(lǐng)域內(nèi)。
參照圖5，示出了根據(jù)本發(fā)明的7個次采樣相關(guān)響應(yīng)函數(shù)502、503、504、505、506、507和508連同傳統(tǒng)的相關(guān)響應(yīng)函數(shù)501的例示性示例。相關(guān)響應(yīng)函數(shù)501是沒有濾波或數(shù)據(jù)噪聲的理論上的傳統(tǒng)相關(guān)響應(yīng)。如在優(yōu)選實施例中所述的，利用20MHz帶寬濾波器對次采樣相關(guān)響應(yīng)函數(shù)502、503、504、505、506、507和508進(jìn)行濾波，并且該信號被噪聲和多徑兩者破壞。將理論上的響應(yīng)函數(shù)501和次采樣相關(guān)響應(yīng)函數(shù)502、503、504、505、506、507及508按照比例進(jìn)行繪圖，使得所有這些函數(shù)在同一繪圖上清楚可見。次采樣相關(guān)響應(yīng)函數(shù)502、503、504、505、506、507及508與傳統(tǒng)的相關(guān)響應(yīng)函數(shù)501的區(qū)別在于它們是平坦的，在時間維上功率是恒定的，而不是在最大相關(guān)值處具有峰值功率的三角形形狀。次采樣相關(guān)響應(yīng)函數(shù)502、503、504、505、506、507及508是傳統(tǒng)的相關(guān)響應(yīng)函數(shù)501的分解結(jié)果。參照傳統(tǒng)的相關(guān)響應(yīng)函數(shù)501的前沿，顯然，次采樣相關(guān)響應(yīng)函數(shù)502、503、504、505、506、507及508的總和將產(chǎn)生傳統(tǒng)的相關(guān)響應(yīng)函數(shù)。如果在傳統(tǒng)的相關(guān)響應(yīng)函數(shù)的后沿處進(jìn)一步示出次采樣相關(guān)響應(yīng)函數(shù)，則這些次采樣相關(guān)響應(yīng)函數(shù)的總和為傳統(tǒng)的相關(guān)響應(yīng)函數(shù)。
在圖5的示例中，邏輯判決處理比較七個(7)次采樣相關(guān)和累加響應(yīng)函數(shù)502、503、504、505、506、507及508，以選擇與接收脈沖前沿相對應(yīng)的次采樣相關(guān)響應(yīng)。使用傳統(tǒng)的相關(guān)處理中的接收脈沖定時的a priori估計，將接收機(jī)脈沖時間標(biāo)記對準(zhǔn)為使得在估計接收脈沖前沿之前額定出現(xiàn)三個(3)相關(guān)累加二進(jìn)制位，并且剩余的四個(4)相關(guān)累加二進(jìn)制位出現(xiàn)在所接收的脈沖前沿之后。在優(yōu)選實施例中，在所接收的脈沖前沿周圍的七個(7)采樣被處理成它們相應(yīng)的相關(guān)累加二進(jìn)制位。另選實施例根據(jù)具體應(yīng)用、環(huán)境、以及接收機(jī)測量和脈沖質(zhì)量，改變確保所接收的脈沖前沿被觀察到所要求的相關(guān)和累加二進(jìn)制位的數(shù)量。例如，在低多徑環(huán)境中，其中已知碼延遲定時的粗略估計在四分之一碼片范圍內(nèi)，將不需要全部七個(7)次采樣相關(guān)累加二進(jìn)制位。而是，僅需要三個(3)或四個(4)二進(jìn)制位。此外，如果與碼延遲定時的粗略估計相比，接收機(jī)時鐘不確定性較大，則除針對優(yōu)選實施例描述的七個(7)次采樣相關(guān)累加二進(jìn)制位之外還需要額外的采樣。
在優(yōu)選實施例中，一組比較標(biāo)準(zhǔn)是根據(jù)與無線電導(dǎo)航接收機(jī)脈沖時間標(biāo)記有關(guān)的累加二進(jìn)制位相關(guān)功率和位置來建立的。例如，期望前沿相關(guān)累加二進(jìn)制位的功率值比前面的相關(guān)累加二進(jìn)制位功率值高出一定比率，因為前面的相關(guān)累加二進(jìn)制位是根據(jù)僅包含噪聲的采樣來累加的。對于圖5所例示的結(jié)果，次采樣相關(guān)功率響應(yīng)曲線505與前沿的采樣定時相對應(yīng)。在脈沖前沿處的次采樣相關(guān)功率響應(yīng)510比前面的僅噪聲的次采樣相關(guān)功率響應(yīng)曲線504高約3.5dB。另外，如圖5所示，期望隨后的次采樣相關(guān)功率響應(yīng)曲線506比前沿采樣相關(guān)功率響應(yīng)曲線505高。相關(guān)功率的增大是由于對帶寬受限信號的接收而引起的濾波效應(yīng)導(dǎo)致的，因此建立了傾斜向上的脈沖。這導(dǎo)致當(dāng)開始發(fā)射脈沖時，信號在功率方面增大。
其它邏輯處理和判決標(biāo)準(zhǔn)能夠建立脈沖邊緣上的第一個次采樣，諸如設(shè)置特定的信噪(SNR)比閾值、處理載波跟蹤環(huán)同相和正交(I&Q)數(shù)據(jù)，處理偽隨機(jī)碼跟蹤環(huán)測量、或者處理接收機(jī)中的可用的類似數(shù)據(jù)。當(dāng)相對于利用不同接收機(jī)結(jié)構(gòu)接收的、來自不同類型的發(fā)射機(jī)的真實數(shù)據(jù)信號進(jìn)行校準(zhǔn)的時候，也可以改變判決標(biāo)準(zhǔn)。此外，當(dāng)針對一般的或特定的多徑內(nèi)容而觀察到特定的環(huán)境和信號時，可以在接收機(jī)中動態(tài)地調(diào)整對前沿相關(guān)和累加二進(jìn)制位進(jìn)行選擇的處理。然后使用與所接收的脈沖調(diào)制模式的前沿的最好估計相對應(yīng)的相關(guān)累加二進(jìn)制位來估計距離測量。
根據(jù)前沿采樣相關(guān)累加結(jié)果的偽距離測量一旦前沿次采樣相關(guān)和累加二進(jìn)制位被確定，就可以確定基于該相關(guān)累加二進(jìn)制位的距離估計。在優(yōu)選實施例中，數(shù)據(jù)匹配算法對高地(plateau)的邊緣，即圖5的元素510進(jìn)行估計，以確定距離測量。該高地邊緣是從次采樣相關(guān)功率響應(yīng)505導(dǎo)出的距離測量的基礎(chǔ)。在優(yōu)選實施例中，數(shù)據(jù)匹配算法使用子采樣相關(guān)響應(yīng)的上升沿上的采樣點，以及相關(guān)相應(yīng)的最大值。在優(yōu)選實施例中，傳統(tǒng)的早0.5碼片和晚0.5碼片的跟蹤臂被用于獲得兩個所要求的采樣點。在又一實施例中，早、晚和準(zhǔn)時跟蹤臂的組合可用于所要求的采樣點。在再一實施例中，使用諸如0.1碼片的窄跟蹤臂間隔或非均衡跟蹤臂間隔。對于優(yōu)選實施例，根據(jù)被給出各種信號狀況的多個次采樣相關(guān)響應(yīng)曲線的Monte-Carlo仿真，對次采樣相關(guān)響應(yīng)的前沿的斜度進(jìn)行校準(zhǔn)。其它的用于根據(jù)次采樣響應(yīng)函數(shù)來確定距離的技術(shù)，諸如實驗室的實驗、現(xiàn)場認(rèn)定、以及數(shù)學(xué)建模都落入本發(fā)明的寬范圍和領(lǐng)域內(nèi)。
再次參照圖5，在根據(jù)脈沖的前沿導(dǎo)出的距離估計510與傳統(tǒng)上用作距離估計基礎(chǔ)的、傳統(tǒng)相關(guān)響應(yīng)的最大響應(yīng)511之間存在有系統(tǒng)偏差509。在優(yōu)選實施例中，該偏差被校準(zhǔn)并在接收機(jī)中被保持為恒量。可選地，可以連續(xù)地對該差向建模。
在圖5中，示出了利用每碼片7.001個采樣的碼片速率的該技術(shù)的相關(guān)累加二進(jìn)制位值和被次采樣的響應(yīng)函數(shù)。在該例示性示例中的多徑與在-6dBm處有0.5碼片延遲的圖2中所示的一樣。與根據(jù)傳統(tǒng)的指定間距相關(guān)方法(tap spacing correlation method)的2-3米的距離估計誤差相比，使用本發(fā)明的次采樣相關(guān)累加二進(jìn)制位技術(shù)，對于該多徑環(huán)境的距離估計誤差是2cm，因此，相對于現(xiàn)有技術(shù)的方法給出了重大的改進(jìn)。
當(dāng)然，雖然上面給出了本發(fā)明的例示性示例，但是所有這些及其它修改和變型對于本領(lǐng)域的技術(shù)人員都是顯而易見的，都被認(rèn)為落入了本發(fā)明的寬范圍和領(lǐng)域內(nèi)，如同在此闡述一樣。
權(quán)利要求
1.一種在無線電導(dǎo)航接收機(jī)中抑制多徑的方法，該方法包括a)將快速脈沖調(diào)制模式從發(fā)射裝置發(fā)射到對發(fā)射信號進(jìn)行采樣的位置接收機(jī)；b)對所接收的采樣進(jìn)行分離，并將基于采樣的相關(guān)累加值存儲到獨立的二進(jìn)制位中，這些二進(jìn)制位與所接收的脈沖調(diào)制模式同步；c)采用判決處理以確定與所接收脈沖的前沿相關(guān)聯(lián)的累加二進(jìn)制位；d)根據(jù)與所接收脈沖的前沿相關(guān)聯(lián)的相關(guān)累加二進(jìn)制位來產(chǎn)生距離估計，以便抑制關(guān)于距離估計的多徑。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中快速脈沖調(diào)制模式在脈沖之間提供足夠的靜止時間，以使得多徑信號消失。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中使用快速脈沖調(diào)制模式的無線電導(dǎo)航信號被作為連續(xù)信號處理，而無需將所接收采樣分離成獨立的相關(guān)累加二進(jìn)制位。
4.一種提供無線電導(dǎo)航信號以使得通過對無線電導(dǎo)航信號進(jìn)行快速脈沖調(diào)制而使所接收信號的多徑分量隨時間變化的方法，以便a)可以連續(xù)地處理所接收信號；并且b)在脈沖之間存在時間以使得多徑信號消失。
5.一種在無線電導(dǎo)航接收機(jī)中抑制多徑的方法，該方法包括a)將經(jīng)脈沖調(diào)制的無線電導(dǎo)航信號從發(fā)射裝置發(fā)送到無線電導(dǎo)航接收機(jī)；b)由所述無線電導(dǎo)航接收機(jī)在來自所述經(jīng)脈沖調(diào)制的無線電導(dǎo)航信號的各個脈沖的前沿上進(jìn)行相關(guān)處理；c)根據(jù)所述相關(guān)產(chǎn)生距離估計。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種用于抑制DSSS CDMA無線電導(dǎo)航信號中的多徑的系統(tǒng)和方法，其包括a)將快速脈沖調(diào)制模式從發(fā)射裝置發(fā)射到對發(fā)射信號進(jìn)行采樣的位置接收機(jī)；b)對所接收的采樣進(jìn)行分離，并將基于采樣的相關(guān)累加值存儲到獨立的二進(jìn)制位中，這些二進(jìn)制位與所接收的脈沖調(diào)制模式同步；c)采用判決處理以確定與所接收脈沖的前沿相關(guān)聯(lián)的累加二進(jìn)制位；以及d)根據(jù)與所接收脈沖的前沿相關(guān)聯(lián)的相關(guān)累加二進(jìn)制位來產(chǎn)生距離估計。
文檔編號H04B1/707GK1938602SQ200580010437
公開日2007年3月28日 申請日期2005年4月7日 優(yōu)先權(quán)日2004年4月8日
發(fā)明者小詹姆斯·W·拉曼塞 申請人:洛克達(dá)公司