專利名稱：無線通信系統中用于消除導頻干擾的方法和設備的制作方法
技術領域：
本公開通常涉及數據通信，更具體涉及用于在無線通信系統(例如CDMA)中消除由于導頻引起的干擾的技術。
背景技術：
無線通信系統被廣泛應用于提供各種類型的通信，諸如，語音、分組數據等。這些系統可以基于碼分多址(CDMA)、時分多址(TDMA)、或者一些其它多址技術。CDMA系統可以提供優(yōu)于其它類型系統的某些優(yōu)點，包括增加系統容量。CDMA系統典型地被設計成執(zhí)行一個或多個標準，諸如，IS-95、cdma2000、IS-856、W-CDMA，和TS-CDMA標準，所有這些標準都是本技術領域中公知的。
在一些無線(例如，CDMA)通信系統中，可以從發(fā)射器單元(例如，終端)向接收器單元(例如，基站)發(fā)射導頻，以輔助接收器單元執(zhí)行多項功能。例如，導頻可以被用在接收器單元處，用于與發(fā)射器單元的計時和頻率的同步、信道響應和通信信道質量的估計、數據傳輸的相干解調等等。導頻典型地是基于公知的數據模式(例如，全零序列)并使用公知的信號處理模式(例如，用特定信道化編碼被信道化并用公知的擴展序列擴展)生成的。
在cdma2000系統中的反向鏈路上，用于每個終端的擴展序列是基于(1)所有終端公用的復數偽隨機噪聲(PN)序列和(2)終端專用的擾頻序列生成的。用這種方法，來自不同終端的導頻可以通過它們不同的擴展序列來識別。在cdma2000和IS-95系統中的前向鏈路上，為每個基站分配PN序列的特定偏移。用這種方法，來自不同基站的導頻可以通過它們不同的分配到的PN偏移來識別。
在接收器單元處，耙式(rake)接收器通常被用于恢復從已經與接收器單元建立通信的所有發(fā)射器單元發(fā)射的導頻、信令和業(yè)務數據。從特定發(fā)射器單元發(fā)射的信號可以經由多個信號路徑在接收器單元處被接收到，并且每個接收到的具有足夠強度的信號實例(signalinstance)(或者多徑)可以由耙式接收器單獨解調。每個這種多徑以與在發(fā)射器單元處所執(zhí)行的互補的方式被處理，以恢復經由該多徑接收到的數據和導頻?；謴偷膶ьl的幅度和相位由對于多徑的信道響應確定并且表示多徑的信道響應。導頻典型地被用于對與導頻一起發(fā)射的各種類型的數據進行相干解調，該導頻同樣由于信道響應而失真。對于每個發(fā)射器單元，用于發(fā)射器單元的多個多徑的導頻也被用于組合從這些多徑中取出的解調的符號，以獲得質量得到改善的組合符號。
在反向鏈路上，來自每個發(fā)射終端的導頻對來自所有其它終端的信號起干擾作用。對于每個終端，由于所有其它終端發(fā)射的導頻引起的合計干擾可能占該終端受到的總干擾的很大比例。該導頻干擾可劣化性能(例如，分組錯誤率更高)并還降低反向鏈路容量。
因此，需要用于在無線(例如，CDMA)通信系統中消除由于導頻引起的干擾的技術。

發(fā)明內容
本發(fā)明的各方面提供了用于在無線(例如，CDMA)通信系統中估計和消除導頻干擾的技術。接收到的信號典型地包括多個信號實例(即，多徑)。對于待解調的每個多徑(即，每個所需的多徑)，所有多徑中的導頻是對所需的多徑中的數據的干擾。如果導頻是基于公知的數據模式(例如，全零序列)生成的，并是用公知的信道化編碼(例如，零沃爾什碼)來信道化，則干擾多徑中的導頻可以被簡單估計為擴展序列，其相位對應于在接收器單元處的該多徑的到達時間?？梢曰跀U展序列和該多徑的信道響應的估計來估計來自每個干擾多徑的導頻干擾(其可以基于導頻來估計)。由于多個干擾多徑引起的總導頻干擾可以從接收到的信號中取出和減去，以提供去除了導頻干擾的消除導頻的信號。
在一個具體實施例中，提供了一種用于在無線(例如，cdma2000)通信系統中消除在接收器單元(例如，基站)處的導頻干擾的方法。根據該方法，最初處理由多個信號實例組成的接收到的信號(其中每個都包括導頻)以提供數據采樣。然后處理數據采樣以得到由于一個或多個(干擾)信號實例中的每個信號實例引起的導頻干擾的估計，并還組合這些估計以得到總導頻干擾。然后從數據采樣中減去總導頻干擾以提供消除導頻的數據采樣，還處理數據采樣以得到接收信號中的至少一個(所需的)信號實例中的每個的解調數據。
由于每個干擾信號實例引起的導頻干擾可以如下來估計(1)用信號實例的擴展序列來擴展數據采樣，(2)用導頻信道化編碼來信道化擴展的采樣，以提供導頻符號，(3)對導頻符號進行濾波，以提供信號實例的估計的信道響應，和(4)將信號采樣的擴展序列與估計的信道響應相乘，以提供估計的導頻干擾。對于每個所需的多徑的數據解調可以如下來執(zhí)行(1)用信號實例的擴展序列來解擴展已消除導頻的數據采樣，(2)用數據信道化編碼來信道化解擴展的采樣，以提供數據符號，和(3)解調數據符號，以提供對信號實例的解調的數據。為了改善性能，可以高于PN碼片率的采樣率來執(zhí)行導頻估計和消除。
用于導頻干擾消除的另一種系統和方法可以包括確定多徑的信道估計和噪聲估計，基于多徑的信道估計和噪聲估計來選擇消除因數，將信道估計乘以所選擇的消除因數，將信道估計和消除因數的乘積乘以預先計算出的發(fā)射脈沖和接收濾波器的卷積，執(zhí)行擴展的導頻信號(例如，PN序列)和加權的濾波器(即，信道估計、消除因數和預先計算出的卷積的乘積)的卷積以重建導頻采樣，累加來自多個耙指處理器的重建的導頻采樣并從數據采樣中減去累加的重建導頻采樣以執(zhí)行數據解調。這些處理的順序可以變化。
下面詳細描述本發(fā)明的各方面、實施例和特征。


通過閱讀下面闡述的詳細說明，并結合附圖，將會清楚本發(fā)明的特征、實質和優(yōu)點，在附圖中，通篇相對應地使用相同的附圖標記來表示，并且其中圖1是無線通信系統的框圖；圖2是基站和終端的一個實施例的簡化框圖；圖3是用于cdma2000中的反向鏈路的調制器的一個實施例的框圖；圖4是耙式接收器的一個實施例的框圖；圖5是耙式接收器內的耙指處理器的一個具體實施例的框圖，除了執(zhí)行數據解調，它還能夠估計和消除導頻干擾；圖6A和6B是用圖表示出了根據一個實施例的對數據采樣處理以得到導頻干擾的估計的示圖；圖7是為了得到多個多徑的總導頻干擾的處理的一個實施例的流程圖；圖8是為了用導頻干擾消除來對多個多徑進行數據解調的處理的一個實施例的流程圖；圖9是采樣緩沖器和耙式接收器(諸如，圖4中的耙式接收器)內的耙指處理器的另一個實施例的框圖；圖10是圖9中的耙指處理器可以使用的查詢表的一個實例；圖11示出了如圖9的耙指處理器的兩個耙指處理器的時間快照的一個實例；圖12A是為了得到多個多徑的累加的導頻干擾的處理的另一個實例的流程圖；圖12B是為了得到多個多徑的累加的導頻干擾的處理的再另一個實施例的流程圖；圖13A是帶有多個天線的接收器和帶有多個干擾累加緩沖器的解調器的框圖；圖13B是帶有多個天線的接收器和帶有單個干擾累加緩沖器的解調器的框圖；和圖14示出了由圖3的發(fā)射濾波器和圖2中的接收濾波器提供的發(fā)射脈沖的卷積的一個實例。
具體實施例方式
從終端發(fā)射的信號可以經由一個或多個信號路徑到達基站。這些信號路徑可以包括直線路徑(例如，信號路徑110a)和折線路徑(例如，信號路徑110b)。當發(fā)射的信號從反射源被反射出去并經由不同于視線路徑的路徑到達基站時，創(chuàng)建了折線路徑。反射源典型的是終端所工作的環(huán)境中的人造物品(例如，建筑物、樹木、或一些其它結構)。每個天線在基站處接收到的信號因而可以包括來自一個或多個終端的多個信號實例(或者多徑)。
在系統100中，系統控制器102(其也被稱為基站控制器(BSC))連接到基站104，提供對于與它連接的基站的協調和控制，并還控制經由連接的基站對終端106的呼叫的路由。系統控制器102可以還經由移動交換中心(MSC)連接到公共交換電話網(PSTN)，并經由分組數據服務節(jié)點(PDSN)連接到分組數據網絡，這些在圖1中未示出。系統100可以被設計成支持一個或多個CDMA標準，諸如，IS-95、CDMA2000、CDMA2000 1xEV-DV、CDMA2000 1xEV-DO(IS-856)、WCDMA、TD-SCDMA、TS-CDMA或一些其它CDMA標準，或者它們的組合。
本公開的各方面和實施例可以應用于各種無線通信系統中的前向鏈路和反向鏈路。為了簡便，特別描述用于cdma2000系統中的反向鏈路的導頻干擾消除技術。
圖2是基站104和終端106的一個實施例的簡化框圖。在反向鏈路上，在終端106處，發(fā)射(TX)數據處理器214接收各種類型的“業(yè)務”，諸如，來自數據源212的用戶專用數據、消息等等。然后TX數據處理器214基于一個或多個編碼方案對不同類型的業(yè)務進行格式化和編碼以提供編碼的數據。每個編碼方案可以包括循環(huán)冗余校驗(CRC)、卷積、Turbo、分組、和其它編碼的任何組合，或者根本不編碼。當使用糾錯碼來對抗衰減時，通常應用交織。其它編碼方案可以包括自動重復請求(ARQ)、混合ARQ，和增量冗余重復技術。典型地，不同類型的業(yè)務使用不同的編碼方案來編碼。然后，調制器(MOD)216從TX數據處理器214接收導頻數據和編碼的數據，并還處理接收到的數據，以生成調制數據。
圖3是調制器216a的一個實施例的框圖，其可用于圖2中的調制器216。對于cdma2000中的反向鏈路，由調制器216a進行的處理包括由乘法器312用相應的沃爾什碼，Cchx，覆蓋用于多個代碼信道(例如，業(yè)務、同步、尋呼和導頻信道)中的每個信道的數據，以將用戶專用數據(分組數據)、消息(控制數據)和導頻數據信道化到它們各自的代碼信道上。每個代碼信道的信道化數據可以由單元314用相應的增益，Gi，來縮放比例以控制代碼信道的相對發(fā)射功率。然后，由求和器316a合計同相的(I)路徑的所有代碼信道的經縮放后的數據，以提供I-信道數據，并且由求和器316b合計正交(Q)路徑的所有代碼信道的經縮放后的數據，以提供Q-信道數據。
圖3還示出了用于cdma2000中的反向鏈路的擴展序列發(fā)生器320的一個實施例。在發(fā)生器320內，長碼發(fā)生器322接收分配給終端的長碼掩碼，并用通過長碼掩碼確定的相位生成長偽隨機噪聲(PN)序列。然后，由乘法器326a將長PN序列乘以I-信道PN序列，以生成I擴展序列。長PN序列還經過延遲元件324延遲，通過乘法器326b乘以Q-信道PN序列、通過元件328二中取一進行抽取，并通過乘法器330用沃爾什碼(Cs＝+-)進行覆蓋并還用I擴展序列進行擴展以生成Q擴展序列。I-信道和Q-信道PN序列形成所有終端使用的復數短PN序列。I和Q擴展序列形成終端專用的復數擴展序列，Sk。
在調制器216a內，用I和Q擴展序列(SkI+jSkQ)經過由乘法器340執(zhí)行的復數乘法操作，對I-信道數據和Q-信道數據(DchI+jDchQ)進行擴展，以生成I擴展數據和Q擴展數據(DspI+jDspQ)。復數解擴展操作可以表達如下DspI+jDspQ＝(DchI+jDchQ)·(SkI+jSkQ)，＝(DchISkI-DchQSkQ)+j(DchISkQ+DchQSkI) 等式(1)I和Q擴展數據包括由調制器216a提供的調制數據。
然后，調制數據被提供給發(fā)射器(TMTR)218a并經過調整處理。發(fā)射器218a是圖2中的發(fā)射器218的一個實施例。信號調整處理包括用濾波器352a和352b分別對I和Q擴展數據進行濾波，并由乘法器354a和354b用cos(ωct)和sin(ωct)分別對濾波后的I和Q數據進行上變頻。然后，由加法器356合計來自乘法器354a和354b的I和Q成分，并由乘法器358還用增益G0進行放大，以生成反向鏈路調制信號。
返回圖2并參考該圖，然后，反向鏈路調制信號經由天線220在無線通信鏈路上被發(fā)射到一個或多個基站。
在基站104處，來自多個終端的反向鏈路調制信號被一個或多個天線250中的每個天線接收。多個天線250可用于提供對抗諸如衰減的有害路徑影響的空間分集。例如，對于支持三個扇區(qū)的基站，每個扇區(qū)可使用兩個天線，則基站可包括六個天線。從而在基站處可采用任何數量的天線。
每個接收到的信號被提供到各個接收器(RCVR)252，接收器對接收到的信號進行調整處理(例如，濾波、放大、下變頻)和數字化，以提供該接收到的信號的數據采樣。對于多個終端中的每個終端，每個接收信號可包括一個或多個信號實例(即，多徑)。
然后，解調器(DEMOD)254接收并處理所有接收信號的數據采樣，以提供恢復的符號。對于cdma2000，解調器254進行的恢復從特定終端發(fā)射的數據的處理包括(1)用與在終端處擴展數據時所使用的相同的擴展序列來解擴展數據采樣，(2)信道化解擴展的采樣以將接收數據和導頻抽出或信道化到它們各自的代碼信道上，和(3)用恢復的導頻對信道化的數據進行相干解調，以提供解調數據。解調器254可以實現耙式接收器，其能夠處理多個終端中的每個終端的多個信號實例，如下所述。
然后，接收(RX)數據處理器256接收和解碼每個終端的解調數據，以恢復由終端在反向鏈路上發(fā)射的用戶專用的數據和消息。由解調器254和RX數據處理器256進行的處理是分別與在終端處由調制器216和TX數據處理器214執(zhí)行的處理互補的。
圖4是耙式接收器254a的一個實施例的框圖，耙式接收器254a能夠接收和解調來自多個終端106的反向鏈路調制信號。耙式接收器254a包括一個或多個(L)采樣緩沖器408、一個或多個(M)耙指處理器410、搜索器412，和符號組合器420。圖4中的實施例示出了連接到同一個符號組合器420的所有耙指處理器410。在一些配置中，可能有大量的耙指處理器410，比如，256個耙指處理器。
由于多徑環(huán)境，從每個終端106發(fā)射的反向鏈路調制信號可以經由多個信號路徑(如圖1所示)到達基站104，并且每個基站天線的接收信號典型地包括來自多個終端中的每個終端的反向鏈路調制信號的不同實例的組合。接收信號中的每個信號實例(或者多徑)典型地與特定的幅度、相位和到達時間(即，與CDMA系統時間相關的時間延遲或者時間偏移)相關聯。如果在基站處，多徑的到達時間之間的差異多于一個PN碼片，則在輸入端處相應接收器252的每個接收信號，yl(t)，可以表示為yl(t)=ΣjΣipi,j,l(x)xj(t-t^i,j,l)+n(t),]]>等式(2)其中xj(t)是由第j終端發(fā)射的第j個反向鏈路調制信號； 是在第1天線處的第I個多徑相對于第j反向鏈路調制信號，xj(t)被發(fā)射的時間的到達時間；pi，j，l(t)表示在第1天線處的第j終端的第I個多徑的信道增益和相位，并且為衰減過程的函數； 是第1個接收信號中的所有反向鏈路調制信號的總和； 是第1個接收信號中的每個反向鏈路調制信號的所有多徑的總和；以及n(t)表示在RF處的真實值信道噪聲加上內部接收器噪聲。
每個接收器252將各個接收信號yl(t)，進行放大和下變頻，并還用接收濾波器對信號進行濾波，以提供調整處理后的信號，其中接收濾波器典型地與在終端處使用的發(fā)射濾波器(例如，濾波器352)匹配。然后，每個接收器單元252將調整處理后的信號數字化，以提供數據采樣的各個數據流，然后數據流被提供給各個采樣緩沖器408。
每個采樣緩沖器408存儲接收到的數據采樣，并還在適當地時間向適當的處理單元(例如，耙指處理器410和/或搜索器412)提供正確的數據采樣。在一種設計中，每個緩沖器408向所分配的各組耙指處理器提供數據采樣，以處理與緩沖器相關聯的接收信號中的多徑。在另一種設計中，多個緩沖器408向具有以時分多路復用方式處理多個多徑能力的特定耙指處理器提供數據采樣(例如，以時分多路復用的方式)。采樣緩沖器408a至4081也可以被實現為適當大小和速度的單個緩沖器。
搜索器412用于搜索接收信號中的強大的多徑，并用于提供滿足一組準則的每個被發(fā)現的多徑的強度和定時的指示。搜索特定終端的多徑典型地通過將每個接收信號的數據采樣與以各種碼片或子碼片偏移(或者相位)在本地生成的終端的擴展序列關聯來執(zhí)行。由于擴展序列的偽隨機性質，除了本地生成的擴展序列的相位與多徑的相位在時間上對齊的時候(在這種情況下，相關性的值很高)，數據采樣與擴展序列的關聯性應該很低。
對于每個反向鏈路調制信號xj(t)，搜索器412可以提供對于該反向鏈路調制信號(可能與每個被發(fā)現的多徑的信號強度一起)所發(fā)現的一個或多個多徑的集合的一個或多個時間偏移ti，j，l的集合。由搜索器412提供的時間偏移，ti，j，l，是相對于基站定時或者CDMA系統時間，并且與等式(2)中所示的時間偏移 有關， 是相對于信號發(fā)射的時間。
搜索器412可以被設計為帶有一個或多個搜索器單元，每個搜索器單元可以被設計成在各個搜索窗口上搜索多徑。每個搜索窗口包括要被搜索的擴展序列相位的范圍。搜索器單元可以并行運行，以加速搜索操作。另外地或者可替代地，搜索器412可以高時鐘速率運行以加速搜索操作。在美國專利第5,805,648、5,781,543、5,764,687和5,644,591號中更加詳細地描述了搜索器和搜索。
然后，可指定每個耙指處理器410來處理感興趣的各組一個或多個多徑(例如，由控制器260基于搜索器412所提供的信號強度信息而確定的足夠強度的多徑)。然后，對于每個指定的多徑，每個耙指處理器410接收以下內容(1)包括指定多徑的接收信號的數據采樣，(2)指定的多徑的時間偏移ti，j，l，或者帶有與時間偏移ti，j，l相對應的相位的擴展序列Si，j，l(其可以由擴展序列發(fā)生器414生成)，和(3)要恢復的代碼信道的信道化代碼(例如，沃爾什碼)。然后，每個耙指處理器410處理接收的數據采樣，并為每個指定的多徑提供解調數據。下面將更加詳細地描述耙指處理器410所進行的處理。
符號組合器420接收并組合每個終端的解調數據(即，解調符號)。特別地，符號組合器420接收每個終端的所有指定多徑的解調符號，并根據耙指處理器的設計，可以將符號在時間上對齊(或者偏斜校正)，以說明指定多徑的時間偏移的差別。然后，符號組合器420組合每個終端的時間上對齊的解調符號，以提供終端的恢復符號。可設置多個符號組合器以同時為多個終端組合符號。然后，將每個終端的恢復的符號提供給RX數據處理器256并解碼。
多徑的處理可以基于各種解調器設計來執(zhí)行。在第一解調器設計中，一個耙指處理器被指定處理接收信號中的多個多徑。對于該設計，來自采樣緩沖器的數據采樣可以在覆蓋特定持續(xù)時間(即，特定的多個PN碼片)并且起始于一些定義的時間邊界的“片段”(segment)中被處理。在第二解調器設計中，多個耙指處理器被指定成處理接收信號中的多個多徑?，F對于第一解調器設計，描述各方面和實施例。
導頻干擾消除也可以基于各種方案來執(zhí)行。在基于第一解調器設計的第一導頻干擾消除方案中，基于數據采樣的片段來估計特定多徑的信道響應，然后使用估計的信道響應來得到由于同一片段的該多徑引起的導頻干擾的估計。該方案可以提供改善的導頻干擾消除。然而，因為數據采樣的片段在數據解調能夠進行到同一片段上之前，首先經過處理以進行估計和消除導頻干擾，所以該方案還會引起多徑的數據解調中的額外的處理延遲。
在同樣基于第一解調設計的第二導頻干擾消除方案中，基于數據采樣的片段來估計特定多徑的信道響應，然后使用估計的信道響應來得到由于下一個片段的該多徑引起的導頻干擾的估計。使用該方案可以減少(或者可能去除)由于導頻干擾的估計和消除引起的數據解調中的額外的處理延遲。然而，因為鏈路狀況可能隨時間連續(xù)變化，所以應該保持當前和下一個片段之間的時間延遲足夠短，使得當前片段的信道響應估計在下一個片段中仍然準確。為了清楚起見，下面描述第二方案的導頻干擾估計和消除。
圖5是耙指處理器410x的具體實施例的框圖，耙指處理器410x除了執(zhí)行數據解調外，還能夠估計和消除導頻干擾。耙指處理器410x可用于表示圖4中所示的耙式接收器254a中的每個耙指處理器410。在下面的說明中，圖5示出了處理元件，圖6A和6B用圖表示出了導頻干擾的估計和消除的定時。
耙指處理器410x被指定解調特定接收信號中的一個或多個“所需的”多徑。采樣緩沖器408x存儲包括指定給耙指處理器410x的多徑的接收信號的數據采樣。然后，緩沖器408x在耙指處理器需要的時候向它們提供適當的數據采樣(以片段形式)。在圖5所示的實施例中，耙指處理器410x包括重采樣器522、導頻估計器520(或者信道估計器)、加法器542、數據解調單元550，和導頻干擾估計器530。
對于要由耙指處理器410x解調的每個所需的多徑，所有其它多徑中的數據和同一接收信號中的所有多徑中的導頻對該多徑起干擾作用。因為，導頻是基于已知數據模式(例如，典型的是全零序列)生成的，并且是以已知方法處理的，可以從所需的多徑中估計和去除“干擾”多徑中的導頻，以改善所需多徑中的數據分量的信號質量。耙指處理器410x能夠估計和消除由于在接收信號中所發(fā)現的多個多徑引起的導頻干擾，包括所需多徑的導頻，如下所述。
在一個實施例中，在“脈沖串”中執(zhí)行導頻干擾估計和消除以及數據解調。對于每個脈沖串(即，每個處理周期)，處理特定數量的PN碼片的數據采樣的片段，以估計由于特定多徑引起的導頻干擾。在具體實施例中，每個片段包括一個符號時間段的數據采樣，對于cdma2000，其可以是64個PN碼片。然而，也可以使用其它片段大小(例如，用于其它持續(xù)時間的數據符號)，并且這是在本公開的范圍內。如下面所述，數據解調可以流水線的方式與導頻干擾估計并行執(zhí)行，以增加處理量，并可以降低總處理時間。
為了得到由于第m個多徑(其中m＝(i，j，l)，并且是表示第1個接收信號中所發(fā)現的第j個反向鏈路調制信號的第i個多徑的符號)引起的導頻干擾的估計，從緩沖器408x最初向耙指處理器410x內的重采樣器522提供數據采樣的片段。然后，重采樣器522可以執(zhí)行抽取(decimation)、內插、或它們的組合，來以碼片率并用正確的“良好增益”(fine-gain)時間相位(timing phase)來提供抽取的數據采樣。
圖6A用圖表示出了由重采樣器522執(zhí)行的重采樣的一個實施例。典型地以碼片率的多倍(例如，2、4或8倍)的采樣率對接收信號進行過采樣(oversample)，以提供較高的時間分辨率。數據采樣被存儲到采樣緩沖器408x，采樣緩沖器408x在后面提供每個處理周期的(例如，512個)數據采樣的片段。然后，重采樣器522對從緩沖器408x接收到的數據采樣進行“重采樣”，來以碼片率并用正確的時間相位來提供采樣。
如圖6A所示，如果接收信號被充分過采樣(例如，以8倍碼片率)，則可以通過提供從緩沖器接收的例如每8個數據采樣，其中所選擇的數據采樣是最接近對齊第m個多徑的峰值的時刻的那些數據采樣，來執(zhí)行對m-多徑的重采樣。第m個多徑典型的是為數據解調指定的多徑，并且多徑的時間偏移tm可以由搜索器412確定和提供。然而，也可以估計和消除由于沒有指定用于數據解調的多徑引起的導頻干擾，只要每個這種多徑的時間偏移已知。每個多徑的時間偏移tm可以被視為包括相對于基站定時或者CDMA系統時間的符號時間段的整數部分和符號時間段的分數部分(即，tm＝tfull，m+tfrac，m)，其中符號時間段是通過信道化代碼的長度(例如，對于cdma2000，64個PN碼片)來確定的。時間偏移的分數部分tfrac，m可用于選擇數據采樣的特定片段，以提供給重采樣器522并用于抽取。在圖6A所示的實例中，第m個多徑的時間偏移的分數部分是tfrac，m＝5，由緩沖器408x提供數據采樣片段622，并且由重采樣器522提供的抽取的數據采樣用陰影框來表示。
對于其中接收信號沒有被充分過采樣的一些其它接收器設計，則可以可替代地或者另外地執(zhí)行內插以及抽取，以得到時間相位正確的新采樣，這是本技術領域中公知的。
在導頻估計器520內，解擴展器524接收抽取的數據采樣和(復共軛)擴展序列Sm*(k)，其具有與將要估計其導頻干擾的第m個多徑的時間偏移tm對應的相位?？梢杂蓴U展序列發(fā)生器414提供擴展序列Sm*(k)。對于cdma2000中的反向鏈路，可以如圖3中的擴展序列發(fā)生器320所示地生成擴展序列Sm*(k)。并且如圖6A所示，具有與數據采樣片段相同長度和相同時間相位的擴展序列Sm*(k)的片段被用于解擴展(即，擴展序列Sm*(k)與抽取的數據采樣在時間上對齊)。
解擴展器524(其可以被實現為復數乘法器，諸如，圖3中所示的乘法器340)用擴展序列Sm*(k)，對抽取的數據采樣進行解擴展，并提供解擴展的采樣。然后，導頻信道化器526將解擴展的采樣乘以用于終端處的導頻的信道化代碼Cpilot，m(例如，對于cdma2000，零沃爾什碼)。然后，在特定累加時間間隔上累加解覆蓋(decover)的導頻采樣，以提供導頻符號。累加時間間隔典型的是導頻信道化編碼長度的若干整數倍。如果導頻數據是用零的信道化編碼(如在cdma2000中)覆蓋的，則與信道化代碼Cpilot，m的相乘可以被省略，并且導頻信道化器526簡單地執(zhí)行來自解擴展器524的解擴展采樣的累加。在具體實施例中，一個導頻符號被提供用于每個片段，其大小為一個符號時間段。
然后，來自導頻信道化器526的導頻符號被提供給導頻濾波器528，并基于特定低通濾波器響應被濾波，以去除噪聲。導頻濾波器528可以被實現為有限脈沖響應(FIR)濾波器，無限脈沖響應(IIR)濾波器，或者一些其它濾波器結構。導頻濾波器528提供導頻估計Pm(k)，其指示第m個多徑的信道響應(即，增益和相位αm·ejθm)。因而每個導頻估計Pm(k)是復數值。以足夠的速率提供導頻估計，使得能夠捕捉和報告多徑的信道響應中的顯著的改變。在具體實施例中，為每個大小為一個符號的片段提供一個導頻估計。
然后導頻干擾估計器530估計由于下一個片段的第m個多徑引起的導頻干擾。為了估計導頻干擾，第m個多徑的導頻數據和導頻信道化代碼Cpilot，m被提供給導頻信道化器532，導頻信道化器532用導頻信道化代碼將導頻數據信道化，以提供信道化的導頻數據。然后擴展器534接收并用擴展序列Sm(k+N)擴展信道化的導頻數據，以生成擴展導頻數據(即，處理后的導頻數據)。擴展序列Sm(k+N)具有與第m個干擾多徑的時間偏移tm對應的相位，并還被下一個片段的N個PN碼片推進，如圖6A所示。如果導頻數據是全零的序列，并且導頻信道化代碼也是全零的序列(如在cdma2000中)，則導頻信道化器532和擴展器534可以被省略，并且擴展導頻數據簡單的是擴展序列Sm(k+N)。
然后，乘法器536從導頻濾波器528接收擴展的導頻數據并將其乘以導頻估計Pm(k)，以提供由于下一個片段的第m個多徑引起的導頻干擾的估計Ipilot，m(k+N)。因為導頻估計Pm(k)是從當前片段得到的，并用于得到下一個片段的估計的導頻干擾，所以可基于導頻估計，使用預測技術來得到下一個片段的導頻預測。然后，可使用這些導頻預測得到下一個片段的估計的導頻干擾。
在一個實施例中，乘法器536以采樣率(例如，8倍碼片率)并且用第m個多徑的時間相位來提供由于第m個多徑引起的估計的導頻干擾。這使得能夠以較高的時間分辨率來累加所有多徑的估計的導頻干擾(它們具有不同的時間偏移，這些時間偏移典型地不與PN碼片時間邊界對齊)。然后，第m個多徑的估計的導頻干擾Ipilot，m(k+N)(其包括與數據采樣片段相同數量的干擾采樣)，被提供給干擾累加器538。如圖6A所示，第m個多徑的干擾采樣被存儲在累加器中通過多徑的時間偏移的分數部分確定的位置處。
為了得到給定接收信號中的所有多徑的總導頻干擾，在將要估計和從所需多徑消除其導頻干擾的每個干擾多徑的一次迭代或者處理周期中，可以多次迭代上述處理。對于多徑的導頻干擾消除通常是經由同一天線執(zhí)行的，而不是經由多個天線，因為來自一個天線的信道估計通常不適用于其它天線。如果同一個耙指處理器硬件被用于多次迭代，則可以在脈沖串中執(zhí)行處理，每個脈沖串在通過多徑的分數部分時間偏移確定的數據采樣的各個片段上被執(zhí)行。
在第一次迭代之前，累加器538被清零或者重置。對于每次迭代，將由于當前多徑引起的估計的導頻干擾Ipilot，m，與所有先前處理的多徑的累加的導頻干擾相累加。然而，如圖6A所示，估計的導頻干擾Ipilot，m與累加器538的具體段中的采樣累加，這是通過當前的多徑的時間偏移來確定的。在已經處理完所有干擾多徑之后，累加器538中的累加后的導頻干擾包括由于所有處理過的多徑引起的總導頻干擾Ipilot。
圖6A還示出了累加器538的一個實施例。當耙指處理器410x執(zhí)行當前片段的第m個多徑的數據解調(使用早期得到的并且存儲在累加器538的一段中的總導頻干擾Ipilot(k))時，可以在累加器的另一個扇區(qū)中估計和累加由于下一個片段的第m個多徑引起的導頻干擾Ipilot，m(k+N)。
第m個多徑的導頻是對接收信號中所有多徑的干擾，包括第m個多徑本身。對于多個耙指處理器被指定處理給定終端的接收信號中一定數量的多徑的解調器設計，可以由一個耙指處理器將由于第m個多徑引起的估計的導頻干擾提供給被指定處理同一個接收信號中的其它多徑的另一個耙指處理器。
對于恢復第m個多徑上的數據的解調器，片段的數據采樣從緩沖器408x被提供給重采樣器522。然后，重采樣器522對接收到的數據采樣進行重采樣，以碼片率并用該多徑的正確的時間相位來提供抽取的數據采樣。抽取的數據采樣經過如上所述的處理，以提供導頻估計Pm(k)。
相應地，同一個片段的總導頻干擾Ipilot(k)的干擾采樣從累加器538被提供給重采樣器540。重采樣器540類似地對接收到的干擾采樣進行重采樣，來以碼片率并用第m個多徑的正確的時間相位提供抽取的干擾采樣。然后，加法器542接收抽取的干擾采樣并從抽取的數據采樣中減去抽取的干擾采樣，以提供消除導頻的數據采樣。
在數據解調單元550內，解擴展器544接收消除導頻的數據采樣，并用(復共軛)擴展序列Sm*(k)對其進行解擴展，以提供解擴展的采樣。擴展序列Sm*(k)，具有與第m個多徑的時間偏移tm相對應的相位。然后，數據信道化器546將解擴展的采樣乘以用于由耙指處理器所恢復的代碼信道的信道化代碼Cch，m。然后，在信道化代碼Cch，m的長度上累加信道化的數據采樣，以提供數據符號。
然后，數據解調器548接收數據符號，并用導頻估計Pm(k)對其進行解調，以提供第m個多徑的解調符號(即，解調數據)，然后，該解調符號被提供給符號組合器420?？梢匀缜懊嫣岬降拿绹鴮＠?,764,687號中所述的那樣來實現數據解調和符號組合。該‘687專利描述了對于IS-95的通過執(zhí)行解擴展數據和濾波導頻之間的點積進行BPSK數據解調。cdma2000和W-CDMA中使用的QPSK調制的解調是‘687專利中描述的技術的擴展。也就是說，不是用點積，而是既使用點積又使用叉積來恢復同相的和正交的數據流。
如上面所提到的，可以與導頻干擾估計并行地并且以流水線的方式來執(zhí)行第m個多徑的數據解調。當解擴展器544和數據信道化器546正在處理當前片段的已消除導頻的數據采樣(用擴展序列Sm*(k)，和信道化代碼Cch，m)以提供第m個多徑的數據符號時，解擴展器524和導頻信道化器526可以處理當前片段的相同的數據采樣(用擴展序列Sm*(k)，和導頻信道化代碼Cpilot，m)，以提供該多徑的導頻符號。導頻濾波器528對導頻符號進行濾波，以提供多徑的導頻估計Pm(k)。然后，導頻干擾估計器530得到由于后續(xù)片段的該多徑引起的估計的導頻干擾Ipilot，m(k+N)，如上所述。用這種方法，在使用從先前的片段得到的總導頻干擾Ipilot(k)，對當前片段執(zhí)行數據解調的同時，估計下一個片段的導頻干擾并將其存儲到累加器的另一個段，以用于下一個片段。
在一個實施例中，基于如上所述的“原始”接收數據采樣(來自采樣緩沖器408x)估計被解調的特定多徑的導頻，而不是基于消除導頻的數據采樣(來自累加器538)。在另一個實施例中，如果總導頻干擾包括除了正被解調的多徑的導頻外(即，正被解調的多徑的導頻包括在其它消除導頻的數據采樣中)的一些或者全部干擾導頻，則可以基于消除導頻的數據采樣來估計導頻。該可替代實施例可以提供改善的正被解調的多徑的信道響應估計，并且特別地，在導頻估計典型的是處理弱的多徑中的限制因素的反向鏈路中是具有優(yōu)勢的。導頻估計所使用的相同的“其它消除導頻的”數據采樣也可以被處理，以恢復多徑的數據，其優(yōu)勢在于對同一數據采樣流并行地執(zhí)行導頻估計和數據解調二者的耙指處理器結構?？梢允褂孟嗤姆椒▉砉烙嬏囟ǜ蓴_多徑的信道響應(即，估計的信道響應可以基于原始數據采樣或者已經去除了除該特定多徑的導頻外的具有干擾導頻的“其它消除導頻的”的數據采樣)。
圖6A和6B是表示根據一個實施例的處理數據采樣以得到導頻干擾的估計的示圖。在圖6A和6B中所示的實例中，接收信號包括三個多徑，它們與時間偏移t1、t2和t3相關聯。以8倍碼片率的采樣率將接收信號數字化，以提供數據采樣，數據采樣被存儲到采樣緩沖器。這些多徑可以在其峰值處被采樣也可以不在峰值處被采樣。
在圖6A和6B所示的實例中，每個片段包括64個PN碼片的符號時間段的512個數據采樣。對于三個多徑中的每個多徑并對每個符號時間段估計導頻干擾。通過多徑的時間偏移的分數部分確定每個多徑的符號定時。如果多徑的時間偏移的分數部分不同(通常是這樣的)，則這些多徑的符號定時將不同，并且將會與不同的數據采樣片段相關聯。在一個實施例中，按照基于多徑的時間偏移的分數部分的順序，來處理這些多徑，首先處理時間偏移的分數部分最小的多徑，而最后處理時間偏移的分數部分最大的多徑。該處理順序確保在對其進行處理的時候總導頻干擾能夠被得到并且對每個多徑有效。
在圖6A中，對于時間偏移的分數部分tfrac，m＝5的第m多徑的第n符號時間段，重采樣器522從采樣緩沖器408接收數據采樣5至516，并向解擴展器524提供數據采樣5、13、21...、509，這些用陰影框表示。相應地，解擴展器524接收相位對應于相同的時間偏移tm的擴展序列Sm*(k)，并用該擴展序列對抽取的數據采樣進行解擴展。然后，如上所述，基于該片段的解擴展的采樣得到導頻估計Pm(k)。
為了得到由于第m多徑引起的估計導頻干擾，擴展器534接收對應于下一個片段的擴展序列Sm(k+N)，并擴展信道化的導頻數據。然后，乘法器536將擴展的導頻數據(通過擴展序列，Sm(k+N)，擴展的)乘以從當前片段得到的導頻估計Pm(k)，以提供下一個片段的估計的導頻干擾Ipilot，m(k+N)。估計的導頻干擾Ipilot，m(k+N)，包括干擾采樣517至1028，將它們與干擾累加器538中的相同索引517至1028處的采樣累加，如圖6A所示。用這種方法，計算出總導頻干擾中的第m個多徑的時間偏移的分數部分。
對于第n個符號時間段的第m個多徑的數據解調，從累加器538向重采樣器540提供干擾采樣5至516的相同片段。然后，重采樣器540向加法器542提供與重采樣器522所提供的相同索引的數據采樣對應的干擾采樣5、13、20...、509(其也用陰影框表示)。然后如上所述地執(zhí)行消除導頻的數據采樣的數據解調。可以用相同的方式處理每個多徑。然而，由于每個多徑可以與不同時間偏移相關聯，所以可以對不同的抽取的數據和干擾采樣進行操作。
圖6B示出了用于得到由于三個多徑引起的估計的導頻干擾的三個數據采樣片段、抽取的數據采樣和三個擴展序列。
在另一種解調器設計中，如果提供了充足的處理能力，則可以實時地(例如，在接收到數據采樣時)執(zhí)行導頻干擾估計/消除和數據解調。例如，可指定M個耙指處理器來并行處理接收信號中的M個多徑。對于每個符號時間段，每個耙指處理器可以得到該符號時間段的導頻估計，然后，使用該導頻估計來得到下一個符號時間段的由于該耙指處理器的指定的多徑引起的估計的導頻干擾。然后，加法器對來自全部M個耙指處理器(考慮它們各自的時間偏移)的估計的導頻干擾求和，并將下一個符號時間段的總導頻干擾存儲在干擾累加器中。
然后對于下一個符號周期，可以在接收數據采樣時從數據采樣中減去總導頻干擾，并可以將相同的已消除了導頻的數據采樣提供給用于數據解調的所有M個耙指處理器。(這些耙指處理器也被提供以沒有進行消除導頻的接收數據采樣，該數據采樣被用于得到導頻估計。)用這種方法，可以實時地對消除導頻的數據執(zhí)行數據解調，并且有可能可以去掉采樣緩沖器。對于使用導頻估計來得到同一片段(而不是下一個片段)的估計的導頻干擾的方案，在得到總導頻干擾的同時可以暫時存儲(例如，一個符號時間段的)數據采樣。
對于多次處理相同數據采樣的解調器設計(例如，在指定一個耙指處理器處理一定數量的多徑的情況下)，可以設計采樣緩沖器，并以確保數據采樣不會無意中丟失的方式來操作。在一個實施例中，采樣緩沖器被設計成在向(一個或多個)耙指處理器提供存儲的數據采樣的同時接收到來的數據采樣。這可以通過用如下方式實施采樣緩沖器來實現使得可以從緩沖器的一部分讀取出存儲的數據采樣，同時新的數據采樣可以被寫入到緩沖器的另一部分。采樣緩沖器可以被實現為雙緩沖器或者多個緩沖器、多端口緩沖器、循環(huán)緩沖器、或一些其它緩沖器設計?？梢杂妙愃朴诓蓸泳彌_器(例如，循環(huán)緩沖器)的方式實現干擾累加器。
對于上面的解調器設計，為了避免仍在處理的采樣的重寫，可以將采樣緩沖器的容量選擇為得到全部M個多徑的總導頻干擾所需時間的至少二倍(時間和緩沖器容量之間的關系是通過采樣率來定義的)。如果可以對M個多徑中的每個多徑使用不同數據采樣片段，則可以將采樣緩沖器容量選擇為分配給采樣緩沖器的每個接收信號的至少(2·N·Nos)倍，其中N是用于得到一個多徑的估計導頻干擾的數據采樣的持續(xù)時間，并且Nas是數據采樣的過采樣因數(其被定義為采樣率對碼片率的比值)。在上面的實例中，對于每個多徑處理一個符號時間段的片段(例如，N＝64個PN碼片)，對于該實例，兩個符號時間段的緩沖器將能夠提供每個多徑的數據采樣的一個符號時間段的片段，而不管其時間偏移的分數部分如何。并且，如果過采樣率為Nos＝8，則緩沖器的最小大小為(2·N·Nos＝2·64·8＝1024)個數據采樣。
類似地，可以將干擾累加器的容量選擇為至少(3·N·Nos)。干擾累加器的額外的符號時間段(即，3·N而不是2·N)是由于估計的導頻干擾是從下一個片段得到的。
如上面所提到的，可以從后來的數據采樣片段中消除從一個數據采樣片段得到的估計的導頻干擾。對于移動終端，通信鏈路常常改變，因而各多徑的信道響應也常常改變。因此，需要減少從其估計導頻干擾的數據采樣和從其消除了所估計的導頻干擾的數據采樣之間的延遲。該延遲可以為2·N碼片。
通過為N選擇足夠小的值，每個多徑的信道響應應該保持在2·N碼片的時間段上相對恒定。然而，N的值應被選擇為足夠大，以使得能夠精確估計將要處理的每個多徑的信道響應。
圖7是根據一個實施例的為了得到一定數量的多徑的總導頻干擾的處理700流程圖。處理700可以通過圖5所示的耙指處理器來實施。
最初，在步驟712，將用于累加估計的導頻干擾的累加器清零。然后，在步驟714，選擇尚未處理的干擾多徑。典型地，估計被指定用于數據解調的每個多徑的導頻干擾。然而，還可以估計由于未指定的多徑引起的導頻干擾。通常，可以處理任意數量的干擾多徑，并且這些多徑就是將要估計和累加導頻干擾以得到總導頻干擾的那些多徑。
然后，在步驟716，處理帶有所選擇的多徑的接收信號的數據采樣，以得到所選擇的多徑的信道響應的估計。可以基于所選擇多徑中的導頻來估計信道響應，如上所述。對于cdma2000，該處理需要(1)用多徑的擴展序列(即，用對應于多徑的時間偏移的正確的相位)對數據采樣進行解擴展，(2)將解擴展的數據采樣信道化，以提供導頻符號(例如，將解擴展的采樣乘以導頻信道化代碼，并在導頻信道化代碼長度上累加信道化的數據采樣)，和(3)對導頻符號進行濾波以得到指示所選擇的多徑的信道響應的導頻估計。也可以實施使用其它技術的信道響應的估計，并且這是在本公開的范圍之內。
然后在步驟718，估計由于所選擇的多徑引起的導頻干擾?？梢酝ㄟ^生成處理的導頻數據和將該數據乘以在步驟716中得到的估計的信道響應來估計導頻干擾。如果導頻數據是全零序列并且導頻信道化代碼也全是零，則處理后的導頻數據簡單地是所選擇的多徑的擴展序列。通常，處理后的導頻數據是在發(fā)射器單元處的所有信號處理之后但是在濾波和上變頻之前的導頻數據(例如，對于cdma2000中的反向鏈路，在圖3中的調制器216a的輸出端處的數據)。
然后，在步驟720，在干擾累加器中將所選擇的多徑的估計的導頻干擾與先前處理的多徑的估計的導頻干擾累加。如上面所提到的，在執(zhí)行步驟716、718和720過程中觀察多徑的時間相位。
然后，在步驟722，確定是否已經處理過所有干擾多徑。如果答案為否，則處理返回到步驟714，選擇另一個干擾多徑進行處理。否則，累加器的內容表示由于所有處理過的多徑引起的總導頻干擾，其可以在步驟724中被處理。然后處理終止。
可以用時分多路復用的方式使用一個或多個耙指處理器對所有多徑執(zhí)行圖7中的導頻干擾估計。可替代地，可以使用一定數量的耙指處理器來并行地執(zhí)行多個多徑的導頻干擾估計。在這種情況下，如果硬件具有足夠的容量，則可以實時地執(zhí)行導頻干擾估計和消除以及數據解調(例如，用最小緩沖或者不用緩沖來接收數據采樣，如上所述)。
圖8是根據一個實施例的為了使用導頻干擾消除對一定數量的多徑進行數據解調的處理800的流程圖。也可以通過圖5中所示的耙指處理器來執(zhí)行處理800。
最初，在步驟812，得到感興趣的由于所有多徑引起的總導頻干擾。步驟812可以使用圖7中所示的處理700來實施。然后，在步驟814，選擇數據解調的特定多徑。在一個實施例中，如上所述，在步驟816，最初從所選擇的多徑消除總導頻干擾。這可以通過從包括所選擇的多徑的接收信號的數據采樣減去總導頻干擾(其存儲在累加器中)的干擾采樣來實現。
然后，以常規(guī)方式對消除導頻的信號執(zhí)行數據解調。對于cdma2000，這需要(1)解擴展消除導頻的數據采樣，(2)將解擴展的數據信道化，以提供數據符號，和(3)用導頻估計來解調制數據符號。然后，將所選擇的多徑的解調符號(即，解調數據)和同一發(fā)射器單元(例如，終端)的其它多徑的解調符號組合。也可以組合多個接收符號中的多徑的解調符號(例如，如果采用接收分集)?？梢酝ㄟ^圖4中所示的符號組合器來實現符號組合。
然后，在步驟822，確定是否所有指定的多徑已經被解調。如果答案為否，則處理返回到步驟814，選擇另一多徑進行數據解調。否則，處理終止。
如上面所提到的，可以用時分多路復用的方式使用一個或多個耙指處理器對給定發(fā)射器單元中的所有指定多徑執(zhí)行數據解調?？商娲?，可以使用一定數量的耙指處理器來并行地執(zhí)行對所有指定多徑的數據解調。
返回圖4和5并參考該圖，搜索器412可以被設計成并被操作以基于消除導頻的數據采樣(而不是來自緩沖器408的原始接收的數據采樣)來搜索新的多徑。這可以提供改善的搜索性能，因為來自一些或者全部已知多徑的導頻干擾可能已經被去除，如前面所述。
另一種耙式接收器和耙指處理器實施例圖9是采樣緩沖器908和耙式接收器內的耙指處理器900的另一實施例的框圖，其一些方面可以類似于上述的圖4的耙式接收器254a。耙式接收器可以包括大量的單個耙指處理器900，諸如256或者512個耙指處理器900，以處理若干多徑?？商娲兀沂浇邮掌骺梢园▎为毜母咚偬幚砥?，以用時分方式來處理若干多徑，這類似于若干耙指處理器900的功能。采樣緩沖器908的一個實施例可以是以碼片率x2(“chipx2”)的采樣率存儲數據采樣的片段的循環(huán)隨機存取存儲器(RAM)。碼片率等于1/TC，其中TC是碼片持續(xù)時間。例如，碼片率可以是1.2MHz。也可以使用其它碼片率。
可以使用耙指處理器900用于CDMA2000 1xEV-DO系統或者其它系統。耙指處理器900包括信道估計器902，數據解調單元904，和導頻干擾估計器906。信道估計器902包括解擴展器910，導頻去信道化器(de-channelizer)912和導頻濾波器914。數據解調單元904包括解擴展器918，數據去信道化器920和數據解調器922。導頻干擾估計器906包括消除因數計算單元924，乘法器926和932，重構濾波器表938，導頻重構濾波模塊930，導頻干擾累加模塊928，導頻信道化器934和擴展器936。
圖9中的信道估計器902可以用與上面參考圖5描述的導頻估計器520類似的方式運行，下面描述了一些例外。類似地，圖9中的數據解調單元904可以用與上面參考圖5描述的數據解調單元550類似的方式運行，下面描述了一些例外。
解擴展器910、918從擴展序列發(fā)生器414(圖4)接收復共軛擴展序列Pm*，例如，上面用圖5描述為Sm*(k)的PN序列。在一個實施例中，解擴展器910、918首先將來自以多徑的時間偏移tm啟動的采樣緩沖器908的片段的數據采樣乘以(解擴展)擴展序列Pm*，然后對解擴展的數據采樣進行重采樣。在另一個實施例中，解擴展器910、918首先對來自以多徑的時間偏移tm啟動的采樣緩沖器908的片段的數據采樣進行重采樣，然后將重采樣的數據采樣乘以擴展序列Pm*。
圖9中的解擴展器910、918可以包括重采樣器或者內插器，其對來自采樣緩沖器908的數據采樣進行重采樣、上采樣、求和、抽取或者內插，以實現所需的速率。重采樣的類型取決于接收采樣緩沖器908中所存儲的信號采樣的速率。例如，解擴展器910可以chipx2至耙指時間偏移的最大分辨率(例如，chipx8的速率)，對來自采樣緩沖器908的采樣進行上采樣。解擴展器910可以將chipx8采樣抽取至chipx1，用于輸出到導頻去信道化器912。
通常，耙指處理器900的不同組件可以使用不同的速率，諸如chipx1、chipx2、chipx4和chipx8。較高的速率，如chipx8，可以改善采樣的性能和準確性。較低的速率，如chipx2，可能比較不準確，但是可以通過降低計算復雜度和減少處理時間來提高效率。
導頻去信道化器912(a)從解擴展器910接收解擴展的數據采樣和導頻信道化代碼Cpilot，m，并且(b)輸出去信道化的導頻符號。類似地，數據去信道化器920(a)從加法器916接收解擴展的數據采樣和數據信道化代碼Cdata，m，并且(b)輸出去信道化的數據符號導頻濾波器導頻濾波器914得到至少兩個值，hm和Nt，這兩個值可以各種形式，諸如，hm/Nt和|hm|2/Nt，從導頻濾波器914中輸出。hm是指定給耙指處理器900的特定多徑的信道估計。信道估計hm可以對應于信道系數(幅度、相位和延遲或者時間偏移)。導頻濾波器914可以使用一個或多個片段，例如，當前片段“n”和/或過去的或者將來的片段，以提供信道估計hm。在一個實施例中，導頻濾波器914使用四至六個片段來得到信道估計?？商娲?，導頻濾波器914可以使用一個或多個片段來提供將來的信道估計，即，對信道估計的預測。導頻干擾估計器906將使用信道估計hm用于導頻重構，如下面所述。由導頻濾波器914輸出到乘法器926的信道估計hm可以是帶有I和Q分量的復數值。
Nt是噪聲的方差加上由該耙指處理器900發(fā)現的干擾項。如果信道估計hm的方差很高，則信道是有噪聲的。數據解調器922使用hm/Nt來解調數據。消除因數計算單元924使用|hm|2/Nt。導頻濾波器914可以包括相位旋轉器或者相位校正器。
計算消除因數如果接收器具有理想的信道狀態(tài)信息，由多個耙指處理器900進行的干擾消除可以提高多路存取信道的容量。實際上，每個用戶的信道都是隨時間改變的，并且估計可靠信道狀態(tài)信息可能是個復雜問題。應該通過使用實際的或者可靠的基于導頻的信道估計，從接收的信號中消除每個用戶的導頻。使用不可靠的信道估計會導致數據采樣的過消除。消除因數計算單元924在信道估計器902檢測到不可靠的有噪聲的基于導頻的信道估計的情況下減少或者防止消除。這樣，消除因數計算單元924在導頻干擾消除之后使殘余能量(噪聲)最小化。
例如，三個耙指處理器900可以不同的偏移處理相同的接收信號，并檢測不同的SNR或者信道估計。如果一個耙指處理器檢測噪聲特別多的信道，可能需要降低(按比例縮小)該耙指處理器的重構導頻對于干擾消除的貢獻。
如果N1(噪聲的方差加上由該耙指處理器900發(fā)現的干擾項)很高，并且導頻信號強度|hm|2很低，則信道估計hm可能不可靠。消除因數計算單元924可以選擇低消除因數αm，諸如0，0.1，0.2，0.5等等。這減小了耙指處理器900所使用的噪聲信道估計的幅度，以重構導頻采樣。
如果Nt很低，并且導頻信號強度|hm|2很高，則信道估計hm可能是可靠的，并且，消除因數計算單元924可以選擇高消除因數αm，諸如0.8，0.9，1.0等等。如果Nt很高，并且導頻信號強度|hm|2也很高，則信道估計hm可能是稍微可靠的，并且，消除因數計算單元924可以選擇中等的消除因數αm，諸如0.5，0.6，0.7，0.8等等。消除因數αm的值可取決于如何實施導頻解調和如何得到信號估計。在一些情況下，可以將消除因數αm選擇為大于一。例如，信道的相位在導頻解調期間可能沒有正確對齊，這使得能量被消除。該信道具有被低估的信號幅度或者有偏移的信道估計。這樣，選擇和使用大于一的消除因數αm將會往回增加一些對信道估計的校正。下面的等式對于在帶有高斯噪聲的一個片段上恒定的信道可能是最佳的。
在一個實施例中，消除因數計算單元924使用來自導頻濾波器914的|hm|2/Nt以根據以下等式計算消除因數αmαm＝[(|hm|2/Nt)N]/[1+(|hm|2/Nt)N]其中|hm|2/Nt可以與Ecp/Nt成比例，Ecp是由信道估計器902估計的每個碼片的能量，Nt是噪聲(Ecp/Nt表示信噪比)，并且N是信道估計的平均長度。N表示用于估計hm和Nt的一定數量的采樣。N可以是片段長度，諸如，512、1024或者2048個碼片。
在另一個實施例中，消除因數計算單元924使用來自導頻濾波器914的|hm|2/Nt來從查詢表(LUT)中選擇最佳消除因數αm。查詢表包括|hm|2/Nt的預先確定的值或者范圍，并對應于預先確定的消除因數αm。
圖10是|hm|2/Nt和預先確定的消除因數αm的查詢表的一個實例。該表使用X＝(2048)(|hm|2/Nt)，其中X是飽和的(saturated)并被四舍五入為4比特，以提供左列中的0和15之間的數。右列包含從以下等式得到的預先確定的消除因數αmαm＝N[|hm|2/Nt]/[1+(N)|hm|2/Nt]如果使用其它等式或者使用除了|hm|2/Nt以外的更多信息來計算消除因數，則表格的尺寸可能會改變。
第一乘法器926用來自消除因數計算單元924的計算出的或者所選擇的消除因數αm來乘以，(即，按比例縮放)信道估計hm，以提供每個片段的加權的信道系數。
導頻重構濾波如果多徑接收信號的時間延遲或者偏移tm是碼片持續(xù)時間TC的整數倍加上碼片持續(xù)時間TC的分數部分(即，少于一個碼片持續(xù)時間TC)，可能會發(fā)生碼片內部干擾(ICI)。耙指處理器900執(zhí)行重構濾波以計算發(fā)射器218(圖3)的脈沖形狀。圖14示出了φ(t)1400的一個實例，其是來自圖3的發(fā)射濾波器352a、352b時間域中的估計的(預先計算的)發(fā)射脈沖φTX(t)和接收器252(上文所述的)的接收濾波器函數φRX(t)的卷積。具體地，圖9中的重構濾波器表938、第二乘法器932和導頻重構濾波模塊930計算了估計的發(fā)射脈沖的多個正弦半周期，例如，1402、1404A、1404B、1406A、1406B(即，多個抽頭(tap))，而不只是估計的發(fā)射脈沖的中央正弦半周期，例如，1402(即，中央的抽頭或者峰值)。由耙指處理器900執(zhí)行的濾波提供更可靠的重構導頻采樣。不考慮發(fā)射脈沖的形狀和接收濾波器和重構濾波，重構導頻信號不能準確地將導頻的貢獻反映到接收的采樣中。
在一個實施例中，導頻重構濾波模塊930包括多相有限脈沖響應濾波器(FIR)，其組合例如從chipx8到chipx2的抽取和單個處理中的濾波?？梢越o定多相濾波器一個相位，根據給定相位對濾波器函數進行抽取，然后執(zhí)行濾波。例如，多相濾波器可以使用與8個不同的可能相位的上述以8進行抽取的卷積。輸入到濾波器表938中的時間偏移tm選擇對應于8個不同的可能相位中的一個的濾波器系數。乘法器932用信道估計和消除因數乘以濾波器系數(根據所選擇的相位)。重構濾波模塊930用濾波器系數、信道估計和消除因數以chipx8對來自擴展器936的擴展導頻信號進行濾波(執(zhí)行卷積)。如果卷積具有64個采樣(8組，每組8個采樣)，在以8抽取之后，重構濾波模塊930是8抽頭的濾波器并且僅對8個采樣進行濾波。該實施例可以降低導頻干擾估計器906的復雜度。
重構濾波器表938存儲一組預先計算的濾波器系數，該濾波器系數表示估計的發(fā)射脈沖φTX(t)(來自圖3的發(fā)射濾波器352a、352b)和圖2中的接收器252的接收濾波器φRX(t)(例如，低通濾波器)的卷積φ(t)。終端106的發(fā)射濾波器352a、352b所使用的發(fā)射脈沖φTX(t)可以是已知的，或者由基站104處的耙指處理器900估計出來。發(fā)射脈沖φTX(t)可以由移動電話制造商或者諸如IS-95、CDMA2000等的標準來定義。接收濾波器函數φRX(t)理想地可以是圖3中的發(fā)射濾波器352的匹配濾波器(MF)，但是實際接收濾波器不可能與發(fā)射濾波器352完全匹配。當制造基站接收器時可以設置接收濾波器函數φRX(t)。
在一種配置中，以耙指處理器900中的最高采樣率(耙指時間偏移的最大分辨率)對卷積進行采樣，例如，chipx8，使得濾波器表938包括多個濾波器表，例如，8個濾波器表，其中第i個濾波器表對應于初始chipx8自動校正函數φ在時間偏移i處的碼片級采樣，其中i＝0，1，2，...7。每個濾波器表可以有2M+1個抽頭輸入項，并且每個輸入項可以有16比特。在一個實施例中，M被選擇為大于或者等于二，以降低性能損失(如果M＝2，則2M+1＝5)。濾波器表可以說明5-13個chipx1的碼片時間(其中M＝2至6，2M+1＝5至13)，或者33-97個chipx8時間(其中M＝2至6，2M(8)+1＝33至97)。在一個實施例中，多個耙指處理器900可以使用同一濾波器表938。
在一個實施例中，每個耙指處理器900的第二乘法器932可以正確的時間偏移tm(指定給耙指處理器900的)訪問兩個這樣的濾波器表以重構chipx2導頻采樣，一個表格用于偶數采樣，一個表格用于奇數采樣。第二乘法器932將來自第一乘法器926的按比例縮放后的每個片段的信道估計hm系數乘以兩個所選擇的濾波器表的每個濾波器抽頭(預先計算出的濾波器系數)。第二乘法器932向導頻重構濾波模塊930輸出每個片段濾波器抽頭系數(例如，以chipx2)。
在一個實施例中，如果導頻重構濾波模塊930的輸出以chipx2提供采樣，導頻干擾估計器906中可能不需要分離的重采樣器。重構濾波模塊930可以將碼片率改變成采樣率。
圖9中的導頻信道化器934和擴展器936可以與圖5中的導頻信道化器532和擴展器534相似的方式運行，除了圖9中的擴展器936接收當前片段“n”的擴展序列pm。相反，如結合上圖5和6A所述，圖5中的擴展器534接收下一個片段的擴展序列Sm(k+N)。圖9中的擴展器936接收當前片段“n”的擴展序列pm并提供當前片段“n”的擴展導頻信號(例如，復數PN序列碼片)，而不是下一個片段“n+1”。這樣，圖9的耙指處理器900重構當前片段“n”的導頻干擾。在來自多個耙指處理器的對當前片段“n”的重構和累加導頻干擾之間可能存在短的延遲，則從當前片段“n”的數據采樣中減去當前片段“n”的累加的重構的導頻干擾。但是該方法(消除來自當前片段“n”的數據采樣的當前片段“n”的累加重構導頻干擾)可以提供更加可靠/準確的導頻干擾消除，特別是對于隨間時間變化快的信道。
導頻信道化器934可以接收帶有I和Q分量的復數信道化代碼。擴展器936可以接收帶有四個可能值+/-1或+/-i的復數PN序列。導頻信道化器934和擴展器936可以在當前片段“n”的每側上生成額外的碼片，以輔助導頻重構濾波模塊930的濾波。
導頻重構濾波模塊930執(zhí)行實際濾波，即，執(zhí)行濾波器表系數φ(t)、消除因數以及信道估計的乘積與來自擴展器936的擴展導頻信號(例如，PN序列)的卷積。例如，導頻重構濾波模塊930可以包括chipx1的兩個5-抽頭的濾波器、9-抽頭的濾波器或者13-抽頭的濾波器。每個濾波器可以有2M+1個抽頭。由導頻重構濾波模塊930提供的濾波可以減少ICI(碼片內部的干擾)的影響。
導頻重構濾波模塊930可以chipx2分辨率重構用戶時間對齊的導頻信號的一個片段，并提供chipx2導頻采樣。在另一個實施例中，導頻重構濾波模塊930對以chipx8過采樣的PN序列進行濾波，并且重采樣器(在導頻重構濾波模塊930和緩沖器928之間)將來自導頻重構濾波模塊930的chipx8采樣抽取成帶有給定相位的chipx2，即，從0至7(取決于偏移tm)開始采樣。然后將采樣存儲在緩沖器928中。
導頻重構濾波模塊930輸出重構的導頻干擾信號 (n)，包括指定給耙指處理器900的多徑的估計的導頻采樣。導頻重構濾波模塊930可以包括相位去旋轉或者相位校正器，特別是在解擴展器910包括對頻率偏移進行補償的相位旋轉器的情況下。
導頻干擾累加緩沖器導頻干擾累加緩沖器928以正確的時間偏移存儲并累加來自導頻重構濾波模塊930的重構導頻。例如，導頻干擾累加緩沖器928可以是循環(huán)隨機存取存儲器(RAM)。在一種配置中，可以有用于存儲和累加來自多個耙指處理器900的多個導頻重構濾波模塊930的帶有不同時間偏移的重構導頻采樣的單獨的導頻干擾累加緩沖器928。單獨的干擾累加緩沖器與多個耙指處理器中帶有多個干擾累加緩沖器的實施例相比，可以使用較少的存儲空間和其它資源。
導頻干擾累加緩沖器928可以具有與采樣緩沖器908相同的分辨率。例如，導頻干擾累加緩沖器928可以chipx2分辨率，即，以2x碼片率的速度運行。如果每個片段的長度為512碼片，則導頻干擾累加緩沖器928可以存儲至少2個片段，即，512碼片/片段x2采樣/碼片＝1024導頻采樣，這是從導頻重構濾波模塊930生成的。長度為至少2個片段的導頻干擾累加緩沖器928可以存儲先前的導頻采樣的重疊部分。導頻干擾累加緩沖器928可以實施為其它大小。導頻干擾累加緩沖器928可以使用其它采樣率，諸如3/2或4/3x碼片率。
在耙指處理器900完成重構導頻之后，干擾累加緩沖器928包含整個導頻干擾估計。然后，每個耙指處理器900中的加法器916從接收信號(來自采樣緩沖器908)中減去干擾累加緩沖器采樣方式(sample-wise)的內容(來自干擾累加緩沖器928)，以向數據解調單元904提供沒有導頻的數據采樣。
使用單獨的干擾累加緩沖器的復雜度降低可以通過使重構的導頻獨立于多徑(用戶)到達時間來實現。例如，重構的導頻可以chipx2和與系統時間對齊地生成。這樣，重構的導頻可以獨立于多徑(用戶)到達時間。由干擾累加緩沖器928提供的重構的導頻可以根據系統時間直接從由采樣緩沖器908提供的接收信號減去，例如，經由脈沖串減法，而不考慮耙指或者用戶時間，即，不進行重采樣。這消除了對重采樣器的需要，諸如，圖5中的耙指處理器410中的重采樣器540。
時間快照(snapshot)圖11示出了兩個耙指處理器900(圖9)的時間快照的一個實例，這兩個耙指處理器900具有不同的多徑時間偏移t1和t2。第二耙指處理器具有比第一耙指處理器更短的時間偏移。如直線1112和1114所示，兩個耙指處理器執(zhí)行對片段序列“n-1”、“n-2”和“n-3”的導頻解調、導頻重構和數據解調，而接收器252(圖4)用接收器(Rx)寫指針將下一個片段“n+1”寫入到采樣緩沖器908(圖9)中。圖11中的底線1116表示實時片段“n-5”、“n-4”、“n-3”、“n-2”、“n-1”、“n”、“n+1”等的時間線。片段“n”表示當前片段。片段“n-1”表示先前的片段。片段“ n+1”表示下一個片段。每個“片段”可以具有例如512碼片的時間。每個“碼片”可以對應于例如100處理器時鐘周期。
當接收器252(圖4)開始將下一個片段“n+1”寫入到采樣緩沖器908中時，一個或多個先前的片段，例如，“n-1”和“n”，被存儲在采樣緩沖器908中(通過先前的寫操作)，并且可用于兩個耙指處理器的處理。每個耙指處理器的時間延遲偏移t使開始數據采樣和結束數據采樣位移到右側，用于片段“n-1”的導頻解調，如圖11所示。這樣，當片段“n+1”被寫入到采樣緩沖器908中時，第一和第二耙指處理器用來自片段“n-1”的一些數據采樣和來自片段“n”的一些數據采樣來解調片段“n-1”的導頻。在該實施例中，在向采樣緩沖器908寫入片段“n+1”時，第一和第二耙指處理器可能不能夠解調片段“n”的導頻，因為兩個耙指處理器都會需要來自片段“n”和片段“n+1”的數據采樣(由于耙指處理器的時間偏移t1和t2引起的)，而片段“n+1”尚未被寫入到采樣緩沖器908中。
圖11示出了數據解調的小的延遲，因為與上面參考圖5描述的下一個片段“n+1”的估計的導頻干擾不同，當前片段“n”的導頻被重構并消除。但是使用圖11的時間線的耙指處理器可以實現更準確的信道估計和更好的導頻干擾消除(PIC)增益。
圖12A是總結上面結合圖9-11描述的用于得到和累加多個多徑的導頻干擾處理的流程圖。在方框1200中，多個耙指處理器900得到信道信號強度估計和噪聲估計。在方框1202中，耙指處理器900(a)基于信道信號強度估計和噪聲估計選擇消除因數和(b)將信道估計乘以所選擇的消除因數。在方框1204中，耙指處理器900將信道估計和所選擇的消除因數的乘積乘以重構濾波器表930。在方框1206中，耙指處理器900執(zhí)行重構濾波以生成導頻采樣。在方框1208中，單獨的累加緩沖器928存儲來自多個耙指處理器900的重構的導頻采樣，例如，以chipx8或者chipx2。在方框1210中，從多個耙指處理器的數據采樣減去累加的重構的導頻采樣，以執(zhí)行數據解調。
圖12B是為了得到一定數量多徑的累加導頻干擾的處理的另一個實施例的流程圖，其中，與圖12A相比，濾波和導頻干擾累加是按順序切換的。在方框1250中，多個耙指處理器900得到信道信號強度估計和噪聲估計。在方框1252中，耙指處理器900(a)基于信道信號強度估計和噪聲估計選擇消除因數和(b)將信道估計乘以所選擇的消除因數。在方框1254中，耙指處理器900使用信道估計和所選擇的消除因數的乘積來重構導頻采樣。在方框1256中，單獨的累加緩沖器928存儲來自多個耙指處理器900的重構的導頻采樣，例如，以chipx8或者chipx2。在方框1258中，單獨的重構濾波模塊對來自累加緩沖器928的導頻采樣通過φ進行濾波。1260中，從多個耙指處理器的數據采樣減去累加的重構的導頻采樣，以執(zhí)行數據解調。
在圖12B中，濾波是在累加來自多個耙指處理器900的重構的導頻干擾采樣之后，并且在從數據采樣減去導頻干擾之前執(zhí)行的。每個耙指處理器900將不必需執(zhí)行濾波。這可以降低每個耙指處理器900的復雜度。
等式接收到的反向鏈路(RL)信號的實際總導頻干擾信號 (復數值)可以表示為p~(n)=Σk=1KΣl=1LΣih~lk(i)c~k(i)φ[nTs-iNTs-τlk]]]>其中n表示接收信號的片段(例如，n的采樣率可以為碼片率x2)；
K是對接收信號的片段n有貢獻的用戶或者終端的總數；L是對接收信號的片段n有貢獻的多徑的總數；i是指時間索引； 是第k個用戶的第1個路徑的估計的復數信道系數； 等于第k用戶的復數PN序列p和導頻信道代碼Cpilot的乘積；由于在諸如CDAM2000的一些CDMA系統中導頻信道化代碼Cpilot是一串1，所以 等于第k用戶的復數PN序列p；φ是發(fā)射脈沖φTX(來自圖3中的濾波器352a、352b)和接收器濾波器φRX(圖2中的接收器252)的卷積(圖14)，例如，低通濾波器；如上文所述，在一個實施例中，該卷積可以是chipx8分辨率；Ts是采樣周期；N是每個碼片的采樣數量；和τlk是第k用戶的第1路徑的路徑延遲。
帶有多個M耙指處理器900(圖9)的耙式接收器可以得到總的重構的導頻干擾信號(也稱為導頻干擾“復制”或者“估計”)，表示為p~^(n)=Σm=1MΣih~^m(i)c~m(i)φ[nTs-iNTs-τ^m]]]>其中M是處理多徑的耙指處理器的總數； 是第m耙指處理器的估計的復數信道系數； 是第m耙指處理器所使用的復數PN序列；和 是第m耙指的估計的路徑延遲。
總重構的導頻干擾信號 可以表示為每個耙指處理器900所得到的單個重構的導頻干擾信號 之和p~^(n)=Σm=1Mp~^m(n)]]>耙指處理器900所得到的每個重構的導頻干擾信號可表示為p~^m(n)=Σih~^m(i)c~m(i)φ^[nTs-iNTs-τ~m]]]>如果假定估計的復數信道系數 在一個片段上恒定，則上面的等式可以寫成
p~^m(n)=h~^mΣic~m(i)φ^[nTs-iNTs-τ~m]]]>=h~^mΦ~m(n)]]>其中 是第m耙指的復數的重構MF(匹配濾波器)采樣。估計的復數信道系數 可以由圖9中的乘法器926來提供，并且 (n)可以由圖9中的乘法器932、導頻信道化器934、擴展器936和導頻重構濾波模塊930來提供。
在其它實施例中，圖9中所示的順序可以改變。圖9中所示的處理的一種變形可以處理φ(t)以及I和QPN序列p的脈沖形狀，以生成I和Q重構采樣 (n)。然后用復數信道估計 的I和Q分量乘以I重構采樣 (n)。類似地，用復數信道估計 的I和Q分量乘以Q重構采樣 (n)。然后，可以對I和Q的 (n)采樣執(zhí)行任意相位旋轉。然后，可以用所選擇的消除因數αm乘以I和Q的 (n)采樣，并在累加緩沖器928中進行累加。這樣，可以在濾波(對于濾波模塊930的輸出)之后而不是在濾波之前(圖9)施加消除因數αm。
多個天線圖13A是帶有例如12個天線的多個天線250A-250L的接收器252(圖2)和帶有例如12個干擾累加緩沖器的多個干擾累加緩沖器928A-928L(圖9)的解調器254的框圖。每個干擾累加緩沖器928存儲不同天線250的重構導頻。
圖13B是帶有例如12個天線的多個天線250A-250L的接收器252(圖2)和帶有單獨的干擾累加緩沖器928的解調器254的框圖，干擾累加緩沖器928存儲天線250A-250L中的一些或全部的重構導頻。在該實施例中，耙指處理器900重構一個天線250的所有導頻干擾，并將導頻干擾存儲在干擾累加緩沖器928中。然后，耙指處理器900通過位移PN序列(并可以使一些另外的處理)來重構另一個天線的所有導頻，并將導頻干擾存儲在干擾累加緩沖器928中。耙指處理器900繼續(xù)進行處理，直到來自天線250中的一些或全部的所有導頻都被重構并存儲在干擾累加緩沖器928中為止。重構導頻被對齊到系統時間，并被存儲在單獨的干擾累加緩沖器928中。通過使用單獨的干擾累加緩沖器928，該實施例可以將存儲器需求減少6-12倍。
本文所描述的導頻干擾消除技術可以提供對性能的顯著改善。如上所述，由每個終端在反向鏈路上發(fā)射的導頻對總信道干擾Io的貢獻方式與背景噪聲No相同。從所有終端發(fā)射的導頻可以代表由所有終端和基站所看到的總干擾電平的主要部分。而這將導致每個單個的終端的信號對總噪聲以及干擾的比率(SNR)很低。實際上，在以接近容量運行的cdma2000系統(其支持反向鏈路上的導頻)中，可以估計在基站處看到的大約一半的干擾可能是由于來自發(fā)射終端的導頻引起的。多終端或者多徑導頻干擾的消除或者減少可以提高每個單個終端的SNR，這使得每個終端可以較低的功率電平進行發(fā)射，并且仍然可以實現所需的解碼性能。這樣，導頻干擾消除(PIC)增加了反向鏈路容量，這允許來自現有終端的較高數據率(例如，增加30％-35％數據率)，或者允許更多終端或用戶(例如，增加10％-15％的用戶)，被添加到無線通信系統(例如，基站服務區(qū))中。
本文所描述的用于估計和消除導頻干擾的技術可應用于將導頻與數據一起發(fā)射的各種無線通信系統中。例如，這些技術可用于各種CDMA系統(例如，IS-95、CDMA2000、CDMA2000 1xEV-DV、CDMA2000 1xEV-DO、WCDMA、TD-SCDMA、TS-CDMA等)，個人通信業(yè)務(PCS)系統(例如，ANSI J-STD-008)，以及其它無線通信系統。在一個或多個發(fā)射信號中的每個的多個實例(多徑)都被接收和處理(例如，由耙式接收器或者一些其它解調器)的情況下，還有在多個發(fā)射信號被接收和處理的情況下，本文所描述的技術可用于估計和消除導頻干擾。
為了簡便，已經描述了cdma2000中的反向鏈路的各方面和實施例。本文描述的導頻干擾消除技術還可以用于從基站到終端的前向鏈路。解調器的處理是根據所支持的特定CDMA標準和發(fā)明技術是用于前向鏈路還是反向鏈路來確定的。例如，IS-95和cdma2000中的用擴展序列的“解擴展”等效于W-CDMA中用擾頻序列的“解擾頻”，并且，IS-95和cdma2000中的用沃爾什碼或者準正交函數(QOF)的信道化等效于W-CDMA中的用OVSF代碼的“解擴展”。通常，在接收器處由解調器執(zhí)行的處理與在發(fā)射器單元處由調制器執(zhí)行的處理是互補的。
對于前向鏈路，本文描述的技術也可以用于近似地消除除了或者可能代替發(fā)射到小區(qū)中所有終端的“公共”導頻的可能發(fā)射的其它導頻。例如，cdma2000支持“發(fā)射分集”導頻和“輔助”導頻。這些其它導頻可以利用不同的沃爾什碼(即，不同的信道化代碼，可以是準正交函數)。導頻還可以使用不同的數據模式。為了處理這些導頻中的任意一個，用與用于在基站處信道化導頻的相同的沃爾什碼來恢復解擴展的采樣，并還用與在基站處的導頻使用的相同的導頻數據模式對其進行相關(即，相乘并累加)?？梢怨烙嫼拖斯矊ьl外的發(fā)射分集導頻和/或輔助導頻。
類似地，W-CDMA支持一定數量的不同導頻信道。首先，可以在初級基站天線上發(fā)射公共導頻信道(CPICH)。其次，可以基于非零導頻數據生成分集CPICH，并在基站的分集天線上進行發(fā)射。第三，可以在小區(qū)的限定部分中發(fā)射一個或多個次級CPICH，并且每個次級CPICH是使用非零信道化代碼生成的。第四，基站可以還使用與用戶的數據信道相同的信道化代碼向具體用戶發(fā)射專用導頻。在這種情況下，對于該用戶，導頻符號是與數據符號時分多路復用的。因而，本領域的那些熟練專業(yè)技術人員將會理解，本文描述的技術可用于處理所有以上不同類型的導頻信道，以及也可在無線通信系統中發(fā)射的其它導頻信道。
解調器254(圖2)和可用于實施各方面和實施例的其它處理單元可以實施為硬件、軟件、固件、或者它們的組合。對于硬件設計，解調器(包括用于導頻干擾估計和消除的數據解調單元和元件，諸如導頻估計器和導頻干擾估計器)，和可實施于一個或多個專用集成電路(ASIC)、數字信號處理器(DSP)、數字信號處理器件(DSPD)、現場可編程門陣列(FPGA)、處理器、微處理器、控制器、微控制器、可編程邏輯器件(PLD)、其它電子單元、或者任意它們的組合。
對于軟件實現，用于導頻干擾估計和消除以及數據解調的元件可以用執(zhí)行本文所述功能的模塊(例如，步驟、函數等)來實施。軟件代碼可以存儲在存儲單元(例如，圖2中的存儲器262)中，并可以由處理器(例如，控制器260)來執(zhí)行。存儲單元可以實現在處理器內或者在處理器的外部，在這種情況下，存儲單元通過本領域中公知的各種方式可通信地連接到處理器。
用于實現本文中描述的導頻干擾估計和消除的元件可以結合在接收器單元或者解調器中，接收器單元或者解調器可以還結合在終端(例如，手機、手持單元、獨立單元等等)、基站、或一些其它通信設備或者單元中。接收器單元或者解調器可以用一個或多個集成電路來實施。
對公開實施例的先前的描述是提供用來使任何本領域技術人員能夠制造或者使用本發(fā)明。這些實施例的各種修改對本領域的熟練技術人員來說是顯然的，并且本文定義的一般性原理可以應用到其它實施例，而不會脫離本發(fā)明的精神和范圍。這樣，本發(fā)明不是要限制于本文所示的實施例，而是與本文公開的原理和新穎性特征的最寬廣范圍相一致。
權利要求
1.一種接收器單元，其被配置成接收至少包括第一和第二信號實例的無線信號，每個信號實例包括數據和導頻信號，所述接收器單元包括處理器，其被配置成確定所述第一信號實例的第一信道估計；使用所述第一信道估計和與所述第一信號實例相關聯的擴展導頻信號來估計所述第一信號實例的第一導頻；確定所述第二信號實例的第二信道估計；和使用所述第二信道估計和與所述第二信號實例相關聯的擴展導頻信號來估計所述第二信號實例的第二導頻；和緩沖器，其被配置成累加所述估計的第一和第二導頻，所述處理器被配置成從所述接收信號中減去所述累加的估計的第一和第二導頻，以估計消除導頻的接收信號，所述處理器被配置成使用所述估計的消除導頻的接收信號，以解調所述第一信號實例的數據。
2.如權利要求1所述的接收器單元，其中所述無線信號包括碼分多址(CDMA)信號。
3.如權利要求1所述的接收器單元，其被配置成分別從第一和第二遠程終端接收所述第一和第二信號實例。
4.如權利要求1所述的接收器單元，其中所述第一和第二信號實例是來自一個遠程終端的信號的多徑分量。
5.如權利要求1所述的接收器單元，其中所述緩沖器被還配置成累加(a)根據所述第一信號實例的第一估計時間偏移所估計的第一導頻，與(b)根據所述第二信號實例的第二估計時間偏移所估計的第二導頻。
6.如權利要求1所述的接收器單元，還包括采樣緩沖器，所述采樣緩沖器被配置成以等于所述無線信號的碼片率的倍數的采樣率來存儲所述無線信號。
7.如權利要求6所述的接收器單元，其中所述采樣緩沖器的采樣率等于累加所述估計的導頻的所述緩沖器的采樣率。
8.如權利要求1所述的接收器單元，其中每個擴展導頻信號包括用偽隨機噪聲(PN)序列擴展的導頻信號。
9.如權利要求1所述的接收器單元，其中所述第一信道估計、與所述第一信號實例相關聯的所述擴展導頻信號，以及第一估計導頻對應于所述接收信號的一個片段，所述片段包括所述接收信號的一個時間段的數據采樣。
10.如權利要求1所述的接收器單元，其中所述處理器還被配置成確定所述第一信號實例的第一噪聲估計；基于所述第一信道估計和所述第一噪聲估計得到消除因數α；用所述消除因數乘以所述第一信道估計以產生加權的信道估計；和使用所述加權的信道估計和與所述第一信號實例相關聯的所述擴展導頻信號來估計所述第一信號實例的所述第一導頻。
11.如權利要求10所述的接收器單元，其中所述消除因數α是由下式得到的α=[(|h|2/Nt)×N][1+(|h|2/Nt)×N]]]>其中h是所述第一信道估計，Nt是所述第一噪聲估計，并且，N是用于估計所述第一信號實例的h和Nt的采樣的數量。
12.如權利要求10所述的接收器單元，其中所述消除因數的范圍是從0到1.0。
13.如權利要求10所述的接收器單元，其中所述消除因數的范圍是從0到大于1.0的值。
14.如權利要求10所述的接收器單元，還包括具有對應于消除因數的各組信道估計和噪聲估計的查詢表。
15.如權利要求1所述的接收器單元，其中所述處理器還被配置成用發(fā)射脈沖和接收濾波器函數的卷積乘以所述第一信道估計；和對(a)與所述第一信號實例相關聯的所述擴展導頻信號和(b)所述發(fā)射脈沖和所述接收濾波器函數的卷積與所述第一信道估計的乘積，執(zhí)行卷積以估計所述第一信號實例的所述第一導頻。
16.如權利要求15所述的接收器單元，其中所述發(fā)射脈沖是用碼分多址(CDMA)標準定義的。
17.如權利要求15所述的接收器單元，其中所述處理器被配置成對(a)和(b)中的至少一個的速率進行下采樣以與所述緩沖器的速率匹配(a)所述發(fā)射脈沖和所述接收濾波器函數的卷積，和(b)(i)和(ii)的卷積(i)與所述第一信號實例相關聯的擴展導頻信號和(ii)所述發(fā)射脈沖與所述接收濾波器函數的卷積與所述第一信道估計的乘積。
18.如權利要求15所述的接收器單元，其中所述處理器被配置成對(a)和(b)中的至少一個的速率進行上采樣以與所述緩沖器的速率匹配(a)預先確定的發(fā)射脈沖和所述接收濾波器函數的卷積，和(b)(i)和(ii)的卷積(i)與所述第一信號實例相關聯的所述擴展導頻信號和(ii)所述預先確定的發(fā)射脈沖與所述接收濾波器函數的卷積與所述第一信道估計的乘積。
19.如權利要求15所述的接收器單元，其中所述處理器被配置成根據與所述第一信號實例的估計時間偏移相關聯的相位，對所述預先確定的發(fā)射脈沖和所述接收濾波器函數的所述卷積的采樣進行抽??；用抽取后的所述預先確定的發(fā)射脈沖和所述接收濾波器函數的所述卷積的采樣乘以所述第一信道估計；和執(zhí)行與所述第一信號實例相關聯的所述擴展導頻信號和所述第一信道估計與所述抽取的采樣的乘積的卷積，以估計所述第一信號實例的所述第一導頻。
20.如權利要求15所述的接收器單元，還包括多相有限脈沖響應濾波器(FIR)，所述多相有限脈沖響應濾波器被配置成根據與所述第一信號實例的估計時間偏移相關聯的相位，對所述預先確定的發(fā)射脈沖和所述接收濾波器函數的所述卷積的采樣進行抽??；用抽取后的所述預先確定的發(fā)射脈沖和所述接收濾波器函數的所述卷積的采樣乘以所述第一信道估計；和執(zhí)行與所述第一信號實例相關聯的所述擴展導頻信號和所述第一信道估計與所述抽取的采樣的乘積的卷積，以估計所述第一信號實例的所述第一導頻。
21.如權利要求15所述的接收器單元，還包括預先確定的濾波器系數的濾波器表，其對應于多個不同相位，所述處理器被配置成基于所述第一信號實例的估計時間偏移來選擇相位和相應的濾波器系數。
22.如權利要求1所述的接收器單元，其中所述處理器還被配置成，通過預先確定的發(fā)射脈沖和接收濾波器函數的卷積對所述估計的消除導頻的接收信號進行濾波。
23.如權利要求1所述的接收器單元，其中所述處理器被配置成，確定所述第一信道估計，并使用所述第一信道估計和與所述第一信號實例相關聯的擴展導頻信號來估計所述第一信號實例的所述第一導頻，同時，確定所述第二信道估計，并使用所述第二信道估計和與所述第二信號實例相關聯的擴展導頻信號來估計所述第二信號實例的所述第二導頻。
24.如權利要求1所述的接收器單元，其中所述處理器被配置成以時分多路復用的方式估計多個信號實例的導頻。
25.一種通信系統，包括基站，其被配置成接收至少包括第一和第二信號實例的無線信號，每個信號實例包括數據和導頻信號，所述基站包括處理器，其被配置成確定所述第一信號實例的第一信道估計；使用所述第一信道估計和與所述第一信號實例相關聯的擴展導頻信號來估計所述第一信號實例的第一導頻；確定所述第二信號實例的第二信道估計；和使用所述第二信道估計和與所述第二信號實例相關聯的擴展導頻信號來估計所述第二信號實例的第二導頻；和存儲器，其被配置成累加所述估計的第一和第二導頻，所述處理器被配置成從所述接收信號中減去所述累加的估計的第一和第二導頻，以估計消除導頻的接收信號，所述處理器被配置成使用所述估計的消除導頻的接收信號，以解調所述第一信號實例的數據。
26.如權利要求25所述的通信系統，其中所述處理器還被配置成用預先確定的發(fā)射脈沖和接收濾波器函數的卷積乘以所述第一信道估計；和對(a)與所述第一信號實例相關聯的擴展導頻信號和(b)所述預先確定的發(fā)射脈沖和所述接收濾波器函數的卷積與所述第一信道估計的乘積，執(zhí)行卷積以估計所述第一信號實例的所述第一導頻。
27.如權利要求25所述的通信系統，其中所述基站包括多個天線和所述存儲器中的多個緩沖器，每個緩沖器被配置成累加由所述多個天線之一接收到的所述信號實例的估計的導頻。
28.如權利要求25所述的通信系統，其中所述基站包括多個天線，所述存儲器具有單獨的緩沖器，所述緩沖器被配置成累加由所述多個天線接收到的所述信號實例的估計的導頻。
29.如權利要求25所述的通信系統，其中所述基站包括X個天線和所述存儲器中的Y個緩沖器，X大于Y，其中至少一個緩沖器被配置成累加由兩個或多個天線接收到的信號實例的估計的導頻。
30.一種接收器單元，包括用于接收至少包括第一和第二信號實例的無線信號的裝置，每個信號實例包括數據和導頻信號；用于確定所述第一信號實例的第一信道估計的裝置；用于得到預先確定的發(fā)射脈沖與接收濾波器函數的卷積和所述第一信道估計的乘積的裝置；用于使用所述第一信道估計和所述卷積的乘積來估計所述第一信號實例的第一導頻的裝置；用于確定所述第二信號實例的第二信道估計的裝置；用于得到所述預先確定的發(fā)射脈沖與所述接收濾波器函數的卷積和所述第二信道估計的乘積的裝置；用于使用所述第二信道估計和所述卷積的乘積來估計所述第二信號實例的第二導頻的裝置；用于累加所述估計的第一和第二導頻的裝置；和用于從所述接收信號中減去所述累加的估計的第一和第二導頻以得到估計的消除導頻的接收信號的裝置。
31.一種方法，包括接收至少包括第一和第二信號實例的無線信號，每個信號實例包括數據和導頻信號；確定所述第一信號實例的第一信道估計；得到預先確定的發(fā)射脈沖與接收濾波器函數的卷積和所述第一信道估計的乘積；使用所述第一信道估計和所述卷積的乘積來估計所述第一信號實例的第一導頻；確定所述第二信號實例的第二信道估計；得到所述預先確定的發(fā)射脈沖與所述接收濾波器函數的卷積和所述第二信道估計的乘積；使用所述第二信道估計和所述卷積的乘積來估計所述第二信號實例的第二導頻；累加所述估計的第一和第二導頻；和從所述接收信號中減去所述累加的估計的第一和第二導頻以得到估計的消除導頻的接收信號。
32.如權利要求31所述的方法，其中接收所述無線信號的步驟包括從第一和第二終端接收所述第一和第二信號實例。
33.如權利要求31所述的方法，其中每個信號實例具有由于所述信號實例的傳輸路徑引起的估計時間偏移。
34.如權利要求31所述的方法，其中所述無線信號包括碼分多址(CDMA)信號。
35.如權利要求31所述的方法，其中所述無線信號從終端被發(fā)射到基站。
36.如權利要求31所述的方法，其中所述無線信號從基站被發(fā)射到終端。
37.如權利要求31所述的方法，還包括以等于碼片率的倍數的采樣率緩沖所述接收的無線信號。
38.如權利要求31所述的方法，其中確定所述第一信號實例的所述第一信道估計的步驟包括用與所述第一信號實例相關聯的擴展序列對所述接收信號的采樣進行解擴展以提供解擴展的采樣；用導頻信道化代碼對所述解擴展的采樣去信道化，以提供導頻符號；和對所述導頻符號進行濾波，以提供所述第一信道估計。
39.如權利要求31所述的方法，其中確定所述第一信號實例的所述第一信道估計的步驟使用來自所述接收信號的數據采樣的第一片段，所述第一估計導頻對應于數據采樣的所述第一片段。
40.如權利要求39所述的方法，其中所述第一片段包括所述接收信號的一個時間段的數據采樣。
41.如權利要求31所述的方法，還包括確定所述第一信號實例的噪聲估計；基于所述第一信號實例的所述第一信道估計和噪聲估計得到消除因數；用所述消除因數乘以所述第一信道估計以產生加權的信道估計；和使用所述加權的信道估計和與所述第一信號實例相關聯的擴展導頻信號，來估計所述第一信號實例的所述第一導頻。
42.如權利要求41所述的方法，其中使用下式得到所述消除因數αα=[(|h|2/Nt)×N][1+(|h|2/Nt)×N]]]>其中h是所述第一信道估計，Nt是所述噪聲估計，并且，N是用于估計所述第一信號實例的h和Nt的采樣的數量。
43.如權利要求31所述的方法，還包括根據與所述第一信號實例的估計時間偏移相關聯的相位，對所述預先確定的發(fā)射脈沖和所述接收濾波器函數的所述卷積的采樣進行抽?。挥贸槿『蟮乃鲱A先確定的發(fā)射脈沖和所述接收濾波器函數的所述卷積的采樣乘以所述第一信道估計；和執(zhí)行所述第一信道估計與所述抽取的采樣的乘積和擴展導頻信號的卷積，以估計所述第一信號實例的所述第一導頻。
44.如權利要求31所述的方法，還包括基于所述第一信號實例的估計時間偏移來選擇相位；使用所選擇的相位來重新得到預先確定的濾波器系數，所述預先確定的濾波器系數對應于所述預先確定的發(fā)射脈沖和所述接收濾波器函數的卷積；和用所述重新得到的濾波器系數乘以所述第一信道估計。
45.如權利要求31所述的方法，其中所述使用所述第一信道估計和所述卷積的乘積來估計所述第一信號實例的所述第一導頻的步驟包括對(a)所述信道估計和所述卷積的乘積，和(b)與所述第一信號實例相關聯的擴展導頻信號，執(zhí)行卷積。
46.如權利要求45所述的方法，其中所述第一信道估計、與所述第一信號實例相關聯的所述擴展導頻信號，以及所述第一估計導頻對應于所述接收信號的第一片段，所述第一片段包括所述接收信號的一個時間段的數據采樣。
47.如權利要求45所述的方法，其中與所述第一信號實例相關聯的所述擴展導頻信號的相位對應于所述第一信號實例的到達時間。
48.如權利要求31所述的方法，還包括使用所述估計的消除導頻的接收信號來解調所述第一信號實例的數據。
49.如權利要求48所述的方法，其中使用所述估計的消除導頻的接收信號來解調所述第一信號實例的數據的步驟包括用所述第一信號實例的擴展序列對所述估計的消除導頻的接收信號的采樣進行解擴展來提供解擴展的采樣；用數據信道化代碼對所述解擴展的采樣去信道化，以提供數據符號；和用所述第一信號實例的所述第一信道估計解調所述數據符號，以提供所述第一信號實例的解調數據。
50.如權利要求31所述的方法，其中確定所述第一信道估計、得到所述第一信道估計和所述卷積的乘積、并使用所述乘積來估計所述第一信號實例的所述第一導頻，與確定所述第二信道估計、得到所述第二信道估計和所述卷積的乘積、并使用所述乘積來估計所述第二信號實例的所述第二導頻，基本上同時發(fā)生。
51.如權利要求31所述的方法，其中所述確定所述第一信道估計、得到所述第一信道估計和所述卷積的乘積、并使用所述乘積來估計所述第一信號實例的所述第一導頻，與確定所述第二信道估計、得到所述第二信道估計和所述卷積的乘積、并使用所述乘積來估計所述第二信號實例的所述第二導頻，以時分多路復用的方式發(fā)生。
52.如權利要求31所述的方法，其中累加所述估計的第一和第二導頻的步驟包括累加(a)根據所述第一信號實例的第一估計時間偏移所估計的第一導頻和(b)根據所述第二信號實例的第二估計時間偏移所估計的第二導頻。
53.如權利要求31所述的方法，其中累加所述估計的第一和第二導頻以預先確定的采樣率發(fā)生，所述預先確定的采樣率等于所述接收信號的采樣率。
54.如權利要求53所述的方法，其中所述采樣率是碼片率的倍數。
55.一種方法，包括接收至少包括第一和第二信號實例的無線信號，每個信號實例包括數據和導頻信號；確定所述第一信號實例的第一信道估計；使用所述第一信道估計來估計所述第一信號實例的第一導頻；確定所述第二信號實例的第二信道估計；使用所述第二信道估計來估計所述第二信號實例的第二導頻；累加所述估計的第一和第二導頻；用預先確定的發(fā)射脈沖和接收濾波器函數的卷積對所述累加的估計的第一和第二導頻進行濾波；和從所述接收信號中減去所述經濾波的累加的估計的第一和第二導頻，以得到估計的消除導頻的接收信號。
56.一種方法，包括接收至少包括第一和第二信號實例的無線信號，每個信號實例包括數據和導頻信號；處理(a)預先確定的發(fā)射脈沖和接收濾波器函數的卷積和(b)與所述第一信號實例相關聯的擴展導頻信號，以生成所述第一信號實例的重構的導頻采樣；確定所述第一信號實例的第一信道估計；用所述第一信道估計乘以所述重構的導頻采樣，以得到所述第一信號實例的第一導頻估計；處理(a)所述預先確定的發(fā)射脈沖和接收濾波器函數的卷積和(b)與所述第二信號實例相關聯的擴展導頻信號，以生成所述第二信號實例的重構的導頻采樣；確定所述第二信號實例的第二信道估計；用所述第二信道估計乘以所述第二信號實例的所述重構的導頻采樣，以得到所述第二信號實例的第二導頻估計；累加所述第一和第二導頻估計；和從所述接收信號中減去所述累加的第一和第二導頻估計，以得到估計的消除導頻的接收信號。
全文摘要
本發(fā)明提供了用于在無線(例如，CDMA)通信系統中估計和消除導頻干擾的方法和系統。在一種方法中，接收信號由一定數量的信號實例組成，分別包括導頻，最初經過處理以提供數據采樣。可以通過用信號實例的擴展序列解擴展數據采樣、將解擴展的數據信道化以提供導頻符號、對導頻符號進行濾波以估計信號實例的信道響應和將估計的信道響應與擴展序列相乘，來估計每個信號實例的導頻干擾。將由于多個干擾多徑引起的導頻干擾估計累加以得到總導頻干擾，從數據采樣減去該總導頻干擾以提供消除導頻的數據采樣。然后，處理這些采樣以得到接收信號中至少一個(所需的)信號實例中的每個信號實例的解調數據。
文檔編號H04B1/707GK101027850SQ200580026750
公開日2007年8月29日 申請日期2005年6月30日 優(yōu)先權日2004年6月30日
發(fā)明者A·V·科拉利, H·D·菲斯特, J·侯, J·E·斯米, R·帕多瓦尼, B·K·巴特勒, J·A·萊文, T·B·威爾伯恩, P·E·本德 申請人:高通股份有限公司