專利名稱：用于頻率選擇性信道中針對mimo空時編碼擴頻系統(tǒng)的新穎的信道質量指示符的方法和檢測器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及使用至少兩個發(fā)射天線和/或兩個接收天線的諸如CDMA的空時編碼擴頻通信系統(tǒng)。本發(fā)明具體涉及反饋機制，通過該機制可以針對此系統(tǒng)優(yōu)化接收器濾波器。
背景技術：
多發(fā)射、多接收天線(多輸入/多輸出或MIMO)系統(tǒng)提供了實現(xiàn)無線通信系統(tǒng)的高頻譜效率的潛力。信息理論研究建立了這樣的理論在獨立的平坦衰落信道環(huán)境中，此類MIMO系統(tǒng)的容量隨著天線數目而線性增大。一種此類實際MIMO配置是貝爾實驗室的分層空時(BLAST)系統(tǒng)，其實現(xiàn)了針對窄帶TDMA系統(tǒng)的高頻譜效率。還考慮在WCDMA/HSDPA中對MIMO機制的標準化，并且在不久的將來還可以考慮針對CDMA2000的MIMO機制，二者都用于碼分多址(CDMA)系統(tǒng)的下行鏈路。
對角BLAST假設MIMO信道是瑞利衰落的，并且假設在接收器處已知信道參數而在發(fā)射器處不知該信道參數，因此對角BLAST是開環(huán)方法。V-BLAST是對角BLAST的較簡單的實現(xiàn)方法，V-BLAST提倡以信號數據流的簡單的解多路復用代替某些特定的空時編碼。用于V-BLAST的對應接收器結構體系也較簡單。通常，各種BLAST方法在每個發(fā)射天線或天線對(取決于反饋和空間信道實現(xiàn))上以相同速率發(fā)射，并在接收器處在基于編碼符號的干擾消除之后使用最小均方誤差線性變換。因為V-BLAST的開環(huán)方法，所以V-BLAST使用多個天線上的編碼分組的符號的簡單的解多路復用。
MIMO系統(tǒng)研究的一個關鍵方面是設計能夠對頻率選擇性信道中的所發(fā)射的信號可靠解碼的接收器。對于單輸入、單輸出(SISO)CDMA鏈路，碼片級均衡成為改善頻率選擇性信道中接收器性能的有前景的手段。存在兩種主要類型的FIR線性均衡，即基于線性最小均方誤差(LMMSE)或基于最小方差無畸變響應(MVDR)的非自適應線性均衡，以及自適應線性均衡。另一可選方案是遞歸卡爾曼濾波方法，其中顯示出遞歸卡爾曼濾波方法勝出LMMSE方法，但有稍微高的復雜度。對CDMA下行鏈路應用MIMO配置對接收器設計提出另外的挑戰(zhàn)，這是由于接收器必須克服碼間干擾(ICI)和同信道干擾(CCI)兩者，以便實現(xiàn)可靠通信。目前已顯示LMMSE算法以及卡爾曼濾波算法兩者都可以擴展至MIMO系統(tǒng)。
除了通過更好的接收器設計來改善MIMO傳輸的性能之外，對這種先進的接收器的研究帶來了對于MIMO鏈路特性的更佳理解。從整體的系統(tǒng)評估角度看這種特性是非常重要的。尤其是，蜂窩系統(tǒng)中的空中接口包括基站(BS)和也被稱為移動臺(MS)的終端之間的鏈路。通過分別對這些鏈路進行仿真來量化空中接口的性能。實踐上不可能將對這些鏈路中每一個的位真(bit-true)仿真嵌入系統(tǒng)級仿真。幸運的是，物理層以上的各層只需要有限數量的信息，例如幀和分組的誤差、信令誤差等。因此，廣泛使用了窮舉鏈路仿真的一種可選方案，其中以隨機方式對這些參數建模，同時仍將它們的統(tǒng)計行為確定為如單個鏈路仿真所預測的。這種對鏈路性能加以抽象的過程公知為鏈路到系統(tǒng)映射。這種映射的功能之一是使用對鏈路質量的某些測量(例如信噪比(SNR))來估計可以預期的幀誤差率(FER)。
此種鏈路到系統(tǒng)映射過程在過去已進行了研究并主要用于SISO鏈路。為了促進對用于MIMO機制的鏈路到系統(tǒng)映射的解釋，規(guī)定從具有前向糾錯編碼的分組傳輸角度出發(fā)，MIMO傳輸可以分為兩個寬泛的種類聯(lián)合編碼(下文表示為JE)以及單獨編碼(SE)。在JE傳輸模式下，正如其名，在解多路復用之后在多個流上傳輸單個編碼分組，而在SE下，每個流包括單獨編碼的分組。編碼的BLAST及其變體以及網格(trellis)編碼空時調制方案落入第一種類的范圍，而每天線率控制(PARC)及其變體屬于第二種類。對于SNR對比FER映射問題的方法依賴于所使用的傳輸方案的類型。即使在準靜態(tài)信道條件下，SE方案也使得在均衡后每個流只得到唯一與自身相關聯(lián)的單個SNR，并因此到FER的映射成為了二維問題，正如在SISO中的情況。
已在2001年的第三代合作伙伴計劃2(3GPP2)的“1x EV-DVEvaluation Methodology”中針對SISO系統(tǒng)解決了該問題。對于具有單獨編碼的MIMO系統(tǒng)的解決方法也已在至少三篇不同的論文中提出2001年10月Proceeding of IEEE VehicularTechnology Fall Conference的第915-919頁由S.T.Chung、A.Lozano以及H.Huang發(fā)表的“Approaching eigenmode BLASTchannel capacity using VBLAST with rate and power feedback”；2001年Lucent(朗訊)發(fā)表的“Contribution to 3GPPR1-010879Increasing MIMO Throughput with Per-Antenna Rate Control”；以及2004年Mitsubishi(三菱)發(fā)表的“Contribution to 3GPPR1-040290Double Space Time Transmit Diversity with Sub-GroupRate Control(DSTTD-SGRC)for 2 or More Receiver Antennas”。
這些解決方法并未準備好適合于JE MIMO系統(tǒng)中的使用，這是因為在JE方案中，分組的各部分得到不同的SNR，并因此映射潛在地是多維問題。本發(fā)明人并未獲悉現(xiàn)有技術中存在針對在頻率選擇性信道中聯(lián)合空時編碼(JE)MIMO方案的CQI(信道質量指示符)的建議。現(xiàn)有技術需要準確表征使用聯(lián)合編碼的MIMO系統(tǒng)中無線鏈路的信道質量指示符(CQI)。此種CQI對于在系統(tǒng)級評估中鏈路到系統(tǒng)映射和鏈路自適應兩者都是必需的。使用此種CQI的接收器可以幫助實現(xiàn)由JE MIMO通信系統(tǒng)所提供的理論容量的增加。

發(fā)明內容
本發(fā)明一方面是用于檢測在多徑信道上檢測聯(lián)合編碼信號的方法。該方法包括由N個接收天線在多徑信道上接收聯(lián)合編碼信號，其中N是大于一的整數。對于該N個接收天線中的每一個，在碼片間隔內對接收的信號進行采樣以得到針對N個接收天線的每一個的天線式(antenna-wise)碼片向量。使用信道質量指示符CQI對這些天線式碼片向量塊進行濾波。CQI描述了在其上接收聯(lián)合編碼信號的多徑信道。進一步在本發(fā)明中，將濾波的塊下變頻為比特和符號之一。本發(fā)明的一個重要方面是，對于通過其對聯(lián)合編碼信號進行擴頻的每個擴頻碼，并行檢測下變頻的比特或符號。如下文將詳述的，CQI優(yōu)選為估計的發(fā)射碼片向量與接收的碼片式信號向量塊之間的受約束的互信息(Constrained Mutual Information)。
在另一方面，本發(fā)明是一種用于檢測聯(lián)合編碼的擴頻信號的符號的方法。在該方法中，在碼片間隔內在至少兩個接收天線上接收來自多徑信道的信號，并在所述碼片間隔內對其采樣以便從每個接收天線獲得碼片式信號向量。將這些碼片式信號向量存儲為塊，并使用該碼片式信號向量塊估計多徑信道。使用對多徑信道的所述估計，對該碼片式信號向量塊濾波以恢復用于在傳輸中對信號進行擴頻的擴頻碼的正交性。對濾波的碼片式信號向量塊進行下變頻、解擾以及解擴頻，從而得到符號級信號向量的并行輸出，每個并行輸出對應于擴頻碼。對于每個并行輸出，使用一個擴頻碼在空間上檢測比特或符號之一。
在又一方面，本發(fā)明是一種用于適應在無線通信系統(tǒng)中的傳輸的方法。該方法分為第一收發(fā)器和第二收發(fā)器。在第一收發(fā)器中，對待發(fā)射的第一信號以第一編碼率進行聯(lián)合編碼，并以第一調制進行調制，例如QPSK或16-QAM。在擴頻多徑無線信道上由至少一個發(fā)射天線發(fā)射聯(lián)合編碼的和調制的第一信號。在第二收發(fā)器中，在多徑信道上由至少兩個接收天線接收該聯(lián)合編碼的和調制的第一信號，將該多徑信道變換為有效單徑信道，并確定表征有效單徑信道的單個信道質量指示符CQI。仍在第二收發(fā)器中并從有效單徑信道，并行檢測比特和符號之一，每個并行檢測根據一個擴頻碼進行，通過該擴頻碼將第一信號在頻譜上進行擴頻。第二收發(fā)器也向第一收發(fā)器發(fā)射基于CQI的反饋，該反饋優(yōu)選為CQI其自身或從CQI推導出的估計的幀誤差率。進一步在本方法中并在第一收發(fā)器中，接收反饋，并對待發(fā)射的第二信號進行聯(lián)合編碼和調制，以及在擴頻多徑無線信道上由至少一個發(fā)射天線發(fā)射聯(lián)合編碼的和調制的第二信號。本發(fā)明的一方面是，響應于該反饋，第二信號的編碼率和調制至少之一不同于第一信號的編碼率和調制。
本發(fā)明的另一方面是一種接收器，該接收器具有至少兩個接收天線；線性濾波器的濾波器組，具有耦接于每個接收天線輸出的第一輸入和第二輸入；信道估計器；以及彼此并行的多個聯(lián)合檢測器。該濾波器組用于將在多徑信道的子信道上所接收的信號向量均衡化為單個信道的單個向量。信道估計器具有耦合到每個接收天線的輸出的輸入以及耦合到濾波器組的第二輸入的輸出。每個聯(lián)合檢測器具有耦合到濾波器組的輸出的輸入以及耦合到解碼器的輸出，并且每個聯(lián)合檢測器用于根據一個擴頻碼檢測比特或符號之一。該接收器還具有碼片到符號的下變頻器、解擾器以及解擴頻器，每一個設置在濾波器組和多個聯(lián)合檢測器之間。
在另一方面，本發(fā)明是一種發(fā)射器，具有編碼器、調制器、擴頻器、多個發(fā)射天線、以及處理器。編碼器用于將輸入信號聯(lián)合編碼為跨碼片的至少一個符號的集合。調制器用于將至少一個符號的集合調制到載波上。擴頻器具有耦合到編碼器的輸出和調制器的輸出的輸入，用于根據一連串擴頻碼對所述至少一個符號的集合進行擴頻。優(yōu)選地，編碼器和調制器可組合為信號空間編碼器，其將編碼和調制一起執(zhí)行，在這種情況下該擴頻器具有耦合到信號空間編碼器的輸出的輸入。處理器具有耦合到無線反饋信道的輸入以及耦合到編碼器和調制器至少之一的輸出。響應于信道質量反饋，處理器引起以下至少之一編碼器改變編碼率和調制器改變調制。
參考下文描述并結合附圖，本發(fā)明實施方式的這些以及其他特征、方面以及有益效果將變得明顯。然而，應該理解，附圖僅出于圖示的目的而不作為對本發(fā)明的限定。


圖1是示出了具有M個天線的發(fā)射器和N個天線的接收器的MIMO通信系統(tǒng)的框圖，并且是對于本發(fā)明的現(xiàn)有技術背景；圖2是示出了根據本發(fā)明的被檢測并被解碼的發(fā)射信號的現(xiàn)有技術框圖；圖3A是根據本發(fā)明的接收器的框圖；圖3B是根據本發(fā)明的發(fā)射器的框圖；圖4是示出了比特吞吐量對比幾何形狀的關系圖，其中對V-BLAST和PARC MIMO系統(tǒng)做了對比；圖5是示出了幀誤差率對比廣義SNR的關系圖；以及圖6是示出了幀誤差率對比受約束的互信息的關系圖。
具體實施例方式
本發(fā)明涉及在頻率可選擇信道中的針對空時聯(lián)合編碼MIMO CDMA系統(tǒng)的新穎的信道質量指示符(CQI)?？傮w而言，本發(fā)明的CQI基于包括前端線性濾波器的所謂的每沃爾什(per-Walsh)編碼聯(lián)合檢測結構，其中該檢測在所有流之間的聯(lián)合符號檢測之后。當在發(fā)射器處使用聯(lián)合編碼時，存在多徑信道破壞在Walsh類型的擴頻碼之間的正交性，明顯的事實是在RAKE接收器中，在幀誤差率高于0.1處達到噪聲最低限度(noisefloor)。此處所描述的線性濾波器設計用于將多徑信道變換為單徑信道以恢復Walsh碼的正交性，并用以避免對于聯(lián)合序列檢測的需要。這些濾波器最大化了所謂的受約束的互信息，以及屬于此類濾波器的LMMSE和MVDR均衡器。相似于廣義SNR(GSNR)的概念，受約束的互信息提供描述MIMO鏈路質量的CQI測量。
基于信道質量的測量的通信系統(tǒng)是相關的，其中該通信系統(tǒng)是本發(fā)明應用的并且是最為有利。圖1是作為針對現(xiàn)在的CQI以及后續(xù)討論的背景的MIMO通信系統(tǒng)20的現(xiàn)有技術框圖。通信系統(tǒng)20包括發(fā)射器22，該發(fā)射器22在多個(M個)發(fā)射天線24上向具有多個(N個)接收天線28的接收器26進行發(fā)射。傳輸發(fā)生在多徑信道30上，其中每個路徑或子信道表示為hn，m，其中小寫下標n和m指第n個接收天線24以及第m個發(fā)射天線26。為了便于討論，假設該發(fā)射器在小區(qū)基站內并且該接收器在諸如蜂窩移動電話的移動臺內。在實踐中，每個基站和移動臺在不同的時刻使用發(fā)射器和接收器兩者。
在發(fā)射器22處，一系列信息比特32被輸入到編碼和調制決34用以在編碼后將該信息比特解析為分組，使該系統(tǒng)成為聯(lián)合編碼MIMO系統(tǒng)20。編碼和調制塊34還包括串并轉換器，該串并行轉換器用以向M個擴頻和加擾塊36輸出分組的M個版本。重要的是注意，調制的分組或符號流在傳輸之前就被解多路復用，優(yōu)選地在信道編碼和調制塊34中進行。信道編碼可以在發(fā)射天線24上聯(lián)合進行，或可以對于不同的發(fā)射天線24分別進行。
每個擴頻和加擾塊36使用諸如Walsh碼的擴頻碼k，以在由時間和頻率所定義的各窗中對分組擴頻。每個擴頻和加擾塊36向發(fā)射天線24中的一個進行輸出，該發(fā)射天線中的每一個在多個子信道上發(fā)射分組或符號流。舉例而言，第一(m＝1)發(fā)射天線24在子信道h1，1、h2，1、h3，1......、hN，1上發(fā)射每個分組或符號流。對于其余的每個發(fā)射天線同樣保持這樣。同樣，相同的分組經受由于在其上傳輸該分組的各個子信道所引起的不同SNR。
在接收器26處，N個接收天線28中的每一個在每個子信道上進行接收。舉例而言，第一(n＝1)接收天線28在子信道h1，1、h1，2、h1，3......、h1，M上從M個發(fā)射天線24中的每一個接收。其余的接收天線28相似地進行接收。在檢測和解碼塊38中收集接收天線28的輸出。
將系統(tǒng)中有效用戶的數目表示為U并把分配給這些用戶的Walsh碼42的數目表示為K1、......、KU，其中K≡Σu=1UKu]]>是有效Walsh碼的總數目。不失一般性地說，后續(xù)描述假設第一用戶u＝1為感興趣用戶。圖2是示出了發(fā)射器22處信號模型的框圖，其中圖1的一個擴頻和加擾塊36被分割為一系列的Ku個擴頻塊40和一個加擾塊44，每個擴頻塊40應用Ku個擴頻碼42之一，在加擾塊44中擴頻符號在從第m個發(fā)射天線24傳輸之前被加擾。以下給出在第m個發(fā)射天線24處的信號模型，dm(i)=c(i)Σk=1KΣjαlαk,m(j)sk(i-jG)---(1)]]>其中G是系統(tǒng)的擴頻增益，i、j、m和k分別是用于碼片、符號、發(fā)射天線24以及擴頻碼42的索引。
盡管諸如1x EV-DV的實際系統(tǒng)對于數據和語音業(yè)務使用了不同的擴頻增益，但是為了簡化記號，本說明書假設固定擴頻增益；在邏輯上之后是對于可變擴頻增益的適應。應注意通過定義j＝[i/G]，其中[*]表示向上取整運算?；炯訑_碼由c(i)表示；并且分配給擴頻碼k的功率由αk表示(為了簡單，假設針對給定的Walsh碼k，幅度對于所有的發(fā)射天線24都相同，在邏輯上之后是擴展至具有跨越發(fā)射天線24的不均勻功率的MIMO系統(tǒng))。項αk，m(j)表示關于第k個Walsh碼的在第m個發(fā)射天線24處發(fā)射的第j個符號，并且項sk＝[sk(1)，...sk(G)]T是第k個Walsh碼42k。應該注意，這種模型隱含地假設了跨越所有發(fā)射天線24使用相同的Walsh碼42集合。
所發(fā)射的信號通過MIMO多徑衰落信道30傳播，表示為H0、......、HL，其中每一個矩陣都是NΔ×M維度的，其中Δ表示每碼片的采樣數目。因此，在跨越所有接收天線累加所接收的采樣之后，對于第i個碼片間隔，接收天線28處的該信號模型由下式給出y‾i=Σ1=0LH‾1d‾i-1+n‾i---(2)]]>注意y‾i=[y‾Ti,l,...,y‾Ti,N]T]]>長度為NΔ，并且每個小向量yi，n包括在第i個碼片間隔內的所有時間采樣。同時L是信道存儲器長度，di-1＝[di(i-1)，...，dM(i-l)]T是在時間i-l所發(fā)射的碼片向量，并且ni是NΔ×1維高斯白噪聲向量，其中ni≈N(0，σ2INΔ)。應注意，σ2表示噪聲方差并且INΔ是尺寸為NΔ×NΔ的單位矩陣。
此外，為了利于對于接收器處線性濾波器的討論，對具有2F+1個小接收向量塊進行累加(記號2F+1表示濾波器的“中心”被定為在因果側(casual side)和反因果側(anti-casual side)二者上具有F個抽頭)yi+Fi-F＝Hdi+Fi-F-L+ni+Fi-F(3)其中2F+1是LMMSE均衡濾波器的長度，并且y‾i+F:i-F=[y‾i+FT,...,y‾i-FT]T,((2F+1)NΔ×1)]]>n‾i+F:i-F=[n‾i+FT,...,n‾i-FT]T,((2F+1)NΔ×1)]]>d‾i+F:i-F-L=[d‾i+FT,...,d‾i-F-LT]T,((2F+L+1)M×1)]]> 其中矩陣的維數在在矩陣定義右側的括號中給出。為了保持該記號更為直觀，下標保持在“塊”級。舉例而言，yi+Fi-F是包括塊yi+F，...，yi-F的向量，其中每個塊是尺寸為NΔ×1的向量。假設所發(fā)射的碼片向量di+Fi-F-L是零均值、白隨機向量，其協(xié)方差矩陣由
R‾dd=σd2I‾2F+L+1]]>給出。為將來使用定義進一步的記號d‾i=^d‾i+F:i-F-L\d‾i,]]>其中di+Fi-F-L\di表示了包括除了di中的那些元素之外的di+Fi-F-L的所有元素的di+Fi-F-L的子矩陣。
使用這種記號，將等式(3)的信號模型重寫為yi+F:i-F＝Hdi+Fi-F-L+ni+Fi-F＝H0di+H0di+ni+Fi-F(4)其中子矩陣H0＝H\H0如上所示。此外，所接收信號yi+Fi-F的協(xié)方差矩陣被定義為R‾=^E[y‾i+F:i-Fy‾Hi+F:i-F=σd2HH‾H+σ2I‾]]]>以及關聯(lián)矩陣R‾‾=^R‾-σd2H‾0H‾0H=σd2H‾0‾H‾0‾H+σ2I‾.]]>一種檢測聯(lián)合空時編碼信號的現(xiàn)有技術方法是向量維特比算法(VAA)，是由W.V.Etten在1976年2月IEEE Transactionson Communications卷COM-24第276-284頁發(fā)表的名為“Maximum-Likelihood Receiver for Multiple ChannelTransmission Systems”的文章中所描述的最佳檢測器。通過最大化長度為Nb的塊內的接收信號的條件密度，VVA針對k、m和j的所有值而聯(lián)合檢測符號a‾=^{ak,m(j)}]]>的集合a‾opt=argmaxa‾fy‾|a‾(y‾|a‾)---(5)]]>其中y‾=^y‾0:Nb]]>是塊中的總信號，aopt是a的最佳解并且條件密度函數y表示為fy|a(y|a)。
為了評估在聯(lián)合編碼MIMO系統(tǒng)中的VVA算法的復雜度，暫時假設對于調制尺寸Q跨越所有發(fā)射天線24均相同。此外，應注意對于最實際的系統(tǒng)信道長度小于擴頻增益，即，L＜G，這意味著盡管信道間干擾ICI存儲器長度為L，但符號間干擾ISI存儲器長度僅僅是LISI＝1。有了這些假設，由歐幾里德距離(ED)計算的數目來測量的這種算法的復雜度為 其中ε表示歐幾里德距離計算。應該注意盡管我們只關注希望的用戶的第一(K1)Walsh碼上所攜帶的符號，但該信號模型的性質要求VVA被聯(lián)合地應用于所有K個Walsh碼。VVA的檢測復雜度極高，即使在使用了基于以下描述的次優(yōu)方法的集合劃分的一些復雜度降低方法之后，所述次優(yōu)方法的描述例如在由N.Benvenuto、R.Sandre以及G.Sostrato于2002年2月IEEE Journalon Selected Areas Communications卷20第264-272頁的名為“Reduced-State Maximum-Likelyhood Multiuser Detection forDown-Link TD-CDMA Systems”的文章中，以及在由J.Zhang、H.Berg、A.Sayeed以及B.VanVeen于2002年Proceeding ofAsilomar Conference中名為“Reduced-state MIMO sequenceestimation for EDGE systems”的文章中。在這種問題下應用VVA的其他缺點包括a)對于知曉所有K個有效Walsh碼的不真實假設，以及b)在處理實際CDMA系統(tǒng)中多速率信號發(fā)送中的另外的困難。舉例而言，CDMA Ix EV-DV系統(tǒng)允許具有擴頻增益為32的數據業(yè)務與擴頻增益為64或128語音業(yè)務的同時傳輸。
為避免該同最佳聯(lián)合VVA序列檢測方法相關的問題，本發(fā)明關注于一類具有所謂的每Walsh碼聯(lián)合檢測結構的次優(yōu)接收器，如圖3A所示。圖3A是根據本發(fā)明的接收器48的框圖。至少兩個的接收天線28中的多個(M個)接收該多徑信道上的信號。如上所述，從每個天線28接收到的信號每碼片間隔被采樣Δ次，而來自每個接收天線28的采樣如式(2)中總體示出的那樣累加并存儲，以及更具體地用于式(3)中的中心濾波器抽頭。圖3中沒有示出解調和采樣塊，但其應被設置于接收天線28以及所描述的前端濾波器組52之間。
將在單個碼片間隔內的信號采樣組合在碼片式信號向量50的塊中，碼片式信號向量50被輸入線性濾波器組52以及信道估計器24中，其中該信道估計器54將估計信道56送回濾波器組52。在接收器48的優(yōu)選實施方式中，線性濾波器組52W(尺寸為2(F+1)NΔxM)以某最優(yōu)方式將該多徑MIMO信道轉換為有效的單徑MIMO信道。這被稱為對多徑信道的信道進行均衡化，而在濾波器組輸出58的結果是ri＝WHyi+Fi-F＝WHH0di+WHH0di+WHn (6)
其中M×M矩陣WHH0表示該有效后置濾波單抽頭MIMO信道，n~=^W‾HH‾0‾d‾0‾+W‾Hn‾i+F:i-F≈N(0‾,δ2W‾HR‾W‾)]]>是M×1后置濾波干擾加噪聲。此外，注意c(i)是加擾碼而j＝[i/G]是符號索引。
矩陣C‾(j)=^diag{c(jG),...c(jG+G-1)}]]>被定義為表示用于第j個符號間隔的加擾操作的對角矩陣。使用該項，復合塊60對碼片向量{rjG，...，rjG+G-1}集合執(zhí)行碼片到符號的下變頻、解擾以及解擴頻，而復合塊60的符號級信號向量62k可以被表示為t‾k(j)=[r‾jG,...,r‾iG+G-1]C‾H(j)s‾(k)=akW‾HH‾0a‾k(j)+n^---(7)]]>其中k＝1，...K1，而a‾k(j)=^[ak,i(j),...,ak,M(j)]T]]>是針對于該第j個符號間隔的在第k個Walsh碼上攜帶的發(fā)射的符號向量，且n^≈N(0‾,σ2GW‾HR‾‾W‾).]]>注意到式(7)中隱含使用如下事實a)該Walsh碼是正交的，即s‾k1Ts‾k2=δk1,k2;]]>以及b)該加擾編碼是偽隨機的，即，E[c(i1)c*(i2)]＝δi1，i2，其中E[.]表示數學期望運算而(.)*表示共軛運算。該復合塊60的輸出62是并行的，并且其中每一個專用于針對對應于一個用戶(例如，如上所述的u＝1)的接收器的一個擴頻碼k。相比較于上述使用所有K個擴頻碼的VVA方法，這使得復雜度降低。
余下的是從符號級信號向量62kt1(j)，...，tK1(j)中生成用于該解碼器的軟比特。由于每個符號級信號向量62僅與用于第u個用戶的一個擴頻碼相關，所以多個(K1)Walsh碼聯(lián)合檢測器64k檢測來自符號向量62(其中比特被輸入到符號向量62)中比特。這些通常作為經受解碼器66的改變的軟決策比特的輸出。需要注意，如果使用了非二進制信道編碼，應將軟符號代替軟比特傳送給該解碼器。然而，在本說明書中為了表達的簡便，假設使用二進制信道編碼。令Qb=log2Q^]]>是映射到每個符號的比特的數目，而令bk，m1(j)，...，bk，mQb(j)是映射到符號ak.m(j)的比特。
以公知的對數似然比(LLR)給出輸出軟比特LLR[bk,mq(j)]=ln{Σa‾k(j)∈Aq,ifb|a‾(bk,mq(j)=1|a‾k(j))}{Σak(j)∈⩓q,0fba‾(bk,mq(j)=0|a‾k(j))}---(8)]]>
其中q＝1，...，Qb；k＝1，...，K1；而m＝1，...，M。注意集合Aq，1被定義為 并且Aq，0類似定義。同最優(yōu)VVA序列檢測相比，該每Walsh碼聯(lián)合檢測方法提供了雙重的復雜度降低的益處。第一，用戶僅需檢測其自身的Walsh碼(碼1到K1)上攜帶的符號；第二，在式(7)中的有效信道是無記憶的并且該聯(lián)合檢測僅發(fā)生于空間維度上。該每Walsh碼聯(lián)合檢測的復雜度由 給出，其顯著小于VVA的 上述對每Walsh碼聯(lián)合檢測的結構的描述假設具有前端線性濾波器W的知識。下面是對該前端線性濾波器以及如何對其進行優(yōu)化的描述。在獲得該最優(yōu)的W中，互信息用作對該最優(yōu)性的測量，而且將示出該解與線性最小均方誤差(LMMSE)或最小方差無畸變響應(MVDR)的解一致。這些解也提供了直觀上令人滿意的用于鏈路到系統(tǒng)映射的信道質量指示符(CQI)。
所描述的濾波器W為所發(fā)射和接收的碼片向量di以及ri(W)之間提供了最大化的互信息，其中ri被重寫為ri(W)以表明其依賴于W。如果假設di是高斯的，以便獲得閉式解，該問題實際上是最大化該互信息的(高斯)上界。
定理假設di是高斯的，針對任何M×M可逆矩陣A(其中下標MC表示最大容量)，通過W‾MC=R‾‾-1H‾0A‾]]>來最大化條件互信息I(di；ri(W)|H)。
證明因為di是高斯的，所以ri(W)也是高斯的。此互信息是I(d‾i;r‾i(W‾)|H‾)=H(r‾i(W‾)|H)-H(r‾i(W‾)|H‾d‾i)=logdet(W‾HR‾W‾)-logdet(W‾HR‾‾W‾)]]>該最優(yōu)濾波器 可通過求解下式獲得W‾MC=argmaxW‾logdet(W‾HR‾W‾)-logdet(W‾HR‾‾W‾)]]>=argmaxW‾logdet(I‾M+σd2W‾HH‾0H‾0HW‾(W‾HR‾‾W‾)-1)---(9)]]>其中IM是尺寸為M×M的單位矩陣。給定W是(2F+1)NΔ×M矩陣，則直接優(yōu)化式(9)是困難的。T.M.Cover和J.A.Thomas的“Elements of Information Theory”(Wiley Interscience 1991年出版)中給出的數據處理引理被用于提供互信息I(di；ri(W)|H)的上界，并接著示出該上界是可達到的。至此，注意由于ri(W)＝WHyi+Fi-F，di→yi+Fi-F→ri(W)形成了馬爾可夫鏈，其以對該信道H的知識為條件。
因此，通過數據處理引理，不等式I(di；ri(W)|H)≤I(di；yi+F；i-F|H) (10)適用于任何濾波器W。根據該符號模型yi+F，i-F＝H0di+H0di+ni+F，i-F，可以得到I(d‾i;y‾i+F;i-F|H‾)=H(y‾i+F,i-F|H‾)-H(y‾i+F;i-F|H‾)]]>=logdet(I‾(2F+1)NΔ+σd2R‾‾-1H‾0H‾0H)]]>=logdet(I‾Mσd2H‾0HR‾‾-1H‾0)---(11)]]>其中最后式子是恒等式logdet(I+AB)＝logdet(I+BA)的結果。從式(9)和(11)中，可以證明通過針對任何可逆矩陣A設置W‾MC=R‾‾-1H‾0A‾,]]>即I(di；ri(WMC)|H)＝I(di；yi+F，i-F|H)，則可達到該上界。
上述定理不意味著濾波器 是信息無損的。事實上，顯然通過將信道H從多徑轉換為單徑，濾波器 總是有損的。這是因為該所恢復的多徑信息是I(di；yi+F，i-F)(其中為簡化記號略去了關于H的條件)，其總是小于信道I(di，di，yi+F，i-F)的總互信息，其中di被看作信號而非干擾。因此，該定理不意味著在執(zhí)行多徑到單徑信道轉換(需要該轉換用于避免多用戶聯(lián)合序列檢測)的該類有損濾波器中，該解 是希望的最佳解。為本公開的目的，該減少的互信息I(di；yi+F，i-F)也被稱為受約束的互信息。
從多徑信道向單徑信道轉換的概念被更好地理解為CDMA下行鏈路的碼片級均衡，通常使用LMMSE或MVDR算法。定義誤差向量z＝di-WHyi+F，i-F，以及協(xié)方差矩陣Rzz＝E[zzH]，該MIMOLMMSE碼片級均衡W是如下問題的解W‾LMMSE=argminW‾Trace(R‾zz)=argminW‾E||d‾i-W‾Hy‾i+F;i-F||2---(12)]]>
其最優(yōu)解由W‾LMMSE=σd2R‾-1H‾0]]>給出。
定義d^i,LMMSE=W‾LMMSEHy‾i+F;i-F]]>為估計的碼片向量，可以看出該估計是有偏的，因為 無偏估計可通過替代地解決MIMO MVDR問題而獲得W‾MVDR=argminW‾Trace(W‾HR‾W‾),s.t.WH0‾=I‾M---(13)]]>其解為W‾MVDR=R‾‾-1H‾0(H‾0HR‾‾-1H‾0)-1.]]>從而，MVDR解是由N.Al-Dhahir在2001年2月IEEE Transactions on Communications的第49卷第213-218頁的名為“FIR Channel-Shortening Equalizers forMIMO ISI Channels”的文章中描述的所謂的FIR MIMO信道壓縮濾波器的特例。
下面的推論表明LMSE和MVDR二種解實際上都是互信息的最大化。該結果表明，只要這些濾波器之后是在空間維度上的聯(lián)合檢測，則簡單的LMMSE或MVDR濾波器是最容易得到的。
推論LMMSE和MVDR均衡器解WLMMSE和WMVDR二者都是互信息最大化的。
證明通過設定和應用上述定理，對于WLMMSE該推論是顯而易見的。另一方面，借助于由L.Scharf在Statistical SignalProcessingDetection，Estimation and Time Series Analysis(Addison Wesley出版社，1990年)中所描述的矩陣逆引理，可以將WLMMSE重寫為W‾LMMSE=σd2R‾-1H‾0=σd2R‾‾-1H‾0(I‾M+σd2H‾0HR‾‾-1H‾0)-1---(14)]]>并令A‾=σd2(I‾M+σd2H‾0HR‾‾-1H‾0)-1]]>以完成該證明。
CQI或從其得到的諸如預測幀誤差率的其他信息可以被圖3A中的接收器作為反饋傳輸到發(fā)射器，例如圖3B的框圖中所述的發(fā)射器70。發(fā)射器70在聯(lián)合譯碼器72處以第一編碼速率編碼第一輸入信號(或第一信息比特集合)，聯(lián)合譯碼器72至少在空間、時間和頻率中的二者上進行編碼。調制器74將該編碼的信號映射到存儲于存儲器76的諸如16-QAM的載波波形，這可以認為是第一調制。該存儲器存儲至少兩種不同的調制，以便該發(fā)射器可以使其調制方案適應如下所述的多徑信道。優(yōu)選地，編碼器72和調制器74被組合為執(zhí)行兩種功能的單個空間譯碼器，諸如圖1的編碼和調制塊34，其中編碼和調制一起執(zhí)行而不是順序執(zhí)行。繼而，使用前面詳細描述的Walsh類型擴頻碼80，將該編碼的和調制的信號在可用頻譜中擴頻，并在擴頻器塊78處對該信號加擾。然后由路由器82將該擴頻的和加擾的信號在M(示出的是M＝2)個發(fā)射天線84之間分配，并在該多徑信道上傳輸。路由器82可以使用注水(Water-filling)算法在發(fā)射天線84之間分配分組，以獲得給定信道質量的最大容量。該信道質量可在下面描述的反饋86中提供。
根據本發(fā)明，具體通過基于從在多徑信道上發(fā)送的第一信號的接收者而接收到的反饋86而改變調制、編碼率或其二者，發(fā)射器70使用反饋86使將來的傳輸適應由信道質量指示符CQI所表示的信道。下面詳細介紹了CQI的兩種變體。反饋86可通過多徑信道自身、側信道(side channel)、專用反饋信道等等到達發(fā)射器70；本發(fā)明不限于特定的反饋通路。反饋86不需要是CQI自身，但可以是基于CQI的幀誤差率的估計、用于發(fā)射器70改變編碼率和/或調制的指令、或從CQI推導出的優(yōu)點的任何中間形態(tài)。在其他情況中，在發(fā)送反饋86的接收器中計算該反饋86，例如圖3A中所示。
在該接收器中的處理器88接收反饋86，并作為響應，使編碼器72改變編碼率、使調制器74改變調制或其二者，以用于在第一信號之后在多徑信道上傳輸的第二信號。編碼率和調制可以如下表2所示而被改變，而可以改變分組尺寸以符合所適應的編碼率和調制方案，如下表3所示，每次適應都基于代表多徑信道的CQI。由于發(fā)射器70和接收器48中的每個都在整體通信系統(tǒng)中發(fā)射和接收，所以在無線多徑通信系統(tǒng)中，可以認為所描述的發(fā)射器70是第一收發(fā)器，且可以認為所描述的接收器48是第二收發(fā)器。
對于包括聯(lián)合空時編碼的MIMO傳輸方案，由于每個接收天線28得到不同的SNR，因此不具有良好定義的FER(SNR)曲線。盡管在原則上，總可以定義多維的映射FER(SNR1，...，SNRM)，由于每個鏈路映射所需要的大量信息，即使如果可能，這實際上也是不需要的。所提出的是兩種可選的用于克服此難點的MIMO鏈路映射方法。顯然，解決問題的關鍵是找到完全表征MIMO鏈路特征的單個信道質量指示符(CQI)。實現(xiàn)的一種方式是使用所謂的廣義SNR(GSNR)GSNRk=^βkTrace(σd2I‾M)Trace(R‾zz(W‾LMMSE))---(15)]]>其中Rzz在上述式(12)中定義，而βk=^σk2G]]>是將碼片級SNR(di的SNR)轉換為符號級的SNR(ti(j)的SNR)的標量(scalar)因子。在大部分實際情況中，符號幅度σk同屬于相同用戶的那些Walsh碼的符號幅度相同，即σ1＝...＝σk1，并因此，GNSR＝GNSR1＝...＝GNSRK1。因此鏈路到系統(tǒng)映射被降低回到單維映射FER(GSNR)。
一種可選的方法是使用以上描述為表征該MIMO鏈路的單個CQI的受約束的互信息。認識到以下是重要的利用調制和編碼被直接應用于該碼片信號di的假設，而獲得該受約束的互信息I(di；yi+F；i-F)。由于在實際CDMA系統(tǒng)中，調制和編碼總是被應用于符號ak(j)，所以使用符號級互信息I(ak(j)，tk(j))作為該鏈路的CQI是更好的。然而，一旦在圖3中的前端濾波器W‾MC=R‾‾-1H‾0A‾]]>是固定的，則其直接示出I(a‾k(j);t‾k(j))=logdet(I‾M+βkσd2H‾0HR‾‾-1H‾0)---(16)]]>因此，單維映射的可選方案選擇是FER(1K1Σk=1K1I(a‾k(j);t‾k(j))),]]>其中CQI是分配給用戶的K1Walsh碼的平均互信息。注意，此處條件σ1=···=σK1]]>不是必需的。
在碼片和符號互信息之間的差別建議在圖3A中的濾波器塊W和隨后的塊(下變頻等)可以被組合為復合濾波器塊，并繼而直接優(yōu)化該符合濾波器。然而，更進一步的檢查表明這樣做顯著的增加了記號的復雜度而沒有揭示出對該問題的另外的見解。因此，本發(fā)明人選擇在此公開中保持寬松地定義碼片級互信息。該碼片與符號互信息的對比類似于在本領域中所公知的碼片與符號級均衡問題的對比。
上述算法和概念已在真實的符合CDMA2000 1x EV-DV標準的鏈路級仿真器上得到評估。仿真結果表現(xiàn)為兩部分。第一部分通過比較在存在鏈路適應情況下的編碼的VBLAST和PARC系統(tǒng)的性能，顯示了將受約束的互信息展示為CQI測量以驅動空時聯(lián)合編碼系統(tǒng)的鏈路適應過程的有用性。第二，假設在發(fā)射器處使用編碼的VBLSAT方案，示出了參考在鏈路到系統(tǒng)映射的背景中的式(15)和(16)而討論的兩種CQI測量的有效性。注意，盡管本公開關注編碼的VBLAST和PARC方案，這里所描述的算法和概念可以被擴展到更復雜的MIMO傳輸方案。
所使用的仿真參數在下表1中列出。使用編碼的VBLAST方案以展示將該受約束的互信息I(di；yi+F；i-F)作為在存在鏈路適應情況下的CQI的有用性。
表1仿真參數

作為比較，還示出了PARC方案的性能，其中在發(fā)射器處的信號分別被編碼。該PARC方案采用連續(xù)解碼結構，現(xiàn)有技術已經表明該連續(xù)解碼結構針對無記憶信道是容量可實現(xiàn)的。這些結果被擴展到頻率選擇信道，其中表明在多徑信道中，連續(xù)解碼得到了以上詳細描述的受約束的互信息。注意，在PARC方案中，由于每個天線分別被編碼，所以類似于I(di；yi+F；i-F)的聯(lián)合CQI是不可行的。
為展示具有鏈路適應的MIMO模式的性能，每個分組傳輸的參數從表2推導出，包括4組參數，每組公知為調制和編碼方案(MCS)。表2是在“Contribution RL-040366，Draft Document forMultiple-Input Multiple Output in UTRA”(3GPP TSG-RAN)文章的5級表的子表。為近似地達到這些頻譜效率，在1x EV-DV分組數據信道的背景中使用表3中示出的參數組。注意，為達到表3中的這些有效的編碼率，在5ms(4個時隙)內傳輸每個PARC分組，而在2.5ms(2個時隙)內傳輸每個編碼的VBLAST分組。在編碼VBLAST和PARC之間的吞吐率的比較在圖4中示出。
表2用于鏈路適應的調制和編碼模式

表3用于鏈路適應的1x EV-DV PDCH參數(分配的4個Walsh碼)

注意，這里除了業(yè)務Ec/Ior是固定的而幾何形狀(Geometry)是允許改變的之外，大部分仿真參數與表1中的相同。當然，由于鏈路適應，在此情況下MCS也是可用的。假定該鏈路適應是無延遲的理想反饋，即，在每一幀結束后，該發(fā)射器立即改變該MCS。結果表明編碼的VBLAST在這些仿真中略微勝過PARC。為達到特定的兩個容量組，PARC方案使用兩種較小的分組尺寸，而編碼的VBLAST方案將使用一種單一的較大的分組尺寸。由于較大的分組尺寸，圖4中所見的增益可歸功于在turbo碼中的交織器的尺寸的增加。另一方面，相對于鏈路適應，PARC具有更大靈活性，在此仿真中其沒有被完全利用，在此仿真中僅使用了一小組MCS方案。在鏈路適應中的更大粒度可能導致不同的結果。
對于鏈路到系統(tǒng)映射，使用計算機仿真以獲得用于映射編碼的VBLAST方案的FER(CQI)曲線。特別地，在圖5和圖6中使用了以上詳細描述的GSNR和受約束的互信息I(di；yi+F；i-F)兩種信道矩陣。這兩種度量支持由單個CQI對MIMO鏈路的表征，這樣，可避免多維映射方法。
在仿真中，如在2003年4月3GPP-3GPP2 SCM AHG“3SCM-132Spatial Channel Model Text Description”中所述的，采用空間信道模型(SCM)，并實現(xiàn)了城市宏觀場景。在SCM中，信道延遲簡檔是具有針對每種實現(xiàn)不同的多徑信道簡檔的隨機向量。使用了此類隨機向量的十種獨立實現(xiàn)。
使用遵循如上所述的每Walsh聯(lián)合檢測算法的LMMSE接收器。在表1中示出了該鏈路參數(除了在圖5-6的仿真中，幾何形狀被設置為0)。圖5繪出了作為GSNR的瞬時值函數的FER，而圖6提供了關于該受約束的互信息的類似圖。對于任何給定的CQI測量，帶有不同實現(xiàn)的曲線的變化越少，作為鏈路質量指示符的測量越有效。給定此準則，同GSNR相比較，該受約束的互信息看起來更合適。
綜上，此公開將受約束的互信息的使用表征為在頻率選擇性信道中用于空時編碼MIMO CDMA系統(tǒng)的信道質量指示符(CQI)。此類CQI測量被表明是兩種鏈路適應所必需的，并且還提供針對聯(lián)合編碼的MIMO CDMA系統(tǒng)的鏈路到系統(tǒng)映射裝置。
雖然已經介紹和描述了目前被認為是本發(fā)明的優(yōu)選的和可選的實施方式，應該理解，到對于本領域技術人員，可能出現(xiàn)多種改變和修改。所附的權利要求旨在覆蓋在要求保護的本發(fā)明的精神和范圍內的改變和修改。
權利要求
1.一種用于檢測在多徑信道上接收的聯(lián)合編碼信號的方法，包括由N個接收天線接收多徑信道上的聯(lián)合編碼信號，其中N是大于一的整數；對于所述N個接收天線中的每一個，在碼片間隔內對所述接收的信號進行采樣，以得到針對所述N個接收天線的每一個的天線式碼片向量；使用信道質量指示符CQI對天線式碼片向量塊進行濾波，所述塊包括所述N個天線式碼片向量中的每一個，所述CQI描述了在其上接收所述聯(lián)合編碼信號的多徑信道；將所述濾波的塊下變頻為比特和符號之一；對于通過其對所述聯(lián)合編碼信號進行擴頻的每個擴頻碼，并行檢測所述下變頻的比特或符號。
2.根據權利要求1所述的方法，其中使用描述MIMO多徑信道的CQI包括使用描述整個MIMO多徑信道的單個CQI。
3.根據權利要求1所述的方法，其中所述CQI包括信噪比SNR，所述信噪比SNR代表所述MIMO多徑信道的所有信道使用，其中在所述MIMO多徑信道上接收所述聯(lián)合編碼信號。
4.根據權利要求1所述的方法，其中所述SNR是針對一個用戶的廣義信噪比GSNR，使得GSNRk=^βkTrace(σd2I‾M)Trace(R‾zz(W‾LMMSE));]]>其中βk是為用戶將碼片級SNR轉換為符號級SNR的標量因子；σd2是關于發(fā)射碼片的噪聲方差；IM是尺寸為M×M的單位矩陣，其中M是從其發(fā)送編碼的信號的發(fā)射天線的數目；Rzz是誤差協(xié)方差矩陣；以及WLMMSE是濾波的碼片式信號向量塊。
5.根據權利要求1所述的方法，其中所述濾波包括使得W‾MC=R‾‾-1H‾0A‾]]>的濾波；其中R‾‾=^σd2H‾0‾H‾0‾H+σ2I‾;]]>σd2是關于發(fā)射碼片的噪聲方差；σ2是關于接收碼片的噪聲方差；I是單位矩陣；H0是無記憶多徑信道估計矩陣，并且上標H表示漢米爾頓運算；以及A是任意可逆矩陣。
6.根據權利要求1所述的方法，進一步包括估計發(fā)射碼片向量；以及其中對所述塊進行濾波包括進行濾波，以使碼片式信號向量塊與發(fā)射碼片向量的估計之間的受約束的互信息進行最大化。
7.根據權利要求6所述的方法，其中所述受約束的互信息I(diyi-F:i+F|H)被最大化，使得I(d‾iy‾i-F:i+F|H‾)=logdet(I‾M+σd2H‾0HR‾‾-1H‾0);]]>其中IM是尺寸為M×M的單位矩陣，其中M是從其發(fā)送編碼的信號的發(fā)射天線的數目；σd2是關于發(fā)射碼片的噪聲方差；H0是無記憶多徑信道估計矩陣，并且上標H表示漢米爾頓運算；R‾‾=^σd2H‾0‾H‾0‾H+σ2I‾;]]>σ2是關于接收碼片的噪聲方差；以及I是單位矩陣。
8.根據權利要求6所述的方法，其中濾波包括使用線性最小均方誤差LMMSE濾波器組WLMMSE，所述濾波器組用于根據W‾LMMSE=σd2R‾-1H‾0]]>對碼片式信號向量塊進行濾波；其中σd2是關于發(fā)射碼片的噪聲方差；H0是無記憶多徑信道估計矩陣；以及R-1是接收信號的逆協(xié)方差矩陣。
9.根據權利要求6所述的方法，其中濾波包括使用最小方差無畸變響應MVDR濾波器組WMVDR，所述濾波器組用于根據W‾MVDR=R‾‾-1H‾0(H‾0HR‾‾-1H‾0)-1]]>對碼片式信號向量塊進行濾波；其中H0是無記憶多徑信道估計矩陣，并且上標H表示漢米爾頓運算；R‾‾=^σd2H‾0‾H‾0‾H+σ2I‾;]]>σd2是關于發(fā)射碼片的噪聲方差；σ2是關于接收碼片的噪聲方差；以及I是單位矩陣。
10.一種用于檢測聯(lián)合編碼的擴頻信號的符號的方法，包括在碼片間隔內通過至少兩個接收天線接收來自多徑信道的信號；在所述碼片間隔內對所述信號采樣，以從每個接收天線得到碼片式信號向量；將所述碼片式信號向量存儲為塊；使用所述碼片式信號向量塊估計所述多徑信道，使用所述對多徑信道的估計，對所述碼片式信號向量塊進行濾波以恢復用于擴頻所述信號的擴頻碼的正交性；對所述濾波的碼片式信號向量塊進行下變頻、解擾以及解擴頻，以得到符號級信號向量的并行輸出，每個并行輸出對應于一個擴頻碼；以及對于每個并行輸出，使用一個擴頻碼在空間上檢測比特或符號之一。
11.根據權利要求10所述的方法，其中對所述碼片式信號向量塊進行濾波包括遞送所述碼片式信號向量塊通過線性最小均方誤差LMMSE濾波器。
12.根據權利要求10所述的方法，其中所述LMMSE濾波器根據W‾LMMSE=σd2R‾-1H‾0]]>對所述碼片式信號向量塊進行操作；其中σd2是關于發(fā)射碼片的噪聲方差；H0是無記憶多徑信道估計矩陣；以及R-1是接收信號的逆協(xié)方差矩陣。
13.根據權利要求10所述的方法，其中對所述碼片式信號向量塊進行濾波包括遞送所述碼片式信號向量塊通過最小方差無畸變響應MVDR濾波器。
14.根據權利要求13所述的方法，其中所述MVDR濾波器根據W‾MVDR=R‾‾-1H‾0(H‾0HR‾‾-1H‾0)-1]]>對所述碼片式信號向量塊進行操作；其中H0是無記憶多徑信道估計矩陣，并且上標H表示漢米爾頓運算；R‾‾=^σd2H‾0‾H‾0‾H+σ2I‾;]]>σd2是關于發(fā)射碼片的噪聲方差；σ2是關于接收碼片的噪聲方差；以及I是單位矩陣。
15.根據權利要求10所述的方法，其中在空間上檢測比特或符號之一包括在利用二進制碼對接收信號進行聯(lián)合編碼的情況下在空間上檢測比特。
16.根據權利要求10所述的方法，其中對所述碼片式信號向量塊進行濾波以恢復正交性包括均衡化所述多徑信道的子信道。
17.根據權利要求10所述的方法，其中對所述碼片式信號向量塊進行濾波包括進行濾波從而最大化關于所述多徑信道的發(fā)射碼片和接收信號之間的受約束的互信息I(diyi-F:i+F|H)，其中所述最大化的受約束的互信息定義為I(d‾iy‾i-F:i+F|H‾)=logdet(I‾M+σd2H‾0HR‾‾-1H‾0);]]>其中IM是尺寸為M×M的單位矩陣，其中M是從其發(fā)送編碼的信號的發(fā)射天線的數目；σd2是關于發(fā)射碼片的噪聲方差；H0是無記憶多徑信道估計矩陣，并且上標H表示漢米爾頓運算；R‾‾=^σd2H‾0‾H‾0‾H+σ2I‾;]]>σ2是關于接收碼片的噪聲方差；以及I是單位矩陣。
18.一種用于適應在無線通信系統(tǒng)中的傳輸的方法，包括在第一收發(fā)器中，以第一編碼率對待發(fā)射的第一信號進行聯(lián)合編碼，以第一調制對所述待發(fā)射的第一信號進行調制，以及在擴頻多徑無線信道上由至少一個發(fā)射天線發(fā)射所述聯(lián)合編碼的和調制的第一信號；在第二收發(fā)器中，在所述多徑信道上由至少兩個接收天線接收所述聯(lián)合編碼的和調制的第一信號；將在其上接收所述第一信號的所述多徑信道變換為有效單徑信道；確定表征所述有效單徑信道的單個信道質量指示符CQI；從所述有效單徑信道，并行檢測比特和符號之一，每個并行檢測是根據一個擴頻碼的，通過所述擴頻碼在所述頻譜上對所述第一信號擴頻；以及向所述第一收發(fā)器發(fā)射基于所述CQI的反饋；以及在所述第一收發(fā)器中，接收所述反饋；對待發(fā)射的第二信號進行聯(lián)合編碼；對所述待發(fā)射的第二信號進行調制；以及在擴頻多徑無線信道上由至少一個發(fā)射天線發(fā)射所述聯(lián)合編碼的和調制的第二信號，其中，響應于所述反饋，所述第二信號是以下至少之一以第二編碼率被編碼和以第二調制被調制。
19.根據權利要求18所述的方法，其中所述反饋是根據所述CQI計算的估計的誤差率。
20.根據權利要求18所述的方法，其中所述反饋是基于所述CQI的用以改變編碼率和調制格式至少之一的指令。
21.根據權利要求18所述的方法，其中所述CQI是用于所述第二收發(fā)器的廣義信噪比GSNR，使得GSNRk=^βkTrace(σd2I‾M)Trace(R‾zz(W‾LMMSE));]]>其中βk是為用戶將碼片級SNR轉換為符號級SNR標量因子；σd2是關于發(fā)射碼片的噪聲方差；IM是尺寸為M×M的單位矩陣，其中M是從其發(fā)送編碼的信號的第一收發(fā)器中的發(fā)射天線的數目；Rzz是誤差協(xié)方差矩陣；以及WLMMSE是濾波的碼片式信號向量塊。
22.根據權利要求19所述的方法，其中所述反饋是GSNR。
23.根據權利要求20所述的方法，其中所述CQI是所接收的第一信號的天線式碼片向量塊和所發(fā)射的碼片向量塊的估計之間的最大化的受約束的互信息I(d‾iy‾2F+1|H‾)=logdet(I‾M+σd2H‾0HR‾‾-1H‾0).]]>
24.根據權利要求23所述的方法，其中所述反饋是所述最大化的受約束的互信息。
25.一種接收器包括至少兩個接收天線；線性濾波器的濾波器組，具有耦合于每個接收天線輸出的第一輸入和第二輸入，所述濾波器組用于將在多徑信道的子信道上接收的信號向量均衡化為單個信道的單個向量；信道估計器，具有耦合于每個接收天線的輸出的輸入以及耦合到所述濾波器組的第二輸入的輸出；彼此并行的多個聯(lián)合檢測器，每個聯(lián)合檢測器具有耦合到所述濾波器組的輸出的輸入以及耦合到解碼器的輸出，每個聯(lián)合檢測器用于根據一個擴頻碼檢測比特或符號之一；碼片到符號的下變頻器、解擾器以及解擴頻器，每一個設置在所述濾波器組和所述多個聯(lián)合檢測器之間。
26.根據權利要求25所述的接收器，其中所述濾波器組包括LMMSE濾波器組，所述LMMSE濾波器組根據W‾LMMSE=σd2R‾-1H‾0]]>在對碼片式接收信號向量塊進行操作；其中σd2是關于發(fā)射碼片的噪聲方差；H0是無記憶多徑信道估計矩陣；以及R-1是接收信號的逆協(xié)方差矩陣。
27.根據權利要求25所述的接收器，其中所述濾波器組包括根據W‾MVDR=R‾‾-1H‾0(H‾0HR‾‾-1H‾0)-1]]>對碼片式接收信號向量塊進行操作的MVDR濾波器組；其中H0是無記憶多徑信道估計矩陣，并且上標H表示漢米爾頓運算；R‾‾=^σd2H‾0‾H‾0‾H+σ2I‾;]]>σd2是關于發(fā)射碼片的噪聲方差；σ2是關于接收碼片的噪聲方差；以及I是單位矩陣。
28.根據權利要求25所述的接收器，其中所述多個聯(lián)合檢測器的每一個是空間檢測器。
29.根據權利要求25所述的接收器，其中所述線性濾波器組操作用于將在其上接收所述接收的信號的多徑信道變換為單徑信道。
30.根據權利要求25所述的接收器，具有N個接收天線，其中所述濾波器組操作用于對碼片式接收信號向量塊進行濾波，以使關于所述多徑信道的發(fā)射碼片和接收碼片之間的受約束的互信息I(diyi-F:i+F|H)最大化，其中所述最大化的受約束的互信息定義為I(d‾iy‾i-F:i+F|H‾)=logdet(I‾M+σd2H‾0HR‾‾-1H‾0);]]>其中σd2是關于發(fā)射碼片的噪聲方差；H0是無記憶多徑信道估計矩陣，并且上標H表示漢米爾頓運算；R‾‾=^σd2H‾0‾H‾0‾H+σ2I‾;]]>σ2是關于接收碼片的噪聲方差；以及I是單位矩陣。
31.一種發(fā)射器，包括編碼器，用于將輸入信號聯(lián)合編碼為跨碼片的至少一個符號的集合；調制器，用于將所述至少一個符號的集合調制到載波上；擴頻器，具有耦合到所述編碼器和調制器的輸出的輸入，用于根據一系列擴頻碼對所述至少一個符號的集合進行擴頻；M個天線，用于在多徑無線信道上發(fā)射所述至少一個符號的集合；以及處理器，具有耦合到無線反饋信道的輸入以及耦合到所述編碼器和調制器中至少之一的輸出，所述處理器響應于信道質量反饋，以引起以下至少之一所述編碼器改變編碼率和所述調制器改變調制。
32.根據權利要求31所述的發(fā)射器，其中所述信道質量反饋是對發(fā)射碼片向量和接收碼片向量之間的受約束的互信息的測量。
33.根據權利要求32所述的發(fā)射器，其中所述信道質量反饋是對整個多徑無線信道的廣義信噪比的測量，其中通過所述多徑無線信道，所發(fā)射的至少一個符號的集合傳播到提供所述信道質量反饋的接收器。
34.一種接收器，包括至少兩個無線信號接收裝置；線性濾波裝置組，具有耦合到每個無線信號接收裝置輸出的第一輸入和第二輸入，所述線性濾波裝置組用于將在多徑信道的子信道上接收的信號向量均衡化為單個信道的單個向量；信道估計裝置，具有耦合到每個接收天線的輸出的輸入以及耦合到所述線性濾波裝置組的第二輸入的輸出；彼此并行的多個聯(lián)合檢測裝置，每個聯(lián)合檢測裝置具有耦合到所述線性濾波裝置組的輸出的輸入以及耦合到解碼裝置的輸出，每個聯(lián)合檢測裝置用于根據一個擴頻碼檢測比特或符號之一；碼片到符號的下變頻器、解擾器以及解擴頻器，每一個設置在所述線性濾波裝置組和所述多個聯(lián)合檢測裝置之間。
35.一種發(fā)射器，包括編碼裝置，用于將輸入信號聯(lián)合編碼為跨碼片的至少一個符號的集合；調制裝置，用于將所述至少一個符號的集合調制到載波上；擴頻裝置，具有耦合到所述編碼裝置和調制裝置的輸出的輸入，用于根據一系列擴頻碼對所述至少一個符號的集合進行擴頻；M個天線傳輸裝置，用于在多徑無線信道上發(fā)射所述至少一個符號的集合；以及處理裝置，具有耦合到無線反饋信道的輸入以及耦合到所述編碼裝置和所述調制裝置至少之一的輸出，所述處理裝置響應于信道質量反饋以引起以下至少之一所述編碼裝置改變編碼率和所述調制裝置改變調制。
全文摘要
在聯(lián)合編碼(JE)中，公開了擴頻通信MIMO系統(tǒng)，在該系統(tǒng)中在多流上傳輸解多路復用分組，公開了兩種版本的單信道質量指示符(CQI)發(fā)射和接收碼片向量之間的受約束的互信息CMI或廣義SNR。在接收器中，約束CMI使得濾波成為次優(yōu)選。濾波器組優(yōu)選為LMMSE或MVDR濾波器，用于將多徑信道變換為單徑信道，使得不需要聯(lián)合序列檢測。檢測由每Walsh碼結構所代替，其中多個Walsh碼專用檢測器在碼片到符號的下變頻后并行檢測來自單信道碼片的比特或符號。針對JE MIMO系統(tǒng)使用所公開的CQI實現(xiàn)鏈路到系統(tǒng)映射，因為CQI或相關信息返回發(fā)射器，其使得編碼率和/或調制適于CQI表示的信道。
文檔編號H04L1/06GK101032108SQ200580029927
公開日2007年9月5日 申請日期2005年7月12日 優(yōu)先權日2004年7月15日
發(fā)明者張建中, B·拉格霍特哈曼, 王炎, G·曼德亞姆 申請人:諾基亞公司