專利名稱：一種用于正交頻分多址系統(tǒng)的同步方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種適用于正交頻分多址(OFDMA)系統(tǒng)的同步方法。
背景技術(shù)：
可以預見，音頻、視頻、圖像以及Internet等多媒體業(yè)務(wù)將成為未來移動通信的主導業(yè)務(wù)，而這些業(yè)務(wù)對于無線鏈路傳輸能力的要求明顯提高(峰值業(yè)務(wù)速率大于20Mbps)，在此情況下正交頻分復用(OFDM)技術(shù)逐漸嶄露頭角。OFDM技術(shù)將高速的數(shù)據(jù)流調(diào)制為頻譜交疊的多個并行低速數(shù)據(jù)流發(fā)送。由于OFDM符號周期顯著增長，因此提高了OFDM符號抗多徑時延的能力，更進一步地通過在OFDM符號的前端加大于最大多徑時延的保護間隔(GI)，則可以完全消除由多徑時延引起的符號間干擾(ISI)，簡化了接收端均衡器的負擔。目前OFDM技術(shù)已經(jīng)成為歐洲數(shù)字音頻廣播，陸地數(shù)字視頻廣播的調(diào)制技術(shù)。OFDMA逐漸成為了無線局域網(wǎng)標準(歐洲的寬帶無線局域網(wǎng)標準Hiperlan/2，IEEE的無線局域網(wǎng)標準IEEE802.11和多媒體移動接入通信系統(tǒng)MMAC)，而且已基本被公認為B3G的物理層基本技術(shù)之一。將不同子載波分配給不同用戶，OFDM技術(shù)則自然而然地通過FDMA方式區(qū)分了用戶，也就是OFDMA系統(tǒng)。OFDMA系統(tǒng)通過將正交相鄰的子載波靈活地分配給不同的用戶，降低了小區(qū)內(nèi)干擾，提高了系統(tǒng)容量；而且OFDMA通過用戶子載波數(shù)目的變化，易于提供變速率的信息傳輸，因此OFDMA是B3G系統(tǒng)極有可能采用的多址方案之一。
為了得到比傳統(tǒng)的頻分復用(FDM)更高的頻譜效率，OFDM的不同子載波在頻域上是互相重疊的。由發(fā)射機和接收機的晶振的不同形成的載波頻率偏移造成了載波干擾，而且，OFDM系統(tǒng)對載波頻率偏移是非常敏感的，因此從受噪聲干擾的數(shù)據(jù)中估計和補償載波頻率偏移是一個非常重要的任務(wù)。
目前OFDMA系統(tǒng)最常用的載波頻率偏移估計的方法是基于幀頭的訓練序列。但是由于訓練序列的長度給定后就限制了幀的長度和載波頻率偏移估計的精度，同時也犧牲了一定的頻譜利用率。此外，有些學者提出使用基于循環(huán)前綴，虛子載波或者子空間的方法來進行多用戶的載波頻率偏移估計，但是這些算法大都復雜度很高。

發(fā)明內(nèi)容
針對上述技術(shù)中存在的問題，本發(fā)明提出一種用于正交頻分多址系統(tǒng)的同步方法，為多用戶提供載波頻率偏移精確估計。
根據(jù)本發(fā)明，提供了一種用于正交頻分多址系統(tǒng)的同步方法，包括步驟(1)在所述正交頻分多址系統(tǒng)的可用子載波數(shù)等于反離散傅立葉變換的長度時，直接采用戈爾德(Gold)碼作為同步序列；在所述正交頻分多址系統(tǒng)的可用子載波數(shù)不等于反離散傅立葉變換的長度時，將等于所述反離散傅立葉變換的長度一半的戈爾德碼插入到反離散傅立葉變換中心頻點兩側(cè)的對稱頻點上，并且在零頻點和其他未被插入戈爾德碼的頻點處插零，將所述序列轉(zhuǎn)換到時域后用作同步序列；(2)將所述同步序列從發(fā)送端傳送到接收端，使所述接收端與所述發(fā)送端建立同步；(3)在所述接收端與所述發(fā)送端直接建立粗同步時，根據(jù)接收機的信噪比，自適應(yīng)地調(diào)整正交頻分多址系統(tǒng)數(shù)據(jù)與所述同步序列的發(fā)射功率的比值σD2/σA2，并且將疊加后的正交頻分多址系統(tǒng)數(shù)據(jù)與所述同步序列發(fā)送到所述接收端；(4)在所述接收端與所述發(fā)送端直接建立細同步時，直接將正交頻分多址系統(tǒng)數(shù)據(jù)發(fā)送到所述接收端；(5)在接收端采用二分法搜索同步序列相關(guān)峰值，利用估計出的載波偏移對接收信號進行相位補償，從而得到所發(fā)送的正交頻分多址系統(tǒng)數(shù)據(jù)。
優(yōu)選地，在步驟(3)中利用以下公式來調(diào)整正交頻分多址系統(tǒng)數(shù)據(jù)與同步序列的發(fā)射功率的比值(σD2/σA2)dB=SNR+10logN-C(dB)]]>其中SNR是接收端反饋的接收信號噪聲比，N是離散傅立葉變換的長度，C是由信道決定的常數(shù)，取值在8～16dB。
優(yōu)選地，同步序列在發(fā)送過程中需要重復多個周期長度。
優(yōu)選地，在步驟(5)中，在給定代價函數(shù)的搜索精度的情況下，二分法的迭代次數(shù)為 其中BU和BL分別為搜索的上下界，δ為搜索精度。
優(yōu)選地，步驟(3)還包括步驟(31)在所述接收端與所述發(fā)送端直接建立粗同步時，發(fā)送疊加后的正交頻分多址系統(tǒng)數(shù)據(jù)與所述同步序列；(32)如果所述接收端與所述發(fā)送端失去細同步，僅發(fā)送正交頻分多址系統(tǒng)數(shù)據(jù)；(33)如果所述接收端與所述發(fā)送端不僅失去細同步而且失去粗同步，所述發(fā)送端通過重新發(fā)送同步序列建立與所述接收端的同步。
優(yōu)選地，在步驟(33)中，如果所述發(fā)送端通過重新發(fā)送同步序列而與所述接收端建立的同步是粗同步，則疊加后的正交頻分多址系統(tǒng)數(shù)據(jù)與所述同步序列發(fā)送到所述接收端；如果所述發(fā)送端通過重新發(fā)送同步序列而與所述接收端建立的同步是細同步，則僅發(fā)送正交頻分多址系統(tǒng)數(shù)據(jù)。
優(yōu)選地，步驟(4)還包括步驟(41)在所述接收端與所述發(fā)送端建立細同步時，僅發(fā)送正交頻分多址系統(tǒng)數(shù)據(jù)；(42)如果所述接收端與所述發(fā)送端失去細同步而進入粗同步狀態(tài)，則發(fā)送疊加后的正交頻分多址系統(tǒng)數(shù)據(jù)與所述同步序列，并且利用以下公式來調(diào)整正交頻分多址系統(tǒng)數(shù)據(jù)與同步序列的發(fā)射功率的比值(σD2/σA2)dB=SNR+10logN-C(dB)]]>其中SNR是接收端反饋的接收信號噪聲比，N是離散傅立葉變換的長度，C是由信道決定的常數(shù)，取值在8～16dB；(43)如果所述接收端與所述發(fā)送端不僅失去細同步而且失去粗同步，所述發(fā)送端通過重新發(fā)送同步序列建立與所述接收端的同步。
優(yōu)選地，步驟(43)還包括步驟如果所述發(fā)送端通過重新發(fā)送同步序列而與所述接收端建立的同步是粗同步，則疊加后的正交頻分多址系統(tǒng)數(shù)據(jù)與所述同步序列發(fā)送到所述接收端；如果所述發(fā)送端通過重新發(fā)送同步序列而與所述接收端建立的同步是細同步，則僅發(fā)送正交頻分多址系統(tǒng)數(shù)據(jù)。
優(yōu)選地，在步驟(2)中以全部發(fā)射功率來發(fā)送同步序列，在步驟(3)中正交頻分多址系統(tǒng)數(shù)據(jù)的發(fā)射功率與所述同步序列的發(fā)射功率之和等于所述全部發(fā)射功率，在步驟(4)中以所述全部發(fā)射功率來發(fā)送正交頻分多址系統(tǒng)數(shù)據(jù)。
優(yōu)選地，在步驟(2)中以全部發(fā)射功率來發(fā)送同步序列，在步驟(3)中正交頻分多址系統(tǒng)數(shù)據(jù)的發(fā)射功率與所述同步序列的發(fā)射功率之和等于所述全部發(fā)射功率，并且正交頻分多址系統(tǒng)數(shù)據(jù)的發(fā)射功率為恒定發(fā)射功率；在步驟(4)中以所述恒定發(fā)射功率來發(fā)送正交頻分多址系統(tǒng)數(shù)據(jù)。
根據(jù)本發(fā)明的同步序列的產(chǎn)生方法，能夠自適應(yīng)的調(diào)整數(shù)據(jù)和同步序列的功率分配，并且提出了使用同步序列進行同步的幀結(jié)構(gòu)。本發(fā)明同步方法適用于時延要求不高的業(yè)務(wù)，與傳統(tǒng)的串行同步方案相比，具有復雜度低，頻譜利用率高，載波頻率偏移估計精確等特點。


下面參照附圖并結(jié)合實例來進一步描述本發(fā)明。其中
圖1示出了根據(jù)本發(fā)明的同步序列的產(chǎn)生原理圖。當OFDMA系統(tǒng)的可用子載波數(shù)等于IDFT的長度，K3向上閉合，當OFDMA系統(tǒng)的可用子載波數(shù)不等于IDFT的長度，K3向下閉合。
圖2示出了根據(jù)本發(fā)明的OFDMA系統(tǒng)的基帶發(fā)射機與接收機框圖，通過K1和K2開關(guān)來控制發(fā)射的信號，而且K1和K2閉合或者開啟的四種狀態(tài)都存在，W1與W2是分別用于調(diào)節(jié)OFDM數(shù)據(jù)和同步序列幅度的權(quán)值。
圖3示出了采用圖2結(jié)構(gòu)的OFDMA系統(tǒng)的狀態(tài)轉(zhuǎn)移圖。
圖4示出了幀格式的11種示例。
圖5示出了采用圖2結(jié)構(gòu)的OFDMA系統(tǒng)的系統(tǒng)流程圖。
圖6示出了在同步序列的一維搜索時所使用的二分法算法的原理圖。
圖7示出了接收機的頻偏估計模塊第n次迭代的流程圖，其中的精度指的是相關(guān)檢測搜索峰值所用的代價函數(shù)的最大允許誤差。
具體實施例方式
在本發(fā)明的優(yōu)選實施例中，同步序列是以加性時域訓練序列(ATTS)形式描述的。圖1示出了根據(jù)本發(fā)明的ATTS序列的產(chǎn)生原理圖。在OFDMA系統(tǒng)的可用子載波數(shù)不等于IDFT的長度的情況下，在頻域特定頻點插入戈爾德(Gold)碼，一種建議的方式是先產(chǎn)生IDFT調(diào)制器階數(shù)一半的Gold碼，然后將這些Gold碼依次插入到IDFT中心頻點兩側(cè)的對稱頻點上，其中零頻點和其他未被插入Gold碼值的頻點處插零，將該序列用IDFT轉(zhuǎn)換為時域信號，加權(quán)后作為ATTS序列，而當OFDM系統(tǒng)的可用子載波數(shù)等于IDFT的長度的情況下，ATTS序列直接采用加權(quán)的Gold碼。這樣產(chǎn)生了同步序列的一個周期，其長度等于一個OFDMA符號長度。而且，在發(fā)送過程中，ATTS序列需要重復多個周期長度。
在多用戶的情況下，為了便于在實際系統(tǒng)中實現(xiàn)，每個用戶的Gold碼采用相同的產(chǎn)生多項式，只是初狀態(tài)不同。
在IDFT調(diào)制器的后面加了兩個開關(guān)K1，K2來控制OFDM數(shù)據(jù)與同步序列是否傳輸，如圖2所示，在無數(shù)據(jù)傳輸時，K1，K2都開啟；當需要同步捕獲或者只用同步序列進行細同步時，K1開啟，K2閉合；當需要采用OFDM數(shù)據(jù)和同步序列的疊加信號進行細同步時，K1，K2都閉合；當只傳輸OFDM數(shù)據(jù)時，K1閉合，K2開啟。W1與W2是分別用于調(diào)節(jié)OFDM數(shù)據(jù)和同步序列幅度的權(quán)值。
狀態(tài)轉(zhuǎn)移圖如圖3所示，存在無數(shù)據(jù)發(fā)送的起始狀態(tài)、只發(fā)送同步序列狀態(tài)、OFDM發(fā)送數(shù)據(jù)和同步序列疊加狀態(tài)以及只發(fā)送OFDM數(shù)據(jù)狀態(tài)等四種狀態(tài)。具體地說，在數(shù)據(jù)傳輸開始前，收發(fā)信機處于“起始狀態(tài)”。當需要與移動用戶建立通信“開始”時，發(fā)射機處于發(fā)送同步信號“只發(fā)同步序列”。如果接收機與發(fā)射機達到粗同步，表明接收信號與發(fā)射信號“捕獲完成”，可以進行數(shù)據(jù)信號和同步信號同時發(fā)送，即進入“疊加發(fā)送”狀態(tài)。如果接收機與發(fā)射機直接達到細同步，表明接收信號準確跟蹤發(fā)射信號“粗細同步都完成”，可以只發(fā)送數(shù)據(jù)信號，即進入“只發(fā)數(shù)據(jù)”狀態(tài)。
如果在“疊加發(fā)送”過程中，完成了接收機與發(fā)射機達到細同步，表明接收信號準確跟蹤發(fā)射信號“細同步完成”，可以單獨傳輸數(shù)據(jù)信號，進入“只發(fā)數(shù)據(jù)”狀態(tài)。如果在“疊加發(fā)送”過程中，接收機與發(fā)射機又失去粗同步，就“需要捕獲”，重新進入“只發(fā)同步序列”狀態(tài)。如果在“疊加發(fā)送”時通信傳輸完成，表明通信已“結(jié)束”，收發(fā)信機又會進入“起始狀態(tài)”。
如果在“只發(fā)數(shù)據(jù)”過程中，接收機與發(fā)射機又失去細同步，接收信號需要進一步跟蹤發(fā)送信號“需要細同步”，重新進入“疊加發(fā)送”狀態(tài)。如果在“只發(fā)數(shù)據(jù)”時接收機與發(fā)射機又失去粗同步，就“需要捕獲”，重新進入同步捕獲的“只發(fā)同步序列”狀態(tài)。如果在“只發(fā)數(shù)據(jù)”時數(shù)據(jù)傳輸完成，表明通信已“結(jié)束”，收發(fā)信機又會進入“起始狀態(tài)”。
根據(jù)狀態(tài)轉(zhuǎn)移圖和功率分配方案，本發(fā)明建議的幀結(jié)構(gòu)示例如圖4所示。在這11種幀結(jié)構(gòu)中，ATTS序列與OFDM數(shù)據(jù)的功率分配可以根據(jù)接收機反饋進行自適應(yīng)調(diào)整。
當發(fā)射總功率保持恒定時，示例1中在幀頭全部發(fā)送功率用于只發(fā)送ATTS序列，然后按同步信號與數(shù)據(jù)信號功率比發(fā)送ATTS序列和OFDM數(shù)據(jù)的疊加序列(參見公式(1)，其中兩者功率之和為全部發(fā)送功率)。示例2中在幀頭全部功率用于只發(fā)送ATTS序列，然后發(fā)送疊加序列，最后只發(fā)OFDM數(shù)據(jù)。示例3中在幀頭全部功率用于只發(fā)送ATTS序列，然后全部功率用于只發(fā)OFDM數(shù)據(jù)，再按同步信號與數(shù)據(jù)信號功率比發(fā)送疊加序列，最后全部功率用于只發(fā)OFDM數(shù)據(jù)。示例4中在幀頭全部功率用于只發(fā)送ATTS序列，然后全部功率用于只發(fā)OFDM數(shù)據(jù)，最后按同步信號與數(shù)據(jù)信號功率比發(fā)送疊加序列。示例5中在幀頭全部功率用于只發(fā)送ATTS序列，然后發(fā)送疊加序列，再全部功率用于只發(fā)OFDM數(shù)據(jù)，最后發(fā)送疊加序列。示例6中在幀頭全部功率用于只發(fā)送ATTS序列，然后全部功率用于只發(fā)OFDM數(shù)據(jù)。
當OFDM數(shù)據(jù)的發(fā)射功率保持恒定(其功率始終低于全部發(fā)送功率)時，示例7中在幀頭全部功率用于只發(fā)送ATTS序列，然后只發(fā)OFDM數(shù)據(jù)，再發(fā)送疊加序列，最后只發(fā)OFDM數(shù)據(jù)。示例8中在幀頭只發(fā)送ATTS序列，然后發(fā)送疊加序列，最后只發(fā)OFDM數(shù)據(jù)。示例9中在幀頭全部功率用于只發(fā)送ATTS序列，然后發(fā)送疊加序列，再只發(fā)OFDM數(shù)據(jù)，最后發(fā)送疊加序列。示例10中在幀頭全部功率用于只發(fā)送ATTS序列，然后只發(fā)OFDM數(shù)據(jù)，最后發(fā)送疊加序列。示例11中在幀頭全部功率用于只發(fā)送ATTS序列，然后只發(fā)OFDM數(shù)據(jù)。
圖5示出了采用圖2結(jié)構(gòu)的OFDMA系統(tǒng)的系統(tǒng)流程圖。如圖5所示，數(shù)據(jù)發(fā)送的流程如下(1)只發(fā)送同步序列；(2)達到粗同步后，判斷是否繼續(xù)用同步序列細同步，如果是，則繼續(xù)發(fā)送，否則發(fā)送同步序列和OFDM數(shù)據(jù)的疊加信號進行細同步；(3)達到細同步后，判斷是否選擇只發(fā)OFDM數(shù)據(jù)的狀態(tài)，如果是，則發(fā)送該狀態(tài)，否則繼續(xù)發(fā)送疊加信號，直到數(shù)據(jù)結(jié)束；(4)如果該期間內(nèi)判斷出需要同步捕獲，則轉(zhuǎn)到(1)進行重捕獲，如果需要細同步，則轉(zhuǎn)到(2)進行細同步，完成后轉(zhuǎn)到(3)直到數(shù)據(jù)結(jié)束。
當OFDM數(shù)據(jù)與同步序列疊加后傳輸?shù)那闆r下，假設(shè)數(shù)據(jù)的發(fā)射功率是σD2，數(shù)據(jù)與同步序列的功率比σD2/σA2由接收機反饋的信噪比(SNR)調(diào)節(jié)，通過自適應(yīng)的改變權(quán)值W1和W2使OFDM數(shù)據(jù)與同步序列的功率比滿足(σD2/σA2)dB=SNR+10logN-C(dB)---(1)]]>其中N是離散傅立葉變換的階數(shù)，C是由信道決定的常數(shù)，取值在8～16dB。
需要指出的是，在本發(fā)明中，無論是在系統(tǒng)的初始狀態(tài)下通過發(fā)送同步序列而直接建立粗同步時，還是在同步過程中，發(fā)送端和接收端的同步狀態(tài)從細同步轉(zhuǎn)換到粗同步狀態(tài)，或者從失去粗同步狀態(tài)轉(zhuǎn)換到粗同步狀態(tài)，只要發(fā)送疊加的OFDM數(shù)據(jù)與同步序列，OFDM數(shù)據(jù)與同步序列的發(fā)射功率比都遵照上述公式(1)進行調(diào)整。
歸一化頻偏是指絕對頻率偏移量與子載波寬度的比值。歸一化頻偏的初始上下界可以根據(jù)晶振穩(wěn)定度，載波頻率和子載波寬度來設(shè)定，例如對載波頻率為fc＝2GHz，晶幀穩(wěn)定度為Δ＝10ppm，子載波帶寬是BS＝10kHz，則歸一化頻偏的初始下界和上界可以分別定為-fcΔ/BS到fcΔ/BS即-2到2。
接收機對數(shù)據(jù)和同步序列的疊加信號利用二分法進行相關(guān)檢測，二分法搜索的原理圖如圖6所示。在給定搜索峰值代價函數(shù)的精度情況下，二分法的迭代次數(shù)服從對數(shù)階。假設(shè)搜索的上下界分別為BU＝2和BL＝-2，搜索精度為δ＝10-12，則迭代次數(shù)為log2(BU-BLδ)=32.]]>圖7示出了接收機的頻偏估計模塊第n次迭代的流程圖，其中的精度指的是相關(guān)檢測搜索峰值所用的代價函數(shù)的最大允許誤差。從該流程圖可以看出，在第m用戶接收端的l時刻，接收機所接收信號rm(1)分別與共軛同步序列的上頻偏信號s(k)*(l)e-jwU，nl，下頻偏信號s(k)*(l)e-jwL，nl和兩者的平均頻偏信號s(k)*(l)e-j(wU，n+wL，n)l/2相乘。其各支路輸出與其各支路前一時刻的值相加，形成上支路，下支路和中支路三路信號。上支路信號與下支路信號絕對值與所設(shè)精度比較，如其大于精度，表明跌代結(jié)束，此時上下頻偏的平均值輸出作為信號實際頻偏，否則，繼續(xù)進行頻偏迭代計算。如果上支路輸出信號與中支路輸出信號絕對值與中支路信號與下支路信號絕對值的差大于零，用平均頻偏值作為上頻偏值輸出，并進行下一循環(huán)迭代。如果上支路輸出信號與中支路輸出信號絕對值小于或等于中支路信號與下支路信號絕對值，用平均頻偏值作為下頻偏值輸出，并進行下一循環(huán)迭代。
與現(xiàn)有技術(shù)的基于幀頭的訓練序列比較時，在本發(fā)明中，大于T個符號的數(shù)據(jù)和同步序列疊加信號所得的頻率偏移精度高于1個幀頭訓練序列，根據(jù)信道的不同，門限值T取值在6～15。
權(quán)利要求
1.一種用于正交頻分多址系統(tǒng)的同步方法，包括步驟(1)在所述正交頻分多址系統(tǒng)的可用子載波數(shù)等于反離散傅立葉變換的長度時，直接采用戈爾德碼作為同步序列；在所述正交頻分多址系統(tǒng)的可用子載波數(shù)不等于反離散傅立葉變換的長度時，將等于所述反離散傅立葉變換的長度一半的戈爾德碼插入到反離散傅立葉變換中心頻點兩側(cè)的對稱頻點上，并且在零頻點和其他未被插入戈爾德碼的頻點處插零，將所述序列轉(zhuǎn)換到時域后用作同步序列；(2)將所述同步序列從發(fā)送端傳送到接收端，使所述接收端與所述發(fā)送端建立同步；(3)在所述接收端與所述發(fā)送端直接建立粗同步時，根據(jù)接收機的信噪比，自適應(yīng)地調(diào)整正交頻分多址系統(tǒng)數(shù)據(jù)與所述同步序列的發(fā)射功率的比值σD2/σA2，并且將疊加后的正交頻分多址系統(tǒng)數(shù)據(jù)與所述同步序列發(fā)送到所述接收端；(4)在所述接收端與所述發(fā)送端直接建立細同步時，直接將正交頻分多址系統(tǒng)數(shù)據(jù)發(fā)送到所述接收端；(5)在接收端采用二分法搜索同步序列相關(guān)峰值，利用估計出的載波偏移對接收信號進行相位補償，從而得到所發(fā)送的正交頻分多址系統(tǒng)數(shù)據(jù)。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中在步驟(3)中利用以下公式來調(diào)整正交頻分多址系統(tǒng)數(shù)據(jù)與同步序列的發(fā)射功率的比值(σD2/σA2)dB=SNR+10logN-C(dB)]]>其中SNR是接收端反饋的接收信號噪聲比，N是離散傅立葉變換的長度，C是由信道決定的常數(shù)，取值在8～16dB。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中同步序列在發(fā)送過程中需要重復多個周期長度。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中在步驟(5)中，在給定代價函數(shù)的搜索精度的情況下，二分法的迭代次數(shù)為log2(BU-BLδ),]]>其中BU和BL分別為搜索的上下界，δ為搜索精度。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中步驟(3)還包括步驟(31)在所述接收端與所述發(fā)送端直接建立粗同步后，發(fā)送疊加后的正交頻分多址系統(tǒng)數(shù)據(jù)與所述同步序列；(32)如果所述接收端與所述發(fā)送端從粗同步變換到細同步狀態(tài)，則僅發(fā)送正交頻分多址系統(tǒng)數(shù)據(jù)；(33)如果所述接收端與所述發(fā)送端失去粗同步，則所述發(fā)送端通過重新發(fā)送同步序列建立與所述接收端的同步。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的方法，其中在步驟(33)中，如果所述發(fā)送端通過重新發(fā)送同步序列而與所述接收端建立的同步是粗同步，則疊加后的正交頻分多址系統(tǒng)數(shù)據(jù)與所述同步序列發(fā)送到所述接收端；如果所述發(fā)送端通過重新發(fā)送同步序列而與所述接收端建立的同步是細同步，則僅發(fā)送正交頻分多址系統(tǒng)數(shù)據(jù)。
7.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中步驟(4)還包括步驟(41)在所述接收端與所述發(fā)送端建立細同步后，僅發(fā)送正交頻分多址系統(tǒng)數(shù)據(jù)；(42)如果所述接收端與所述發(fā)送端失去細同步而進入粗同步狀態(tài)，則發(fā)送疊加后的正交頻分多址系統(tǒng)數(shù)據(jù)與所述同步序列；(43)如果所述接收端與所述發(fā)送端不僅失去細同步而且失去粗同步，所述發(fā)送端通過重新發(fā)送同步序列建立與所述接收端的同步。
8.根據(jù)權(quán)利要求7所述的方法，其中步驟(43)還包括步驟如果所述發(fā)送端通過重新發(fā)送同步序列而與所述接收端建立的同步是粗同步，則疊加后的正交頻分多址系統(tǒng)數(shù)據(jù)與所述同步序列發(fā)送到所述接收端；如果所述發(fā)送端通過重新發(fā)送同步序列而與所述接收端建立的同步是細同步，則僅發(fā)送正交頻分多址系統(tǒng)數(shù)據(jù)。
9.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中在步驟(2)中以全部發(fā)射功率來發(fā)送同步序列，在步驟(3)中正交頻分多址系統(tǒng)數(shù)據(jù)的發(fā)射功率與所述同步序列的發(fā)射功率之和等于所述全部發(fā)射功率；在步驟(4)中以所述全部發(fā)射功率來發(fā)送正交頻分多址系統(tǒng)數(shù)據(jù)。
10.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中在步驟(2)中以全部發(fā)射功率來發(fā)送同步序列，在步驟(3)中正交頻分多址系統(tǒng)數(shù)據(jù)的發(fā)射功率與所述同步序列的發(fā)射功率之和等于所述全部發(fā)射功率，并且正交頻分多址系統(tǒng)數(shù)據(jù)的發(fā)射功率為恒定發(fā)射功率；在步驟(4)中以所述恒定發(fā)射功率來發(fā)送正交頻分多址系統(tǒng)數(shù)據(jù)。
全文摘要
一種用于正交頻分多址系統(tǒng)的同步方法，包括在正交頻分多址系統(tǒng)的可用子載波數(shù)等于反離散傅立葉變換的長度時，直接采用戈爾德碼作為同步序列；在正交頻分多址系統(tǒng)的可用子載波數(shù)不等于反離散傅立葉變換的長度時，將等于反離散傅立葉變換的長度一半的戈爾德碼插入到反離散傅立葉變換中心頻點兩側(cè)的對稱頻點上，并且在零頻點和其他未被插入戈爾德碼的頻點處插零，將序列轉(zhuǎn)換到時域后用作同步序列；將同步序列從發(fā)送端傳送到接收端，使接收端與發(fā)送端建立同步；將疊加后的正交頻分多址系統(tǒng)數(shù)據(jù)與同步序列發(fā)送到接收端，或者直接將正交頻分多址系統(tǒng)數(shù)據(jù)發(fā)送到接收端；在接收端采用二分法搜索同步序列相關(guān)峰值，利用估計出的載波偏移對接收信號進行相位補償，從而得到所發(fā)送的正交頻分多址系統(tǒng)數(shù)據(jù)。
文檔編號H04L5/02GK1852281SQ20061000621
公開日2006年10月25日 申請日期2006年1月23日 優(yōu)先權(quán)日2006年1月23日
發(fā)明者陶小峰, 謝文飛, 姬翔, 李霜, 李立華, 張平 申請人:北京郵電大學, 北京三星通信技術(shù)研究有限公司