專利名稱：統(tǒng)一的二元相位調(diào)制解調(diào)方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明是一種用于數(shù)字通信的信息調(diào)制與解調(diào)方法，屬于數(shù)字信息傳輸?shù)募夹g(shù)領(lǐng)域。
背景技術(shù)：
數(shù)字通信系統(tǒng)中，把代表二進(jìn)制數(shù)據(jù)的基帶信號(hào)向上搬移到給定發(fā)送頻段的過程叫做調(diào)制，而相反的過程則稱之為解調(diào)。實(shí)用中，既追求盡可能高的頻帶利用率，即在單位頻帶內(nèi)傳輸更高的數(shù)碼率(以bps/Hz為量綱)；也希望能更有效地利用發(fā)射能量，得到更好的傳輸效果。
傳統(tǒng)的二元相移健控(BPSK)調(diào)制通過在正弦載波的零相位處將其反相θ＝180°來實(shí)現(xiàn)邏輯“0”和“1”的轉(zhuǎn)換，其中代表“0”的正弦波和代表“1”的反相正弦波持續(xù)的周期數(shù)相同。這樣對(duì)稱的結(jié)果能夠完全抑制載波，但已調(diào)信號(hào)的頻譜卻擴(kuò)展得很寬，理論上頻帶利用率只有1bps/Hz。
2002年，美國的H.R.Walker申請(qǐng)了核心是稱之為相位反轉(zhuǎn)鍵控(PRKPhaseReversal Keying)調(diào)制/解調(diào)技術(shù)的兩個(gè)美國專利，即“Pulse Position PhaseReversal Keying/Missing Cycle Modulation”(United States Patent 6445737)和“Digital modulation device in a system and method of using the same”(United States Patent 6445738)。其做法是當(dāng)輸入數(shù)據(jù)出現(xiàn)“1”(原為出現(xiàn)“0”)時(shí)，正弦載波的一個(gè)或幾個(gè)周期出現(xiàn)相位跳變(即PRK)或丟失(即所謂MCMMissing Cycle Modulation)，而出現(xiàn)“0”(原為出現(xiàn)“1”)時(shí)則不變。當(dāng)相位變化的時(shí)間足夠短時(shí)，則調(diào)制后的高頻信號(hào)的功率譜便呈現(xiàn)出主峰突出而邊帶極低的“超窄帶”情形，特別是對(duì)于PRK調(diào)制方式。
但是，上述美國專利中的PRK調(diào)制是用數(shù)據(jù)信息觸發(fā)控制由比較器和邏輯門組成的調(diào)制電路，只產(chǎn)生幾個(gè)特殊相位的調(diào)制信號(hào)經(jīng)過基于石英晶體的模擬成形濾波器后輸出，而且只是根據(jù)該特定石英晶體濾波器的輸出效果便認(rèn)定占空比為1∶4的所謂3PRK最佳并給出了相應(yīng)的電路實(shí)現(xiàn)。

發(fā)明內(nèi)容
技術(shù)問題本發(fā)明的目的是提供一種統(tǒng)一的二元相位調(diào)制解調(diào)方法，該方法找到可選擇任意相位θ和任意占空比的二元相位調(diào)制的統(tǒng)一表達(dá)方法，采用數(shù)字濾波器取代不便于大規(guī)模集成的石英晶體模擬成形濾波器，得到更通用的數(shù)字化調(diào)制和解調(diào)的實(shí)現(xiàn)方法。
技術(shù)方案本發(fā)明的統(tǒng)一的二元相位調(diào)制和解調(diào)方法用二進(jìn)制信息碼元直接改變正弦載波的突變相位實(shí)現(xiàn)調(diào)制，用鎖相環(huán)實(shí)現(xiàn)解調(diào)，使得對(duì)應(yīng)數(shù)字“0”的已調(diào)信號(hào)g0(t)是N個(gè)載波周期的正弦波，而對(duì)應(yīng)數(shù)字“1”的g1(t)則是在頻率為fc的N個(gè)載波周期的正弦波中，前K個(gè)周期的相位跳變了θ角度；即f0(t)＝Asin2πfct，0≤t＜Tf1(t)=Bsin(2πfct+θ),0≤t<τ,0≤θ≤πAsin2πfct,τ≤t<T]]>其中T＝N/fc，τ＝K/fc，K≤N，而θ和τ這2個(gè)參數(shù)構(gòu)成改變信號(hào)帶寬、傳輸碼率和解調(diào)性能的“調(diào)制指數(shù)”。用鎖相環(huán)實(shí)現(xiàn)解調(diào)時(shí)，利用對(duì)鎖相環(huán)的鑒相器輸出先依據(jù)時(shí)間τ進(jìn)行相干積累，使得信噪比提高后再判決“0”和“1”的方法，來保證更好的解調(diào)性能；而在鑒相器輸入端還可采用逆濾波來與信號(hào)波形相匹配。該方法具體如下1.擴(kuò)展的二元相移鍵控調(diào)制的統(tǒng)一表達(dá)方式通信工程師都知道，對(duì)于一個(gè)連續(xù)的正弦載波f(t)＝Asin2πfct，若其中只有一、兩個(gè)周期的正弦波相位發(fā)生θ角度的跳變，則其頻譜能量仍高度集中在載頻fc所對(duì)應(yīng)的譜線上，兩旁也會(huì)出現(xiàn)相對(duì)應(yīng)的邊帶，即由于相位的跳變而出現(xiàn)了頻譜擴(kuò)展。顯然，當(dāng)θ＝180°，邊帶擴(kuò)展最大；隨著θ→0，整個(gè)波形接近正弦波，其頻譜能量會(huì)更高度集中在載頻處，相對(duì)應(yīng)的邊帶擴(kuò)展的寬度和幅度都會(huì)趨近于0。極限情況，θ＝0，整個(gè)載波是一個(gè)純粹的正弦波，在頻域就是一根譜線，能量高度集中，理論上帶寬為零，當(dāng)然也無法傳遞任何有用的信息?，F(xiàn)在讓其保持跳變角度很小，那么調(diào)制后的波形幾乎接近正弦波，則其頻譜能量高度集中在載頻處。如果載波波形的跳變角度θ受控于有用的信息，即可實(shí)現(xiàn)頻譜利用率很高的調(diào)制，和所謂“旗桿式”的“超窄帶”頻譜。
設(shè)1)數(shù)據(jù)信息的符號(hào)寬度(即碼元的時(shí)間長度)T持續(xù)了N≥1個(gè)載波周期，即T＝N/fc；2)跳變波形的時(shí)間長度τ持續(xù)了K個(gè)載波周期，即τ＝K/fc，且K≤N；3)“0”和“1”所調(diào)制的波形分別為f0(t)和f1(t)；則本發(fā)明把任意二元相位調(diào)制信號(hào)的統(tǒng)一表達(dá)式定義為f0(t)＝Asin2πfct，0≤t＜Tf1(t)=Bsin(2πfct+θ),0≤t<τ,0≤θ≤πAsin2πfct,τ≤t<T---(1)]]>(1)式的調(diào)制波形本身具有如下特點(diǎn)①對(duì)于數(shù)據(jù)“0”，整個(gè)符號(hào)寬度T內(nèi)是N個(gè)周期為1/fc的正弦波，幅度為A；
②對(duì)于數(shù)據(jù)“1”，整個(gè)符號(hào)寬度T內(nèi)，前一段是K個(gè)周期為1/fc、初相為θ的正弦波，幅度為B；后一段則是N-K個(gè)周期為1/fc的正弦波，幅度為A；③除在數(shù)據(jù)“1”的起始處有短時(shí)的相位跳變(θ為跳變角或調(diào)制角)或幅度跳變(跳變值為B-A)外，其余都是連續(xù)的正弦波，這有助于抑制已調(diào)波頻譜的展寬，使其能量集中在載頻fc處，而且，跳變角度越小，已調(diào)波頻譜越集中；④在一個(gè)符號(hào)寬度T內(nèi)，已調(diào)波的平均值為零，因而其頻譜中不含直流分量；⑤若B＝0，則(1)式即為上述美國專利中的MCM調(diào)制。其實(shí)，所謂的MCM實(shí)際上就是一種持續(xù)時(shí)間較長的脈沖調(diào)制，并不利于調(diào)制頻譜的收縮和解調(diào)性能的提高，因此，若不考慮MCM方式，只須令(1)式中B＝A。則此時(shí)若θ＝π當(dāng)τ＝T時(shí)(1)式就表示經(jīng)典的BPSK，當(dāng)τ＝T/4就表示上述美國專利中的3PRK；而美國專利中所謂的3PSK調(diào)制方式，則又是(1)式中當(dāng)θ＝π/2且τ＝T/4時(shí)的一個(gè)特例；⑥載波被調(diào)制的程度因θ和τ而異。0≤θ≤π，可作為帶寬控制參數(shù)當(dāng)θ→0，已調(diào)波頻譜最窄；而當(dāng)θ→π，已調(diào)波頻譜最寬。τ/T＝K/N可稱為“調(diào)制占空比”。
根據(jù)(1)式選取適當(dāng)?shù)摩龋右驭拥目刂?，再配合較好的成形濾波器，即可把已調(diào)信號(hào)的帶寬控制得很窄。因此，本發(fā)明把(1)式定義的調(diào)制信號(hào)形式，稱之為“擴(kuò)展的二元相移鍵控”(Extended Binary Phase Shift Keying，簡寫為EBPSK)，因其既涵蓋了經(jīng)典的BPSK以及美國專利新提出來的3PRK、MCM、3PSK、NRZMSB及等調(diào)制方式，又潛在著前人未曾發(fā)現(xiàn)或涉及的其它新的調(diào)制方式，因?yàn)檫@里有θ和τ兩個(gè)參數(shù)可以組合。
2.基于鎖相環(huán)及逆濾波的解調(diào)方式仙儂信息論指出，信道容量C幾乎正比于信道帶寬W，故EBPSK的超窄帶性能一般要以更高的解調(diào)信噪比(通常意味著更高的發(fā)射功率)需求為代價(jià)。盡管許多帶寬受限型應(yīng)用具有較高的發(fā)射功率(如無線電廣播、長波電臺(tái)和水下通信等)，但盡量降低對(duì)于解調(diào)信噪比的要求仍是應(yīng)用中很關(guān)心的。
在模擬通信時(shí)代，鎖相環(huán)(PLL)曾廣泛用于調(diào)頻和調(diào)相信號(hào)的解調(diào)；而在數(shù)字通信中，則廣泛用于為相干解調(diào)提取參考載波、建立位同步及頻率合成器等?？紤]到鎖相環(huán)是正弦信號(hào)的理想跟蹤濾波器，而本發(fā)明所提出的EBPSK信號(hào)經(jīng)過發(fā)送端超窄帶濾波器(帶通)嚴(yán)格限制后已非常接近于正弦波，而且具有一定的調(diào)制占空比的EBPSK信號(hào)本身也更有利于PLL的鎖定(因?yàn)榧冋也ǖ谋壤?，因此采用鎖相環(huán)進(jìn)行EBPSK信號(hào)的最佳解調(diào)。
但是，由于EBPSK信號(hào)經(jīng)過發(fā)送端超窄帶的帶通濾波后，代表“0”和“1”之間波形過渡的差異已微乎其微，通常利用PLL中的鑒相器進(jìn)行相位突變檢測(cè)的調(diào)相信號(hào)解調(diào)方法已不夠可靠。為此，本發(fā)明提出對(duì)鑒相器的解調(diào)輸出進(jìn)行相干積累再判決(如圖3)，來保證更好的傳輸性能。必要時(shí)，本發(fā)明還可在鑒相器之前進(jìn)行特殊的數(shù)字逆濾波(我們已在“高頻帶利用率的信息調(diào)制和解調(diào)方法”的發(fā)明專利申請(qǐng)中提出申請(qǐng)?zhí)?3152978.X，公開號(hào)1494284)，以提升信號(hào)的高頻分量，補(bǔ)償超窄帶帶通濾波的影響。
有益效果①頻帶利用率高。由于具有一定的調(diào)制占空比，EBPSK載波保持純粹正弦波的持續(xù)周期更多，因而其頻譜能量高度集中，占用帶寬很窄(圖1載頻兩側(cè)的功率譜邊帶均已低于-60dB)，如果再經(jīng)過一個(gè)簡單的帶通濾波器加以約束，則本發(fā)明的頻帶利用率極高，可以實(shí)現(xiàn)超窄帶的高速數(shù)據(jù)傳輸。
②全數(shù)字化實(shí)現(xiàn)。前述美國的3PRK/MCM、3PSK等調(diào)制要有專門的多晶體模擬濾波器，體積大，一致性差，不便于硬件集成；而本發(fā)明革除了美國專利主要保護(hù)的多晶體模擬濾波器，發(fā)送端可以直接將調(diào)制波形的數(shù)字樣本(甚至經(jīng)超窄帶濾波后的樣本)經(jīng)數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)輸出即可(圖2)，便于集成電路(IC)的制作，也便于利用數(shù)字濾波精確控制發(fā)送信號(hào)的帶寬和頻譜形狀；而接收端也可以在模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)之后實(shí)現(xiàn)接收機(jī)的全數(shù)字化處理(圖3)，從而有利于將整個(gè)收發(fā)系統(tǒng)都集成為IC片上系統(tǒng)(SOCSystem On Chip)。
③適應(yīng)面寬。根據(jù)前述EBPSK的原理，只要改變調(diào)制角θ和/或調(diào)制占空比(可以固定T而只改變?chǔ)?，即可控制信號(hào)帶寬和傳輸碼率，在同樣的發(fā)射功率下(即參數(shù)A不變)得到不同的傳輸性能，以適應(yīng)不同的信道環(huán)境。特別是當(dāng)調(diào)制方式和傳輸碼率均改變后，只要載頻fc不變，則采用圖3解調(diào)方式的接收機(jī)就可以不中斷地自動(dòng)識(shí)別出調(diào)制占空比、碼元寬度和傳輸碼率等參數(shù)的改變值，尤其適合非合作的特殊通信要求，便于構(gòu)成非常靈活的可事先編程設(shè)定或在線動(dòng)態(tài)重組的通信系統(tǒng)。
④接收機(jī)結(jié)構(gòu)簡單。本專利申請(qǐng)以數(shù)字鎖相環(huán)為核心構(gòu)成EBPSK接收機(jī)，PLL不僅實(shí)現(xiàn)EBPSK信號(hào)的相干解調(diào)，而且用于頻率合成器(提供與載波嚴(yán)格同步的頻率為M·fc的采樣脈沖)、建立位同步、進(jìn)行載頻跟蹤(消除多普勒頻移)等。如果不考慮數(shù)字濾波，則圖3的整個(gè)EBPSK接收機(jī)也可省去ADC，而基于一片模擬PLL來實(shí)現(xiàn)。由于EBPSK調(diào)制不抑制載波，因而PLL輸入信噪比高，整個(gè)系統(tǒng)的性能得以提高。
⑤為新的高速傳輸體制(如移動(dòng)通信、無線電廣播和計(jì)算機(jī)網(wǎng)絡(luò))和抗干擾方法(如軍用電子對(duì)抗)提供了可能。


圖1是本發(fā)明申請(qǐng)所提出的EBPSK調(diào)制當(dāng)θ＝π/4，占空比為24dB(1/16)時(shí)調(diào)制信號(hào)功率譜密度的對(duì)數(shù)表示。
圖2是本發(fā)明申請(qǐng)所提出的EBPSK調(diào)制系統(tǒng)框圖。
圖3是本發(fā)明申請(qǐng)所提出的EBPSK解調(diào)系統(tǒng)框圖。
具體實(shí)施例方式
取θ＝π/4，fc＝48MHz，得到EBPSK調(diào)制信號(hào)的功率譜如圖1所示，其中縱坐標(biāo)是以載頻處的功率譜幅度作為0dB。由圖可見，EBPSK調(diào)制信號(hào)的能量高度集中，載頻幅度高于其它邊帶至少60dB(100萬倍)，EBPSK調(diào)制信號(hào)的時(shí)域波形確實(shí)非常近似于正弦波。
該方法用二進(jìn)制信息碼元直接改變正弦載波的突變相位實(shí)現(xiàn)調(diào)制，用鎖相環(huán)實(shí)現(xiàn)解調(diào)，使得對(duì)應(yīng)數(shù)字“0”的已調(diào)信號(hào)g0(t)是N個(gè)載波周期的正弦波，而對(duì)應(yīng)數(shù)字“1”的g1(t)則是在頻率為fc的N個(gè)載波周期的正弦波中，前K個(gè)周期的相位跳變了θ角度；即f0(t)＝Asin2πfct，0≤t＜Tf1(t)=Bsin(2πfct+θ),0≤t<τ,0≤θ≤πAsin2πfct,τ≤t<T]]>其中T＝N/fc，τ＝K/fc，K≤N，而θ和τ這2個(gè)參數(shù)構(gòu)成改變信號(hào)帶寬、傳輸碼率和解調(diào)性能的“調(diào)制指數(shù)”。用鎖相環(huán)實(shí)現(xiàn)解調(diào)時(shí)，利用對(duì)鎖相環(huán)的鑒相器輸出先依據(jù)時(shí)間τ進(jìn)行相干積累，使得信噪比提高后再判決“0”和“1”的方法，來保證更好的解調(diào)性能；而在鑒相器輸入端還可采用逆濾波來與信號(hào)波形相匹配。
圖2是EBPSK調(diào)制系統(tǒng)的全數(shù)字化實(shí)施例發(fā)送端直接將由(1)式所表達(dá)的一個(gè)碼元寬度內(nèi)的已調(diào)制波形f0(t)和f1(t)的離散采樣值預(yù)先保存在存儲(chǔ)器內(nèi)，然后在欲傳輸?shù)男畔⑿蛄械目刂葡掳凑諘r(shí)鐘發(fā)生器所提供的采樣頻率來選擇對(duì)應(yīng)的f0(t)波形樣本(如果信息位是“0”)或f1(t)波形樣本(如果信息位是“1”)；選中的調(diào)制波形數(shù)字樣本經(jīng)過所需要頻譜形狀的窄帶或超窄帶數(shù)字濾波器濾波后，由DAC直接轉(zhuǎn)換成模擬的已調(diào)信號(hào)輸出。另外，我們甚至還可以直接存儲(chǔ)f0(t)和f1(t)經(jīng)超窄帶濾波后的波形樣本，這樣在發(fā)送端就可以省去代價(jià)較高的數(shù)字濾波器，從而不僅使得整個(gè)全數(shù)字化實(shí)現(xiàn)的EBPSK調(diào)制系統(tǒng)可以很容易地集成在一片IC上，而且可以提高調(diào)制系統(tǒng)的時(shí)鐘頻率(即已調(diào)波頻率或傳輸碼率)。
圖3是EBPSK解調(diào)系統(tǒng)的全數(shù)字化實(shí)施例帶有因信道傳輸噪聲和畸變而失真劣化的EBPSK接收信號(hào)經(jīng)過必要的放大后由ADC轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)，經(jīng)過逆濾波器的數(shù)字濾波后，送入PLL的數(shù)字鑒相器(PD)。該數(shù)字逆濾波器頻率響應(yīng)曲線的實(shí)質(zhì)，就是在信號(hào)的有效頻帶內(nèi)補(bǔ)償(即“逆”濾波)發(fā)送端因超窄帶數(shù)字濾波所造成的“0”“1”波形的模糊(即恢復(fù)乃至放大相位跳變角θ)，而在信號(hào)的有效頻帶外仍然需要有效濾除無用的噪聲和干擾。鑒相輸出分為兩路上面一路已是連續(xù)的解調(diào)輸出，但為了降低誤碼率，繼續(xù)在τ時(shí)間段內(nèi)積累(積分或累加)后再進(jìn)行“0”、“1”判決；下面一路是一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)的PLL頻率合成器，其原理是經(jīng)典而公知的，本例直接沿用。之所以將壓控振蕩器(VCO)的輸出M分頻后再送給鑒相器，是為了讓時(shí)鐘發(fā)生器產(chǎn)生頻率嚴(yán)格為載頻M倍的采樣脈沖和系統(tǒng)時(shí)鐘。
權(quán)利要求
1.一種統(tǒng)一的二元相位調(diào)制解調(diào)方法，其特征在于該方法用二進(jìn)制信息碼元直接改變正弦載波的突變相位實(shí)現(xiàn)調(diào)制，用鎖相環(huán)實(shí)現(xiàn)解調(diào)，使得對(duì)應(yīng)數(shù)字“0”的已調(diào)信號(hào)g0(t)是N個(gè)載波周期的正弦波，而對(duì)應(yīng)數(shù)字“1”的g1(t)則是在頻率為fc的N個(gè)載波周期的正弦波中，前K個(gè)周期的相位跳變了θ角度；即f0(t)＝Asin2πfct，0≤t＜Tf1(t)=Bsin(2πfct+θ),0≤t<τ,0≤θ≤πAsin2πfct,τ≤t<T]]>其中T＝N/fc，τ＝K/fc，K≤N，而θ和τ這2個(gè)參數(shù)構(gòu)成改變信號(hào)帶寬、傳輸碼率和解調(diào)性能的“調(diào)制指數(shù)”。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的統(tǒng)一的二元相位調(diào)制解調(diào)方法，其特征在于用鎖相環(huán)實(shí)現(xiàn)解調(diào)時(shí)，利用對(duì)鎖相環(huán)的鑒相器輸出先依據(jù)時(shí)間τ進(jìn)行相干積累，使得信噪比提高后再判決“0”和“1”的方法，來保證更好的解調(diào)性能；而在鑒相器輸入端還可采用逆濾波來與信號(hào)波形相匹配。
全文摘要
統(tǒng)一的二元相位調(diào)制解調(diào)方法是一種用于數(shù)字通信的信息調(diào)制與解調(diào)方法，該方法用二進(jìn)制信息碼元直接改變正弦載波的突變相位實(shí)現(xiàn)調(diào)制，用鎖相環(huán)實(shí)現(xiàn)解調(diào)，使得對(duì)應(yīng)數(shù)字“0”的已調(diào)信號(hào)g
文檔編號(hào)H04L25/49GK1889550SQ20061004076
公開日2007年1月3日 申請(qǐng)日期2006年6月1日 優(yōu)先權(quán)日2006年6月1日
發(fā)明者吳樂南, 張士凱 申請(qǐng)人:東南大學(xué)