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      一種多載波數(shù)字移動多媒體廣播的數(shù)字信息傳輸方法

      文檔序號:7967010閱讀:192來源:國知局
      專利名稱:一種多載波數(shù)字移動多媒體廣播的數(shù)字信息傳輸方法
      技術(shù)領(lǐng)域
      本發(fā)明涉及數(shù)字信息傳輸技術(shù)領(lǐng)域,特別涉及數(shù)字多媒體廣播的信息傳輸方法。

      背景技術(shù)
      無線通信廣播除了覆蓋面廣、節(jié)目容量大之外,最大的特點就是具有廣播性,一點對多點、一點對面,在低成本條件下具有較高傳輸帶寬。因此,無線通信廣播作為信息通信業(yè)的一個重要組成部分,在國家信息基礎(chǔ)設(shè)施建設(shè)、實現(xiàn)普遍服務(wù)和國家信息安全戰(zhàn)略中具有重要地位。
      經(jīng)過多年的研究和發(fā)展,數(shù)字無線廣播已經(jīng)取得了很多成果,達到了實用階段,目前世界上主要有四種無線數(shù)字電視廣播標準 1)數(shù)字視頻廣播(Digital Video Broadcasting,即DVB)系列標準DVB是由歐洲通信標準組織(European Telecommunications StandardsInstitute,即ETSI)提出的。歐洲在1993年停止了數(shù)模混合制式電視系統(tǒng)的研究后,開始了數(shù)字電視廣播系統(tǒng)的研究,并先后頒布了數(shù)字視頻衛(wèi)星廣播(Digital Video Broadcasting-Satellite,即DVB-S)、數(shù)字視頻有線廣播(Digital Video Broadcasting-Cable,即DVB-C)、數(shù)字視頻地面廣播(Digital Video Broadcasting-Terrestrial,即DVB-T)標準和以DVB-T為基礎(chǔ)發(fā)展出來的數(shù)字電視手持廣播(Digital VideoBroadcasting-Handheld,即DVB-H)標準。
      上述標準中的DVB-S標準采用單載波QPSK調(diào)制方式,采用級聯(lián)的卷積碼與RS碼、作為信道編碼、采用偽隨機比特序列(Pseudo Random BitSequence,即PRBS)進行擾碼,使用無線衛(wèi)星鏈路,僅適用于固定接收系統(tǒng),不適用于移動終端設(shè)備。DVB-T標準采用多載波正交頻分復用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing,即OFDM)調(diào)制技術(shù)和級聯(lián)的卷積碼與RS碼的編碼技術(shù),適用于開路地面?zhèn)鬏?,但支持的移動速度較低。DVB-H系統(tǒng)隨為了移動和手持進行了優(yōu)化,但由于受到DVB-T編碼、調(diào)制技術(shù)的的局限,優(yōu)化并不充分。
      2)美國ATSC標準 美國的ATSC標準是先進電視制式委員會(Advanced Television SystemCommittee,即ATSC)提出的單載波數(shù)字電視地面?zhèn)鬏敇藴?,能支持標準清晰度和高清晰度?shù)字電視的固定接收,但移動接收條件下的性能較差,而且不支持衛(wèi)星傳輸。
      3)日本ISDB-T標準 ISDB-T是日本的數(shù)字廣播專家組制訂的地面綜合數(shù)字業(yè)務(wù)廣播(Integrated Service Digital Broadcasting-Terrestrial)標準,采用OFDM技術(shù)和卷積碼、RS碼實現(xiàn)多種數(shù)字業(yè)務(wù)的地面廣播,但移動接收條件下的性能很差,也不支持衛(wèi)星傳輸。
      4)日韓數(shù)字衛(wèi)星廣播標準 1998年5月,Toshiba、SKTelecomm、Sharp、Toyota Motor等公司共同出資,成立了移動廣播公司(Mobile Broadcasting Corporation),并于2004年3月發(fā)射了廣播衛(wèi)星,現(xiàn)已開始運營,對日本、韓國提供服務(wù)。系統(tǒng)采用也使用了PRBS、帶交織的級聯(lián)編碼,并采用CDM擴頻的方式進行傳輸。日韓數(shù)字衛(wèi)星廣播標準雖然可以支持移動接收,但性能仍然不夠理想,有待進一步的改善。


      發(fā)明內(nèi)容
      本發(fā)明是在針對上述四種傳輸方式的不足進行優(yōu)化設(shè)計以后提出的一種可以適用于衛(wèi)星傳輸、地面?zhèn)鬏數(shù)榷喾N環(huán)境的的集成式無線多業(yè)務(wù)廣播的數(shù)字信息傳輸方法,用于為移動、便攜和固定接收用戶提供高質(zhì)量的音頻、視頻和多媒體數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)。
      本發(fā)明提出一種多載波數(shù)字移動多媒體廣播的數(shù)字信息傳輸方法,包括以下步驟 通過RS編碼與字節(jié)交織器對上層數(shù)據(jù)流進行RS編碼和字節(jié)交織,其中,所述字節(jié)交織器的行數(shù)由星座映射方式和LDPC碼率決定; 通過LDPC編碼器對經(jīng)過字節(jié)交織的數(shù)據(jù)進行LDPC編碼,得到比特數(shù)據(jù); 通過比特交織器對經(jīng)過LDPC編碼的比特數(shù)據(jù)進行比特交織; 通過星座映射器對經(jīng)過比特交織的數(shù)據(jù)進行星座映射; 通過頻域符號生成器將離散導頻、包含有系統(tǒng)信息的連續(xù)導頻以及上述經(jīng)過星座映射的數(shù)據(jù)符號復接在一起組成OFDM頻域符號; 通過擾碼器對上述經(jīng)復接得到的OFDM頻域符號進行擾碼; 通過IFFT變換器將上述經(jīng)過擾碼的頻域符號經(jīng)過IFFT變換產(chǎn)生OFDM時域符號; 通過時域組幀器將上述時域OFDM符號經(jīng)過插入幀頭組成時隙后,連接組成物理層信號幀; 對上述物理層信號幀進行低通濾波和正交上變頻后發(fā)射。
      所述的數(shù)字信息傳輸方法用于傳輸包括音頻數(shù)據(jù)、文本、視頻數(shù)據(jù)在內(nèi)的多媒體廣播數(shù)據(jù)。
      該系統(tǒng)采用了LDPC的OFDM方案,系統(tǒng)接收機使用最先進的微波和大規(guī)模數(shù)字集成電路技術(shù),同時滿足了低成本和高性能的要求。



      圖1為本發(fā)明的移動多媒體廣播系統(tǒng)的廣播信道物理層邏輯信道結(jié)構(gòu)圖。
      圖2為本發(fā)明的移動多媒體廣播系統(tǒng)物理層的邏輯信道編碼和調(diào)制流程圖; 圖3為圖2中由時隙組幀所形成的物理層信號幀的時隙劃分和幀結(jié)構(gòu)圖; 圖4為圖3中信標的結(jié)構(gòu)圖; 圖5為同步信號的偽隨機序列生成器結(jié)構(gòu)示意圖; 圖6為圖3中OFDM符號的結(jié)構(gòu)圖; 圖7為保護間隔之間交疊的示意圖; 圖8為OFDM符號結(jié)構(gòu)示意圖; 圖9為字節(jié)交織器與RS(240,K)編碼的示意圖; 圖10為對經(jīng)過LDPC編碼后的比特流進行比特交織的示意圖; 圖11、12和13分別為BPSK星座映射圖、QPSK星座映射圖和16QAM星座映射圖; 圖14為將OFDM符號的子載波分配給數(shù)據(jù)符號、離散導頻和連續(xù)導頻的導頻復接方式示意圖; 圖15為PRBS生成方法的示意圖; 圖16為OFDM符號子載波結(jié)構(gòu)示意圖。

      具體實施例方式 本發(fā)明可提供包括高質(zhì)量的數(shù)字音頻廣播、數(shù)字視頻廣播在內(nèi)的多媒體節(jié)目。
      本發(fā)明定義了每2MHz頻帶內(nèi),能對移動多媒體廣播系統(tǒng)廣播上層數(shù)據(jù)流進行適配處理的物理層各功能模塊,給出了移動多媒體廣播信道物理層傳輸信號的幀結(jié)構(gòu)、信道編碼、調(diào)制技術(shù)。
      物理層是OSI的底層,是整個開放系統(tǒng)的基礎(chǔ)。物理層為設(shè)備之間的數(shù)據(jù)通信提供傳輸媒體及互連設(shè)備,為數(shù)據(jù)傳輸提供可靠的環(huán)境。
      本發(fā)明定義的廣播信道物理層通過物理層邏輯信道來適配上層各類應用對傳輸速率的不同要求。物理層邏輯信道支持多種編碼和調(diào)制方式用以滿足不同應用、不同傳輸環(huán)境對信號質(zhì)量的不同要求。
      本發(fā)明定義的廣播信道物理層支持單頻網(wǎng)和多頻網(wǎng)兩種組網(wǎng)模式,可根據(jù)實際應用的特性和組網(wǎng)環(huán)境選擇不同的傳輸模式和參數(shù)。支持多種應用的混合模式,達到應用特性與傳輸模式的匹配,實現(xiàn)了應用的靈活性和經(jīng)濟性。
      下面參照附圖對本發(fā)明的優(yōu)選實施例進行詳細說明。
      圖1為本發(fā)明的移動多媒體廣播系統(tǒng)的廣播信道物理層邏輯信道結(jié)構(gòu)圖。
      如圖所示,物理層通過物理層邏輯信道(Physical Logicl Channel,即PLCH)(包括控制邏輯信道CLCH和業(yè)務(wù)邏輯信道SLCH)提供上層應用的廣播通道。每個物理層邏輯信道可以使用2MHz數(shù)字電視帶寬內(nèi)的一個或多個時隙發(fā)送。物理層對每個物理層邏輯信道進行單獨的編碼和調(diào)制。根據(jù)編碼和調(diào)制參數(shù)不同,物理層邏輯信道可提供不同傳輸容量。
      圖2為本發(fā)明的移動多媒體廣播系統(tǒng)物理層的邏輯信道編碼和調(diào)制流程圖。
      如圖所示,物理層邏輯信道的輸入數(shù)據(jù)流經(jīng)過前向糾錯編碼、交織和星座映射后,與離散導頻以及連續(xù)導頻復接在一起進行OFDM調(diào)制。調(diào)制后的信號經(jīng)過插入幀頭后形成物理層信號幀。再經(jīng)過基帶至射頻變換后進行發(fā)射。
      物理層邏輯信道分為控制邏輯信道(CLCH)和業(yè)務(wù)邏輯信道(SLCH)。控制邏輯信道用于承載系統(tǒng)配置信息,采用固定的信道編碼和調(diào)制模型在系統(tǒng)第0時隙發(fā)送,其中RS編碼采用RS(240,240),LDPC編碼采用1/2碼率LDPC編碼,星座映射采用BPSK映射,擾碼模式為模式0。業(yè)務(wù)邏輯信道可以占用除第0時隙外的一個或多個時隙發(fā)送,其編碼和調(diào)制模式由上層配置,配置信息通過控制邏輯信道廣播。
      圖2中各子模塊的詳細說明見下文所述。
      圖3為圖2中由時隙組幀所形成的物理層信號幀的時隙劃分和幀結(jié)構(gòu)圖。
      如圖所示,系統(tǒng)物理層信號每1秒為1幀,每幀劃分為40個時隙(Timeslot,即TS),各時隙的長度為25ms。
      每個時隙包括1個信標和53個OFDM調(diào)制數(shù)據(jù)塊。
      圖4為圖3中信標的結(jié)構(gòu)圖。
      如圖所示,信標包括2個相同的同步信號以及發(fā)射機標識信號(ID)。
      同步信號為頻帶受限的偽隨機序列,長度為204.8us,該同步信號的生成方式為首先通過圖5所示的同步信號的偽隨機序列生成器生成偽隨機序列,如圖所示,該偽隨機序列生成多項式為x11+x9+1,預設(shè)值為01110101101;然后截取上述2047點m序列的前314點,采用BPSK映射(0→1+0j,1→-1+0j)后放在512點(0~511)序列的第1~157和第355~511點;對上述生成的512點序列進行512點IFFT后,得到同步信號。
      發(fā)射機標識信號(ID)發(fā)送用于標識不同發(fā)射機的頻帶受限的偽隨機序列,長度為36us。發(fā)射機標識信號的生成方法為選擇發(fā)射機標識序列;將37點發(fā)射機標識序列采用BPSK映射(0→1+0j,1→-1+0j)后放在64點(0~63)序列的第1~18和第45~63點上;對上述生成的64點序列進行64點IFFT后,并周期延拓至90點得到發(fā)射機標識信號。
      上述發(fā)射機標識序列是長度為37比特的偽隨機序列。發(fā)射機標識序列共包括256個序列,其中序列0~序列127為地區(qū)標識,用于標識發(fā)射機所在的地區(qū),其插入信號幀中的偶數(shù)時隙發(fā)送(第0時隙,第2時隙,……);序列128~255為發(fā)射機標識,用于標識同一地區(qū)內(nèi)的不同發(fā)射機,其插入信號幀中的奇數(shù)時隙發(fā)送(第1時隙,第3時隙,……)。發(fā)射機標識序列由十六進制序列定義,該十六進制序列按照最高有效比特在先的順序映射為二進制發(fā)射機標識序列,以便進入上述的BPSK映射步驟。發(fā)射機標識序列如表1所示。
      表1、發(fā)射機標識序列 圖6為圖3中OFDM符號的結(jié)構(gòu)圖。
      如圖所示,OFDM符號由循環(huán)前綴(CP)和OFDM符號體構(gòu)成,循環(huán)前綴長度TCP為51.2us,OFDM符號長度TS為409.6us。
      圖3中的發(fā)射機標識信號、同步信號和相鄰OFDM符號之間通過保護間隔(GD)相互交疊,保護間隔GD的長度TGD為2.4us。相鄰符號之間,前一個符號的尾部GD與后一個符號的頭部GD經(jīng)過窗函數(shù)加權(quán)后疊加,如圖7所示。
      所述的窗函數(shù)表達式為 保護間隔信號的選取如圖8所示。對于發(fā)射機標識信號,同步信號和OFDM符號,T0和T1部分的取值見表2。
      表2、保護間隔信號取值表 下面對圖2中的各個子系統(tǒng)進行詳細說明。
      圖9為字節(jié)交織器與RS(240,K)編碼的示意圖。
      如圖所示,字節(jié)交織器為MI行、240列的塊交織器。字節(jié)交織器的行數(shù)MI由星座映射方式和LDPC碼率決定,如表3所示 表3、字節(jié)交織器參數(shù)MI的取值表 RS碼采用碼長為240字節(jié)的RS(240,K)截短碼。該碼由原始的RS(255,M)系統(tǒng)碼通過截短后產(chǎn)生,其中,M=K+15,K為一個碼字中信息序列的字節(jié)數(shù),同時校驗字節(jié)數(shù)為(240-K)。RS(240,K)碼提供4種模式,這4種模式中K的取值分別為K=240、K=224、K=192和K=176。
      RS碼的每個碼元取自域GF(256),其域生成多項式為p(x)=x8+x4+x3+x2+1。
      截短碼RS(240,K)采用如下方式進行編碼在K個輸入信息字節(jié)(m0,m1,…,mK-1)前添加15個全“0”字節(jié),構(gòu)造為原始的RS(255,M)系統(tǒng)碼的輸入序列(0,…0,m0,m1,…,mK-1),編碼后生成碼字(0,…0,m0,m1,…,mK-1,p0,p1,…,p255-M-1),再從碼字中刪去所添加的字節(jié),即得到240字節(jié)的截短RS碼的碼字(m0,m1,…,mK-1,p0,p1,…,p255-M-1)。
      RS(240,K)碼的生成多項式的表達式為 輸入的信息序列多項式的表達式為 輸出的系統(tǒng)碼多項式的表達式為 其中 RS(240,224)的生成多項式表達式的系數(shù)gi為 RS(240,192)的生成多項式表達式的系數(shù)gi為 RS(240,176)的生成多項式表達式的系數(shù)gi為 編碼和字節(jié)交織的方法如下傳輸數(shù)據(jù)塊以字節(jié)為單位,從左至右逐列輸入塊交織器,每列MI字節(jié),直到第K列完成。RS編碼按行進行編碼,校驗字節(jié)填充至后(240-K)列。編碼后的數(shù)據(jù)再按照輸入的順序從左至右逐列輸出,直到240列全部完成。
      上述RS編碼和字節(jié)交織以物理邏輯信道為單位進行,相同物理邏輯信道的上層數(shù)據(jù)包依次輸入字節(jié)交織器進行字節(jié)交織和RS編碼。字節(jié)交織器第0列的第一個字節(jié)定義為字節(jié)交織器的起始字節(jié)。字節(jié)交織器每次的輸出(MI×240字節(jié))總是映射在整數(shù)個時隙上發(fā)送,其中字節(jié)交織器的起始字節(jié)映射在某個時隙的起始點發(fā)送。
      經(jīng)過上述RS編碼和字節(jié)交織后的傳輸數(shù)據(jù)按照高位比特優(yōu)先發(fā)送的原則,將每字節(jié)映射為8位比特流,送入LDPC編碼器。字節(jié)交織器第0列的第一個字節(jié)定義為字節(jié)交織器的起始字節(jié),其最高位總是映射在LDPC輸入比特塊的第一個比特。LDPC編碼配置如表4所示 表4、LDPC編碼配置 LDPC編碼由校驗矩陣H給出,H矩陣的生成方法如下 1)、

      碼校驗矩陣生成方法 0 6 12 18 2530 0 7 19 26 315664 0 8 13 20 328270 1 6 14 21 3085 8959 1 15 27 33 9128 9188 1 9 16 34 8485 9093 2 6 28 35 4156 7760 2 10 17 73357545 9138 2 11 22 52788728 8962 3 7 251047658637 8875 3 4653474475419175 9198 3 23 234990129107 9168 4 7 29 59217774 8946 4 7224807483398725 9212 4 4169865087809023 9159 5 8 663889869064 9210 5 2107778786559141 9171 5 24 593985078906 9173 以下為生成

      碼校驗矩陣的循環(huán)程序段 for I=1:18; 取上表第I行,記為hexp; for J=1:256; row=(J-1)*18+I; for K=1:6;
      奇偶校驗矩陣的第row行、第column列為非0元素; end; end; end; 2)、

      碼校驗矩陣生成方法 以下為生成

      碼校驗矩陣的循環(huán)程序段 for I=1:9; 取上表第I行,記為hexp; for J=1:256; row=(J-1)*9+I; for K=1:12;
      奇偶校驗矩陣的第row行第column列為非0元素; end; end;end; 圖10為對經(jīng)過LDPC編碼后的比特流進行比特交織的示意圖。
      如圖所示,比特交織器采用192×144的塊交織器。LDPC編碼后的二進制序列按照從上到下的順序依次寫入塊交織器的每一行,直至填滿整個交織器,再從左到右的按列依次讀出。比特交織器的輸出與時隙對齊,即,每個時隙中傳送的第一個比特總定義為比特交織器輸出的第一個比特。
      圖11、12和13分別為BPSK星座映射圖、QPSK星座映射圖和16QAM星座映射圖。采用BPSK、QPSK和16QAM星座映射所對應的功率歸一化因子分別是1/、1/、
      圖14為將OFDM符號的子載波分配給數(shù)據(jù)符號、離散導頻和連續(xù)導頻的導頻復接方式示意圖。
      如圖所示,斜線部分為連續(xù)導頻信號,黑色部分為離散導頻信號,白色部分為經(jīng)星座映射得到的數(shù)據(jù)符號。圖示的導頻復接將數(shù)據(jù)符號、離散導頻和連續(xù)導頻復接在一起,組成OFDM頻域符號。每個OFDM符號包括3076個子載波(0-3075),記為X(i),i=0,1,…3075。
      圖15中,連續(xù)導頻使用第0,20,32,72,88,128,146,154,156,216,220,250,296,313,314,330,388,406,410,470,472,480,498,538,554,594,606,627個子載波,共28個。
      其中第20,32,72,88,128,146,154,156,470,472,480,498,538,554,594,606共16個載波承載16比特系統(tǒng)信息,映射關(guān)系如表5所示,系統(tǒng)信息具體表述如表6所示。其余連續(xù)導頻傳輸“0”。
      表5、連續(xù)導頻上的重復編碼方式 表6、連續(xù)導頻傳輸?shù)南到y(tǒng)信息 表6中各比特具體所包含信息內(nèi)容如下 1)、bit0~bit5為當前時隙號,取值范圍0~39; 2)、bit6為字節(jié)交織器同步標識,該比特取值為1時標識本時隙為字節(jié)交織器起始時隙; 3)、bit7為控制邏輯信道變更指示,其采用差分調(diào)制的方式指示終端控制邏輯信道配置信息變更。所述差分方式如下假設(shè)上一幀bit7傳送的是a(0或者1),而系統(tǒng)控制信道配置信息將在下一幀發(fā)生變更,則在本幀中傳送a并保持下去,直到發(fā)生下次變更。
      4)、bit8~bit15保留。
      連續(xù)導頻以0→/2+/2j,1→-/2-/2j的方式映射到子載波上。同一時隙內(nèi)不同OFDM符號的相同連續(xù)子載波點上傳輸?shù)姆栂嗤?br> 記n為每個時隙中OFDM符號的編號,0≤n≤52;m為每個OFDM符號中離散導頻對應的子載波編號,則m取值如下 if mod(n,2)==0 if mod(n,2)==1 離散導頻全部置為1+0j。
      圖14中,按子載波、OFDM符號的前后順序映射數(shù)據(jù)信號。每個時隙中的27666個數(shù)據(jù)子載波中,前27648個子載波用于承載字符交織器輸出的復符號,最后18個符號補0。
      圖14所示時頻格柵上的所有符號(有效子載波),包括數(shù)據(jù)子載波、離散導頻和連續(xù)導頻等,均被一個復偽隨機序列pc(i)擾碼。所述復偽隨機序列Pc(i)的生成方式如下 其中,Si(i)和Sq(i)為二進制偽隨機序列(PRBS)。
      圖15為PRBS生成方法的示意圖。
      如圖所示,PRBS的生成多項式為x12+x11+x8+x6+1,與圖示的移位寄存器結(jié)構(gòu)相對應。移位寄存器的初始值由擾碼模式確定,其對應關(guān)系如下 1)、擾碼模式0初始值0000 0000 0001 2)、擾碼模式1初始值0000 1001 0011 3)、擾碼模式2初始值0000 0100 1100 4)、擾碼模式3初始值0010 1011 0011 5)、擾碼模式4初始值0111 0100 0100 6)、擾碼模式5初始值0000 0100 1100 7)、擾碼模式6初始值0001 0110 1101 8)、擾碼模式7初始值0010 1011 0011 PRBS在每個時隙開頭重置,所有時隙都被相同圖樣擾碼。
      該擾碼通過將有效子載波上的復符號和復偽隨機序列pc(i)進行復數(shù)乘法而實現(xiàn),所述擾碼的表達式為 Yn(i)=Xn(i)×pc(n×628+i),0≤i≤627,0≤n≤52 其中,xn(i)為擾碼前每個時隙第n個OFDM符號上的第i個有效子載波,Yn(i)為擾碼后的有效子載波。
      圖16為OFDM符號子載波結(jié)構(gòu)示意圖。
      上述插入導頻并擾碼后的OFDM子載波X(i),i=0,1,…,1023經(jīng)過IFFT變換產(chǎn)生OFDM時域符號。IFFT變換方式如下 0≤t≤409.6us,fs=2.5MHz 其中, 經(jīng)過IFFT變換的OFDM符號按照圖6所述,加入循環(huán)前綴(CP),組成時域OFDM符號。
      調(diào)制后的OFDM符號,按照圖3所述的幀結(jié)構(gòu),依次加入保護間隔、同步信號、發(fā)射機識別信號后組成時隙。再將40個時隙連接組成物理層信號幀。
      本系統(tǒng)采用的時域成形濾波器為FIR濾波器,滿足信號帶寬內(nèi)紋波衰減<1dB,帶寬外衰減>40dBc。頻帶帶寬為2MHz,和數(shù)字音頻廣播帶寬兼容。系統(tǒng)采樣率為2.5MHz,每頻道的信號帶寬為1.536MHz。
      本系統(tǒng)的上層數(shù)據(jù)流可以采用包括H.264、AVS、MPEG-2、MPEG-4等視頻流,AC-3、AAC等音頻流,和其它多種數(shù)據(jù)類型的數(shù)據(jù)格式。對數(shù)據(jù)編碼可包括單一媒體(例如視頻源編碼、文本)和多媒體(音頻、視頻、文本和數(shù)據(jù)的混合)在內(nèi)的各種類型的廣播數(shù)據(jù)。
      本發(fā)明不局限于上述特定實施例子,在不背離本發(fā)明精神及其實質(zhì)情況下,熟悉本領(lǐng)域技術(shù)人員可根據(jù)本發(fā)明作出各種相應改變和變形,但這些相應改變和變形都應屬于本發(fā)明所附權(quán)利要求保護范圍之內(nèi)。
      權(quán)利要求
      1、一種多載波數(shù)字移動多媒體廣播的數(shù)字信息傳輸方法,其特征在于包括以下步驟
      通過RS編碼與字節(jié)交織器通過物理邏輯信道對上層數(shù)據(jù)流進行RS編碼和字節(jié)交織,其中,所述字節(jié)交織器的行數(shù)由星座映射方式和LDPC碼率決定;
      通過LDPC編碼器對經(jīng)過字節(jié)交織的數(shù)據(jù)進行LDPC編碼,得到比特數(shù)據(jù);
      通過比特交織器對經(jīng)過LDPC編碼得到的比特數(shù)據(jù)進行比特交織;
      通過星座映射器對經(jīng)過比特交織的數(shù)據(jù)進行星座映射;
      通過頻域復接器將離散導頻、包含有系統(tǒng)信息的連續(xù)導頻以及經(jīng)過星座映射的數(shù)據(jù)符號復接在一起組成OFDM頻域符號;
      通過擾碼器對上述經(jīng)復接得到的OFDM頻域符號進行擾碼;
      通過IFFT變換器將上述經(jīng)過擾碼的頻域符號經(jīng)過IFFT變換后產(chǎn)生OFDM時域符號;
      通過時域組幀器將上述時域OFDM符號經(jīng)過插入幀頭組成時隙后,連接組成物理層信號幀;
      對上述物理層信號幀進行低通濾波和正交上變頻后發(fā)射。
      2、如權(quán)利要求1所述的數(shù)字信息傳輸方法,其特征在于,該方法使用無線信道內(nèi)任意2MHz帶寬,并和數(shù)字音頻廣播帶寬兼容。
      3、如權(quán)利要求1所述的數(shù)字信息傳輸方法,其特征在于,該方法中采樣率為2.5MHz,每頻道的信號帶寬為1.536MHz。
      4、如權(quán)利要求1所述的數(shù)字信息傳輸方法,其特征在于,該上層數(shù)據(jù)流為包括H.264、AVS、MPEG-2、MPEG-4的視頻流以及包括AC-3、AAC的音頻流的數(shù)據(jù)流。
      5、如權(quán)利要求1所述的數(shù)字信息傳輸方法,其特征在于,該方法主要用于實現(xiàn)移動接收。
      6、如權(quán)利要求1所述的數(shù)字信息傳輸方法,其特征在于,該方法支持單頻網(wǎng)和多頻網(wǎng)組網(wǎng)模式。
      7、如權(quán)利要求1所述的數(shù)字信息傳輸方法,其特征在于,該方法根據(jù)傳輸數(shù)據(jù)類型和組網(wǎng)環(huán)境選擇相應的傳輸模式和參數(shù)。
      8、如權(quán)利要求1所述的數(shù)字信息傳輸方法,其特征在于,該方法支持多種數(shù)據(jù)類型的混合傳輸模式。
      9、如權(quán)利要求1所述的數(shù)字信息傳輸方法,其特征在于,該物理邏輯信道分為控制邏輯信道和業(yè)務(wù)邏輯信道。
      10、如權(quán)利要求1所述的數(shù)字信息傳輸方法,其特征在于,該方法的信號由幀構(gòu)成。
      11、如權(quán)利要求10所述的數(shù)字信息傳輸方法,其特征在于,所述幀的長度為1秒。
      12、如權(quán)利要求10所述的數(shù)字信息傳輸方法,其特征在于,所述的各幀包括40個長度為25毫秒的時隙。
      13、如權(quán)利要求1所述的數(shù)字信息傳輸方法,其特征在于,所述的物理邏輯信道在1個或者多個時隙中進行傳輸。
      14、如權(quán)利要求12所述的數(shù)字信息傳輸方法,其特征在于,所述時隙包括信標和OFDM符號。
      15、如權(quán)利要求12所述的數(shù)字信息傳輸方法,其特征在于,所述時隙包括1個信標和53個OFDM符號。
      16、如權(quán)利要求14所述的數(shù)字信息傳輸方法,其特征在于,所述信標包括發(fā)射機標識和同步序列。
      17、如權(quán)利要求14所述的數(shù)字信息傳輸方法,其特征在于,所述信標包括1個發(fā)射機標識和2個相同的同步序列。
      18、如權(quán)利要求16所述的數(shù)字信息傳輸方法,其特征在于,所述發(fā)射機標識信號由頻域隨機序列依次進行BPSK映射和IFFT變換后再經(jīng)過循環(huán)延拓而得。
      19、如權(quán)利要求16所述的數(shù)字信息傳輸方法,其特征在于,所述發(fā)射機標識信號由37點的頻域隨機序列進行BPSK映射并經(jīng)過64點的IFFT變換后,再延拓26點至90點而得到。
      20、如權(quán)利要求16所述的數(shù)字信息傳輸方法,其特征在于,所述同步序列通過截取頻域隨機序列后,依次進行BPSK和IFFT變換而得到。
      21、如權(quán)利要求20所述的數(shù)字信息傳輸方法,其特征在于,所述頻域隨機序列由線性反饋移位寄存器產(chǎn)生,該移位寄存器的初始值為01110101101、生成多項式為x11+x9+1。
      22、如權(quán)利要求21所述的數(shù)字信息傳輸方法,其特征在于,所述頻域隨機序列是通過從所述移位寄存器所產(chǎn)生的序列中截取314點后依次進行BPSK映射和512點IFFT變換而得。
      23、如權(quán)利要求16所述的數(shù)字信息傳輸方法,其特征在于,所述發(fā)射機標識、同步序列和OFDM符號間采用帶窗函數(shù)的保護間隔相交疊,所述窗函數(shù)的表達式為
      其中,t為時間變量,T為常數(shù),TGD為所述保護間隔的長度。
      24、如權(quán)利要求23所述的數(shù)字信息傳輸方法,其特征在于,所述保護間隔的長度為6點。
      25、如權(quán)利要求14所述的數(shù)字信息傳輸方法,其特征在于,所述OFDM符號由OFDM符號體和循環(huán)前綴構(gòu)成。
      26、如權(quán)利要求25所述的數(shù)字信息傳輸方法,其特征在于,所述OFDM符號體的長度為1024點,循環(huán)前綴的長度為128點。
      27、如權(quán)利要求1所述的數(shù)字信息傳輸方法,其特征在于,所述RS編碼是由原始的RS(255,M)系統(tǒng)碼通過截短后產(chǎn)生的RS(240,K)截短碼,其中,M=K+15,K和M為信息位長。
      28、如權(quán)利要求27所述的數(shù)字信息傳輸方法,其特征在于,所述RS(255,M)系統(tǒng)碼的每個碼元取自域GF(256),該域的生成多項式為p(x)=x8+x4+x3+x2+1。
      29、如權(quán)利要求27所述的數(shù)字信息傳輸方法,其特征在于,所述RS(240,K)碼包括4種模式,這4種模式中K的取值分別為K=240、K=224、K=192和K=176。
      30、如權(quán)利要求27所述的數(shù)字信息傳輸方法,其特征在于,所述RS(240,K)碼的生成多項式的表達式為
      31、如權(quán)利要求29所述的數(shù)字信息傳輸方法,其特征在于,當K=224時,RS(240,224)的生成多項式表達式的系數(shù)gi為
      當K=192時,RS(240,192)的生成多項式表達式的系數(shù)gi為
      當K=176時,RS(240,176)的生成多項式表達式的系數(shù)gi為
      32、如權(quán)利要求1所述的數(shù)字信息傳輸方法,其特征在于,所述上層數(shù)據(jù)流以字節(jié)為單位,從左至右逐列輸入RS編碼和字節(jié)交織器,其中,RS編碼按行進行編碼,字節(jié)交織器的起始字節(jié)映射在某個時隙的起始點發(fā)送。
      33、如權(quán)利要求1所述的數(shù)字信息傳輸方法,其特征在于,所述LDPC編碼后的輸出塊長為9216比特,碼率為1/2和3/4;
      其中,
      碼校驗矩陣生成步驟為,首先,建立如下數(shù)據(jù)矩陣
      0612182530
      071926315 664
      081320328270
      1614213085 8959
      115 27339128 9188
      1916348485 9093
      2628354156 7760
      210 177335 7545 9138
      211 225278 8728 8962
      372510 4765 8637 8875
      34653 4744 7541 9175 9198
      323 2349 9012 9107 9168
      47295921 7774 8946
      47224 8074 8339 8725 9212
      44169 8650 8780 9023 9159
      586638 8986 9064 9210
      52107 7787 8655 9141 9171
      5245939850789069173
      其次,建立循環(huán)索引為I的第一循環(huán),其中I的取值為1至18,取上表第I行數(shù)據(jù)組成序列并記為hexp,在第一循環(huán)內(nèi)嵌套循環(huán)索引為J的第二循環(huán),其中J的取值為1至256,隨后根據(jù)公式row=[(J-1)*18+I]獲得
      碼校驗矩陣的行變量row,然后在第二循環(huán)所述行變量row下嵌套循環(huán)索引為K的第三循環(huán),其中K的取值為1到6,記數(shù)據(jù)序列hexp的第K個數(shù)據(jù)為hexp(K),然后根據(jù)公式column=Mod[(hexp(K)/36+J-1),256]×36+Mod[hexp(K),36]+1獲得所述
      碼校驗矩陣;
      所述
      碼校驗矩陣生成步驟為,首先,建立如下數(shù)據(jù)矩陣
      其次,建立循環(huán)索引為I的第一循環(huán),其中I的取值為1至9,取上表第I行數(shù)據(jù)組成序列并記為hexp,在第一循環(huán)內(nèi)嵌套循環(huán)索引為J的第二循環(huán),其中J的取值為1至256,然后根據(jù)公式row=[(J-1)*9+I]獲得
      碼校驗矩陣的行變量row;在第二循環(huán)所述行變量row下嵌套循環(huán)索引為K的第三循環(huán),其中K的取值為1到12,記數(shù)據(jù)序列hexp的第K個數(shù)據(jù)為hexp(K),然后根據(jù)公式column=Mod[(hexp(K)/36+J-1),256]×36+Mod[hexp(K),36]+1獲得所述
      碼校驗矩陣。
      34、如權(quán)利要求1所述的數(shù)字信息傳輸方法,其特征在于,所述比特交織器采用192×144的塊交織器;從LDPC編碼其輸出的比特數(shù)據(jù)按照從上到下的順序依次寫入所述塊交織器的每一行,直至填滿整個塊交織器,再從左到右的按列依次讀出,其中比特交織器的輸出與時隙對齊。
      35、如權(quán)利要求1所述的數(shù)字信息傳輸方法,其特征在于,所述星座映射采用包括BPSK、QPSK、16QAM的映射方式的其中一種。
      36、如權(quán)利要求1所述的數(shù)字信息傳輸方法,其特征在于,所述頻域符號生成步驟中,在每個OFDM符號中將78個離散導頻、28個連續(xù)導頻、522個數(shù)據(jù)子載波復接在一起,成為628個有效子載波。
      37、如權(quán)利要求36所述的數(shù)字信息傳輸方法,其特征在于,所述28個連續(xù)導頻使用所述628個有效子載波中第0,20,32,72,88,128,146,154,156,216,220,250,296,313,314,330,388,406,410,470,472,480,498,538,554,594,606,627個子載波,并在其中第20,32,72,88,128,146,154,156,470,472,480,498,538,554,594,606共16個子載波中承載16比特系統(tǒng)信息,所述系統(tǒng)信息包括長度為6比特的時隙號、長度為1比特的字節(jié)交織器同步標識、長度為1比特的控制邏輯信道變更指示和長度為8比特的保留字;所述連續(xù)導頻以0→/2+/2j, 1→-/2-/2j的方式映射到子載波上,其中,同一時隙內(nèi)不同OFDM符號的相同連續(xù)子載波點上傳輸?shù)姆栂嗤?br> 38、如權(quán)利要求36所述的數(shù)字信息傳輸方法,其特征在于,當每個時隙中OFDM符號的編號為n時,OFDM符號中離散導頻對應的子載波編號m取值為
      離散導頻全部置為1+0j。
      39、如權(quán)利要求1所述的數(shù)字信息傳輸方法,其特征在于,所述擾碼步驟中的所述偽隨機序列的生成多項式為x12+x11+x8+x6+1;所述擾碼分為8種模式,對應的寄存器初始值分別為
      1)、擾碼模式0初始值0000 0000 0001
      2)、擾碼模式1初始值0000 1001 0011
      3)、擾碼模式2初始值0000 0100 1100
      4)、擾碼模式3初始值0010 1011 0011
      5)、擾碼模式4初始值0111 0100 0100
      6)、擾碼模式5初始值0000 0100 1100
      7)、擾碼模式6初始值0001 0110 1101
      8)、擾碼模式7初始值0010 1011 0011
      所述偽隨機序列在每個時隙的開頭重置,所有時隙都被相同圖樣擾碼。
      40、如權(quán)利要求1所述的數(shù)字信息傳輸方法,其特征在于,所述IFFT變換步驟是將628個有效子載波放在1024個子載波的第1~314和第710~1023子載波上后進行1024點IFFT變換。
      41、如權(quán)利要求1所述的數(shù)字信息傳輸方法,其特征在于,所述時域組幀步驟是將調(diào)制后的OFDM符號依次加入保護間隔、同步信號、發(fā)射機識別信號后組成時隙,再將40個時隙連接組成物理層信號幀。
      全文摘要
      本發(fā)明公開一種多載波數(shù)字多媒體移動廣播的數(shù)字信息傳輸方法,通過對上層數(shù)據(jù)流依次進行RS編碼和字節(jié)交織、LDPC編碼、比特交織、星座映射后,將得到的數(shù)據(jù)符號與離散導頻和包含有系統(tǒng)信息的連續(xù)導頻復接在一起組成OFDM頻域符號并進行擾碼,經(jīng)IFFT變換產(chǎn)生OFDM時域符號,經(jīng)過插入幀頭組成時隙后,連接組成物理層信號幀,對上述物理層信號幀進行低通濾波和正交上變頻后發(fā)射。該方法為移動式、固定式和便攜式接收機提供高質(zhì)量的音頻、視頻和多媒體數(shù)據(jù)等無線廣播,可以使用衛(wèi)星傳輸和地面?zhèn)鬏數(shù)姆绞竭M行傳輸。該方法采用LDPC的正交頻分復用方案,滿足了低成本和高性能的要求。
      文檔編號H04L1/00GK1960358SQ20061011391
      公開日2007年5月9日 申請日期2006年10月20日 優(yōu)先權(quán)日2006年10月20日
      發(fā)明者葛啟宏, 陶濤, 白棟, 宋揮師, 梁毅斌, 閆發(fā)軍, 王軍偉, 楊慶華, 李群, 申紅兵 申請人:北京泰美世紀科技有限公司
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