專利名稱：無(wú)線移動(dòng)通信系統(tǒng)中用于估算頻偏的方法和裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及估算頻偏，并且更具體的，涉及在無(wú)線移動(dòng)通信系統(tǒng)中用于估算頻偏的方法和裝置。
頻偏可以通過(guò)由部分的移動(dòng)臺(tái)(MS)的振蕩器和信道的多普勒效應(yīng)(Doppler effect)引起的頻率差來(lái)定義。于是，頻率同步被用于來(lái)估算頻偏并利用所估算的頻偏不斷補(bǔ)償該頻偏。然而，在接收端，頻偏導(dǎo)致取樣誤差，并且該頻偏被積累會(huì)致使接收能力惡化。
采用頻分雙工(FDD)模式的常規(guī)碼分多址(CDMA)系統(tǒng)使用連續(xù)公共導(dǎo)頻信道(CPICH)。與之相反，由于時(shí)分多址(TDD)模式不支持連續(xù)導(dǎo)頻信道，故TDD模式使用非連續(xù)導(dǎo)頻信道來(lái)補(bǔ)償頻偏。也就是說(shuō)，使用非連續(xù)導(dǎo)頻信道來(lái)估算頻偏，并實(shí)現(xiàn)正確的頻率同步。
采用自動(dòng)頻率控制(AFC)來(lái)降低由發(fā)送端和接收端之間的頻率差而引起的接收惡化效應(yīng)。根據(jù)常規(guī)方法，在訓(xùn)練序列碼(midamblecode)和接收的信道噪聲之間，采用通過(guò)復(fù)數(shù)乘法器獲得的估算相位差(也稱作“估算的θ(theta)”)來(lái)估算頻偏。在此，所述訓(xùn)練序列碼被用作相對(duì)于經(jīng)頻偏處理的訓(xùn)練序列碼的參考。
常規(guī)的頻偏估算方法具有下述問(wèn)題。首先，下行鏈路同步(SYNC-DL)碼的準(zhǔn)確的開(kāi)始點(diǎn)和訓(xùn)練序列碼必須與該基準(zhǔn)碼相乘。相乘的碼的積可以用來(lái)應(yīng)用最小二乘法。因而，生成幀陣列和所述基準(zhǔn)碼能夠變得很復(fù)雜。因而，第二，如果沒(méi)有準(zhǔn)確地確定開(kāi)始點(diǎn)，那么常規(guī)的頻偏估算方法可能變得不太可靠。第三，由于碼片(chip)之間的頻偏而引起的相位差非常小，因而對(duì)實(shí)際可以使用的位的數(shù)量存在限制。因此，性能會(huì)遇到因?qū)τ谙辔恢悼梢员硎镜木刃《饛?fù)雜度的問(wèn)題。

發(fā)明內(nèi)容
因此，本發(fā)明針對(duì)一種在無(wú)線移動(dòng)通信系統(tǒng)中估算頻偏的方法和裝置，其基本避免了由于現(xiàn)有技術(shù)的限制和缺點(diǎn)而引起的一個(gè)或多個(gè)問(wèn)題。
本發(fā)明的一個(gè)目的是提供一種在碼分多址(CDMA)無(wú)線通信系統(tǒng)中估算頻偏的方法。
本發(fā)明的另一目的是提供一種在無(wú)線通信系統(tǒng)中估算頻偏的方法。
本發(fā)明進(jìn)一步的目的是提供一種在碼分多址(CDMA)無(wú)線通信系統(tǒng)估算頻偏的裝置。
在下面的說(shuō)明中將部分地闡明本發(fā)明另外的優(yōu)點(diǎn)、目的和特征，并且基于檢驗(yàn)下述內(nèi)容，本發(fā)明的另外的優(yōu)點(diǎn)、目的和特征對(duì)于本領(lǐng)域普通技術(shù)人員而言將在某種程度上是顯而易見(jiàn)的，或者可以從本發(fā)明的實(shí)踐中學(xué)習(xí)。通過(guò)在書(shū)寫(xiě)的說(shuō)明書(shū)及其權(quán)利要求以及附圖中特別指出的結(jié)構(gòu)可以實(shí)現(xiàn)并獲得本發(fā)明的這些目的和其他優(yōu)點(diǎn)。
為實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的這些目的和其他優(yōu)點(diǎn)，并根據(jù)本發(fā)明的目的，如在此具體實(shí)現(xiàn)并廣泛描述的，一種在碼分多址(CDMA)無(wú)線通信系統(tǒng)中估算頻偏的方法，包括接收訓(xùn)練序列(training sequence)，其中該訓(xùn)練序列由多個(gè)周期性重復(fù)的訓(xùn)練碼元來(lái)表示；利用所接收的訓(xùn)練碼元來(lái)獲取多個(gè)相位差值的每一個(gè)，其中通過(guò)比較在指定時(shí)間間隔(time distance)中接收的兩個(gè)訓(xùn)練碼元，來(lái)獲得每一相位差值；以及利用所獲取的該多個(gè)相位差值的每個(gè)來(lái)得到頻偏。
在本發(fā)明另一方面中，一種在無(wú)線通信系統(tǒng)中估算頻偏的方法，包括接收訓(xùn)練序列，其中該訓(xùn)練序列由多個(gè)周期性重復(fù)的訓(xùn)練碼元來(lái)表示；獲取在第一訓(xùn)練碼元和第二訓(xùn)練碼元之間的相位差值，其中該第一訓(xùn)練碼元和第二訓(xùn)練碼元是在不同時(shí)刻(time instance)接收的；以及利用所獲取的相位差值來(lái)確定頻偏。
在本發(fā)明進(jìn)一步的方面中，一種用于在碼分多址(CDMA)無(wú)線通信系統(tǒng)中估算頻偏的裝置包括相位檢測(cè)模塊，其用于接收訓(xùn)練序列，和利用所接收的訓(xùn)練序列獲取多個(gè)相位差值的每一個(gè)，其中該訓(xùn)練序列由多個(gè)周期性重復(fù)的訓(xùn)練碼元來(lái)表示，并且其中通過(guò)比較在指定時(shí)間間隔中接收的兩個(gè)訓(xùn)練碼元，來(lái)獲得每一相位差值；組合模塊，其用于組合由該相位檢測(cè)模塊所檢測(cè)的至少一個(gè)相位差；以及頻偏輸出模塊，其用于利用所獲取的多個(gè)相位差值的每一個(gè)來(lái)計(jì)算頻偏。
應(yīng)當(dāng)理解，本發(fā)明上述的一般性說(shuō)明和下面的具體說(shuō)明都是示例性和解釋性的，并意在提供對(duì)如權(quán)利要求的本發(fā)明的進(jìn)一步解釋。


本申請(qǐng)包括附圖以提供對(duì)本發(fā)明的進(jìn)一步理解，并且其被包括進(jìn)并構(gòu)成本申請(qǐng)的一部分。附圖示出了本發(fā)明的實(shí)施例，并與說(shuō)明書(shū)一起作用來(lái)解釋本發(fā)明的原理。在附圖中圖1是示出了頻偏估算的框圖；圖2示出了第3代合作伙伴計(jì)劃(3GPP)TDD低碼片速率(LowChip Rate，LCR)系統(tǒng)的下行鏈路子幀格式；圖3是示出了根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的頻偏估算的框圖；
圖4示出了選擇D碼片的方法；圖5示出了根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的相位圖；以及圖6示出了在最小二乘(LS)方案和本發(fā)明實(shí)施例之間的性能圖。
具體實(shí)施例方式
現(xiàn)在將詳細(xì)參考本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例，其示例示出于附圖中。只要可能，將在整個(gè)附圖中使用相同的附圖標(biāo)記來(lái)表示相同或相似的部分。
在接收從發(fā)送端發(fā)送的信號(hào)中，如果不存在信號(hào)失真(例如，衰減噪聲)或?qū)π盘?hào)的損害，在接收端(如，MS)所接收的訓(xùn)練序列碼的相位具有與頻偏成比例的斜率。所述訓(xùn)練序列碼的相位可以根據(jù)等式1以線性形式來(lái)表示。
θ(n)＝2πf0nT+θ0其中，θ0表示在猝發(fā)開(kāi)始點(diǎn)的指定的相位偏移，而f0表示頻偏。
參考該線性形式，可以應(yīng)用最小二乘(LS)技術(shù)來(lái)估算頻偏。根據(jù)LS技術(shù)的LS的計(jì)算是指利用在相位信號(hào)的連續(xù)采樣和預(yù)先計(jì)算的估算數(shù)之間的乘積之和來(lái)確定相位差。
圖1是示出了頻偏估算的框圖。下面將就各個(gè)階段(或過(guò)程)來(lái)進(jìn)行圖1的討論。在階段1，搜索基準(zhǔn)碼，并且產(chǎn)生同步下行鏈路(SYNC-DL)碼和訓(xùn)練序列碼以使得該基準(zhǔn)碼信息能夠被用于所接收的信號(hào)。
階段2涉及相位展開(kāi)。也就是說(shuō)，在相位展開(kāi)階段，利用設(shè)定在2π的相位來(lái)進(jìn)行計(jì)算。因此，如果0被固定作為中間點(diǎn)，則非連續(xù)點(diǎn)出現(xiàn)在-π和π。由于這種出現(xiàn)，在線性估算中相位必須展開(kāi)以偏移(offset)或抵消這種類型的出現(xiàn)，同時(shí)使所計(jì)算的采樣存在于一條直線上。更具體的，如果|θω(n)-θω(n-1)|超過(guò)π且估算的theta是負(fù)值，則增加2π的值。反之，如果|θω(n)-θω(n-1)|超過(guò)π且估算的theta是正值，則減去2π的值。
階段3涉及頻偏估算。對(duì)應(yīng)于固定頻率的相位信號(hào)被表示為|θ(n)＝ω0nT+θ0+η(n)|，其是帶有混合其中的噪聲的燈(lamp)函數(shù)，并且其中增加了由衰減和噪聲引起的相位誤差η(n)。此外，線性回歸可以用來(lái)獲得線性線θ^(n)=ω^nT+θ^,]]>對(duì)于使誤差 之和最小化，其逼近θ(n)。值ω0和θ0的最小估算值 和 使誤差平方和(sum-squarederror)最小，以獲得用于每一SYNC-DL和/或訓(xùn)練序列碼的碼片的數(shù)目，如等式2中所示。
ϵ=Σn=1N[θ(n)-(ω^nT+θ^)]2]]>這里，θ(1)被認(rèn)為是第一相位采樣，而N表示用于估算的θ(n)的采樣的數(shù)目。此外，可以通過(guò)將 和 設(shè)置為0和利用兩個(gè)線性等式來(lái)計(jì)算最小值ε，以確定值 和 的值。
該頻偏可以根據(jù)等式3來(lái)表示。
ω^=AΣn=1Nnθ(n)+BΣn=1Nθ(n)=Σn=1N(An+B)θ(n)]]>A=1TNNΣn=1Nn2-(Σn=1Nn)2=12T(N-1)N(N+1)]]>B=1TΣn=1NnNΣn=1Nn2-(Σn=1Nn)2=6T(N-1)N]]>
頻偏 的表示與積之和有關(guān)，例如具有連續(xù)相位采樣θ(n)的固定值Cn＝An+B。
圖2示出了第3代合作伙伴計(jì)劃(3GPP)TDD低碼片速率(LowChip Rate，LCR)系統(tǒng)的下行鏈路子幀格式。參考圖2，存在32種類型的下行鏈路同步(SYNC-DL)碼，并且每一都具有64碼片的持續(xù)時(shí)間或長(zhǎng)度。該SYNC-DL碼出現(xiàn)在子幀的第一下行鏈路時(shí)隙(Ts0)之后。此外，DwPTS包括具有32-碼片長(zhǎng)度的保護(hù)周期和具有64-碼片長(zhǎng)度的SYNC-DL碼。這里，每一小區(qū)(cell)使用32個(gè)SYNC-DL碼中的一個(gè)。
圖3是示出了根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的頻偏估算的框圖。該頻偏估算在接收端(如，MS)上執(zhí)行。如此，可以利用接收端的內(nèi)部功能或外部功能來(lái)執(zhí)行頻偏估算。
參考圖3的頻偏估算，該接收端包括用于估算兩個(gè)(2)信號(hào)之間的相位差的相位檢測(cè)模塊31，其中所述的差可以以D個(gè)碼片來(lái)表示。在檢測(cè)/估算相位差中，D的值可以用來(lái)表示兩個(gè)(2)訓(xùn)練碼元之間對(duì)于時(shí)間的間隔。這里，D個(gè)碼片的值可以改變。另外，該接收端包括用于組合由該相位檢測(cè)模塊31所檢測(cè)的一對(duì)訓(xùn)練碼元(或訓(xùn)練序列)的相位差的組合模塊32。該接收端進(jìn)一步包括頻偏輸出模塊33，其用于輸出在組合模塊32上確定的頻偏。
更具體的，相位檢測(cè)模塊31檢測(cè)從發(fā)送端(如，基站或網(wǎng)絡(luò))接收的多個(gè)信號(hào)中的兩個(gè)(2)信號(hào)。這里，可以以碼片為單位測(cè)量所述差。也就是說(shuō)，碼片或D個(gè)碼片表示時(shí)間意義上的間隔。
這兩個(gè)(2)檢測(cè)的信號(hào)具有的D個(gè)碼片的相位差或時(shí)間上指定數(shù)量的碼片的距離。如所討論的，D個(gè)碼片的值可以根據(jù)測(cè)量的信號(hào)而變化。為確定相位差或?yàn)榇_定D的值，可以利用訓(xùn)練序列如SYNC-DL碼和訓(xùn)練序列碼的特性。
被選擇或使用來(lái)檢測(cè)相位差的這兩個(gè)信號(hào)優(yōu)選是來(lái)自所接收的下行鏈路子幀的SYNC-DL碼和訓(xùn)練序列碼的信號(hào)。此外，可以使用常規(guī)或公知的方法來(lái)檢測(cè)下行鏈路子幀的SYNC-DL碼或訓(xùn)練序列碼。
該SYNC-DL碼包括32個(gè)碼組和64個(gè)碼片?？梢匀?GPP TechnicalStandards TS 25.223 Table AA1(3GPP技術(shù)標(biāo)準(zhǔn)TS 25.223表AA1)中所示地來(lái)映射每一參考SYNC-DL碼，s＝(s1，s2，…，s64)。
發(fā)送端(如，基站)使用參考SYNC-DL碼來(lái)產(chǎn)生用于下行鏈路傳輸?shù)膹?fù)數(shù)SYNC-DL碼。等式4中示出了利用參考SYNC-DL碼來(lái)產(chǎn)生復(fù)數(shù)參考SYNC-DL碼有關(guān)的方法。
si＝(j)i·sisi∈{1，-1}，i＝1，…，64這里，s表示復(fù)數(shù)SYNC-DL碼。此外，與復(fù)數(shù)SYNC-DL碼s對(duì)應(yīng)的si包括其值重復(fù)的基于i的實(shí)數(shù)值和虛數(shù)值。
可以利用參考訓(xùn)練序列碼來(lái)產(chǎn)生訓(xùn)練序列碼。存在總共128個(gè)參考訓(xùn)練序列碼。在每一小區(qū)中使用相同的訓(xùn)練序列碼。而且，可以通過(guò)改變128個(gè)參考訓(xùn)練序列碼的任意一個(gè)的相位來(lái)產(chǎn)生訓(xùn)練序列碼。通過(guò)應(yīng)用循環(huán)時(shí)移方法所產(chǎn)生的訓(xùn)練序列碼可以采取多種或不同形式。換而言之，通過(guò)將產(chǎn)生的訓(xùn)練序列碼循環(huán)時(shí)移，可以產(chǎn)生不同類型的訓(xùn)練序列碼集。如此，根據(jù)時(shí)隙，可以將該訓(xùn)練序列碼擴(kuò)展到16種類型的訓(xùn)練序列碼組合。
另外，該參考訓(xùn)練序列碼可以由mp＝(m1，m2，…，mp)來(lái)表示。可以如3GPP Technical Standards TS 25.223 Table AA1(3GPP技術(shù)標(biāo)準(zhǔn)TS25.223表AA1)中所示地來(lái)映射每一參考訓(xùn)練序列碼。
如果采用正交相移鍵控(QPSK)方案來(lái)將訓(xùn)練序列改變或修改成復(fù)數(shù)格式，則可以地將訓(xùn)練序列改變成如等式5中所示的復(fù)數(shù)參考訓(xùn)練序列碼形式。
mp(m1，m2，…，mp)其中，對(duì)于所有的i＝1，...，P，mi＝(j)i·mi，并且W＝[P/K]。復(fù)數(shù)參考訓(xùn)練序列碼可以以其大小對(duì)應(yīng)于imax＝Lm+(K-1)W的各種類型/形式來(lái)表示。使用這種周期性的參考訓(xùn)練序列碼，并且用于第k個(gè)用戶的具有Lm長(zhǎng)度的訓(xùn)練序列碼m‾i(k)=(m‾1,m‾2···,m‾Lm(k))]]>可以根據(jù)等式6來(lái)擴(kuò)展。
m‾i(k)=m‾i+(K-k)W,i=1,···Lm,k=1,···K]]>這里，可以將第i個(gè)訓(xùn)練碼元稱作yi，而將第i+D個(gè)訓(xùn)練碼元稱作yi+D。由于與產(chǎn)生訓(xùn)練序列有關(guān)的特性，經(jīng)二(2)的倍數(shù)所產(chǎn)生訓(xùn)練碼元可以是具有復(fù)數(shù)形式的訓(xùn)練碼元，其每一在一/四象限或二/三象限交替出現(xiàn)。替換的，該訓(xùn)練碼元可以在一/三象限或二/四象限交替出現(xiàn)。簡(jiǎn)言之，訓(xùn)練碼元交替地出現(xiàn)具有180度的相位差。此外，如果不考慮與所述訓(xùn)練碼元對(duì)應(yīng)的符號(hào)(如，正或負(fù))，那么兩個(gè)(2)碼元可以表示在或出現(xiàn)在相同的象限(如，相軸(phase axis))上。
第i個(gè)訓(xùn)練碼元yi和第i+D個(gè)訓(xùn)練碼元稱作yi+D可以根據(jù)等式7來(lái)定義。
yi=aiejθ0,yi+D=ai+Dej(θ0+DΔθ)]]>這里，D表示2n，其中n是在0＜n＜N/2之間的正數(shù)。此外，N表示訓(xùn)練碼元(如SYNC-DL碼或訓(xùn)練序列碼)的總長(zhǎng)度。
參考等式7，ai表示訓(xùn)練序列，其中i＝1，...，N；ai*ai=1.]]>更具體的，SYNC-DL碼的總長(zhǎng)為64，而訓(xùn)練序列碼的總長(zhǎng)為128。另外，yi表示與用于頻偏估算的總共N個(gè)采樣對(duì)應(yīng)的輸入數(shù)據(jù)。此外，Δθ表示基于頻偏的碼片間的相位差，而θ0表示訓(xùn)練序列(或碼元)的初始相位值。
根據(jù)常規(guī)的估算方法，通過(guò)采用所接收的信號(hào)的內(nèi)積來(lái)估算所接收的信號(hào)和參考信號(hào)間的相位差。然而，在時(shí)分同步碼分多址(timedivision-synchronous division multiple access，TD-SCDMA)系統(tǒng)中，兩個(gè)(2)訓(xùn)練碼元總是位于相同相軸中，并且這兩個(gè)(2)訓(xùn)練碼元由等于二(2)的倍數(shù)的距離分開(kāi)。通過(guò)利用這一特性，可以得到碼元之間的相位差，而不必產(chǎn)生訓(xùn)練碼元。簡(jiǎn)言之，由于相位差距離D可以變化，因此，優(yōu)選的，D是在相同相軸上表示的兩(2)個(gè)訓(xùn)練碼元之間的距離。圖4示出了選擇D碼片的方法。
由于可以利用atan()函數(shù)來(lái)獲取由頻偏所引起的估算相位差值，故用于相位估算的值的范圍是 [等式8]yi*·yi+D=ai*ai+Dej(DΔθ)=ej(DΔθ±π)]]>其中，由于ai*ai+D具有1或-1的值，因而由此引起的影響可以被忽略(negated)。如此，為得到所期望的ej(DΔθ)的相位值，可以應(yīng)用圖5所示的方法。
圖5示出了根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的相位圖。也就是說(shuō)，在所接收的碼元間的yi*·yi+D可以被用來(lái)確定ai*ai+Dej(DΔθ)的Re{ai*ai+Dej(DΔθ)}的符號(hào)是正或負(fù)。如果符號(hào)是負(fù)，則可以利用根據(jù)等式10的符號(hào)值以使其與原始點(diǎn)或參考點(diǎn)對(duì)稱。
sign·ej(DΔθ±π)＝ej(DΔθ)[等式10] 另外，可以排除或消除與不期望的元素所對(duì)應(yīng)的影響，并且可以從在D個(gè)碼片間隔中接收的訓(xùn)練碼元中得出相位差。
參考圖3，訓(xùn)練序列的長(zhǎng)度可以由N表示。換句話說(shuō)，N的值表示接收的所有訓(xùn)練碼元的長(zhǎng)度。再一次指出，D的值表示在接收的訓(xùn)練碼元之間關(guān)于時(shí)間的距離。
組合模塊32組合多個(gè)訓(xùn)練碼元的相位差。具體的說(shuō)，對(duì)于兩個(gè)訓(xùn)練碼元測(cè)量對(duì)于時(shí)間的D個(gè)碼片中的距離。下文中，可以將測(cè)量了它們中間的距離的兩個(gè)訓(xùn)練碼元稱為一對(duì)訓(xùn)練碼元。在組合模塊32中，組合與多個(gè)訓(xùn)練碼元對(duì)應(yīng)的多個(gè)相位差。更具體的，存在總共(N-D)對(duì)經(jīng)相位檢測(cè)模塊31檢測(cè)的訓(xùn)練碼元。
另外，可以如等式11所示地計(jì)算(N-D)個(gè)采樣的相位差的輸出值，以獲得分集增益(diversity gain)。由于每一碼片表示通常小于噪聲的間隔，將D個(gè)碼片累積以便表示真實(shí)的差值。
Σi=1N-Dyi*·yi+D=Σi=1N-Dai*ai+Dej(DΔθ)⇒Σi=1N-D(signi)·ej(DΔθ±π)Σi=1N-Dej(DΔθ)]]>參考等式11，累積的值的總數(shù)變?yōu)槠渲袕拇a片的總數(shù)減去碼片間的距離(N-D)的采樣。為獲得在組合的碼元間的估算的theta(相位差)，可以使用atan()函數(shù)以根據(jù)下面的等式得到隨后的 [等式12]Δθ^=atanΣi=1N-Dyi*yi+D]]>頻偏輸出模塊33從組合模塊32的輸出值計(jì)算頻偏。也即，可以將利用等式9得到的 的值應(yīng)用于等式13，其以類似等式11的形式確定最終的頻偏，其中等式13定義了相位和頻率間的關(guān)系。
Δf=Δθ2πTc]]>[等式14]Δf^=atanΣi=1N-Dyi*yi+D2πTc(N-D)]]>這里，Tc＝0.78125μs，其表示一(1)個(gè)碼片持續(xù)時(shí)間，而 表示所估算的頻偏值。
如所討論的，D的值可以是可變的值。如果D的值增加，則精度(resolution)增加而估算的采樣的數(shù)目和分集增益降低。反之，如果D的值增加，則精度降低而所估算的采樣的數(shù)目和分集增益增加。
至于硬件或結(jié)構(gòu)性的裝置，可以確定D個(gè)碼片的相位差的改變量，并可以基于所確定的量，獲得以D的量計(jì)的精度增益。另外，通過(guò)控制或調(diào)節(jié)D的值，可以自由地改變頻偏估算的準(zhǔn)確度和估算范圍。這里，估算范圍的最大值為 該最大值可以從等式11得到和/或可以從 推導(dǎo)出。
此外，如果根據(jù)D的變化而應(yīng)用D的特性，可以根據(jù)AFC方案應(yīng)用對(duì)兩個(gè)(2)等級(jí)以上的頻偏補(bǔ)償。在初始頻偏估算階段，其可以被認(rèn)為是具有大的調(diào)節(jié)量(coarse quality)，減少D的值以獲得最大估算頻偏范圍。此外，在其他的頻偏估算階段，其可以被認(rèn)為和、具有細(xì)的調(diào)節(jié)量，增加D的值，以獲得精度增益以用于更準(zhǔn)確的頻偏估算。
經(jīng)由D個(gè)碼片間的相位差而得到的頻偏值可以用來(lái)通過(guò)相應(yīng)的輸出值在經(jīng)環(huán)路濾波器34和低通濾波器(LPF)35處理之后來(lái)補(bǔ)償頻偏。
圖6示出了最小二乘(LS)方案和本發(fā)明實(shí)施例之間AFC的性能圖。該AFC在-0.1ppm～0.1ppm的范圍內(nèi)估算從參考子載波頻率(如，2GHz)產(chǎn)生的頻偏(如，1kHz)。換句話說(shuō)，該估算的頻偏應(yīng)當(dāng)落在1200Hz～800Hz的范圍內(nèi)。
參考圖6，Ior/Ioc＝8dB，初始頻偏是1kHz，而D的值是16和32。此外，x-軸表示所用的時(shí)隙數(shù)目，而y-軸表示估算的頻偏值。根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的AFC滿足如上討論的AFC的特征，比常規(guī)AFC還更穩(wěn)定，且實(shí)現(xiàn)精度意義上的增益。
對(duì)于本領(lǐng)域技術(shù)人員而言顯而易見(jiàn)的是，可以在本發(fā)明中進(jìn)行各種修改和變化，而不脫離本發(fā)明的精神和范圍。因此，本發(fā)明意圖覆蓋落在所附權(quán)利要求及其等效的范圍內(nèi)的本發(fā)明的這些修改和變化。
權(quán)利要求
1.一種在碼分多址(CDMA)無(wú)線通信系統(tǒng)中估算頻偏的方法，該方法包括接收訓(xùn)練序列，其中該訓(xùn)練序列由多個(gè)周期性重復(fù)的訓(xùn)練碼元表示；利用所接收的訓(xùn)練碼元獲取多個(gè)相位差值的每一個(gè)，其中通過(guò)比較在指定的時(shí)間間隔中接收的兩個(gè)訓(xùn)練碼元來(lái)獲得每一相位差值；以及利用獲取的該多個(gè)相位差值的每一個(gè)來(lái)獲得頻偏。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，進(jìn)一步包括組合利用接收的訓(xùn)練碼元所獲取的多個(gè)相位差值。
3.如權(quán)利1所述的方法，其中該訓(xùn)練序列包括下行鏈路同步碼和訓(xùn)練序列碼的至少其一。
4.如權(quán)利3所述的方法，其中該下行鏈路同步碼是包括實(shí)數(shù)值和虛數(shù)值的復(fù)數(shù)下行鏈路同步碼。
5.如權(quán)利3所述的方法，其中該訓(xùn)練序列碼被應(yīng)用了循環(huán)時(shí)移方法，以擴(kuò)展直到16種訓(xùn)練序列碼組合類型。
6.如權(quán)利3所述的方法，其中在每一小區(qū)中使用相同的訓(xùn)練序列碼。
7.如權(quán)利1所述的方法，其中通過(guò)將正交相移鍵控(QPSK)方案應(yīng)用于該訓(xùn)練碼元來(lái)將該訓(xùn)練碼元改變?yōu)閺?fù)數(shù)訓(xùn)練序列碼。
8.如權(quán)利1所述的方法，其中該指定的時(shí)間間隔是可變的。
9.如權(quán)利1所述的方法，其中該指定的時(shí)間間隔是以D個(gè)碼片為單位測(cè)量的。
10.如權(quán)利1所述的方法，其中該指定的時(shí)間間隔是2的倍數(shù)。
11.一種在無(wú)線通信系統(tǒng)中估算頻偏的方法，該方法包括接收訓(xùn)練序列，其中該訓(xùn)練序列由多個(gè)周期性重復(fù)的訓(xùn)練碼元來(lái)表示；獲取在第一訓(xùn)練碼元和第二訓(xùn)練碼元間的相位差值，其中該第一訓(xùn)練碼元和第二訓(xùn)練碼元是在不同時(shí)刻接收的；以及利用所獲取的相位差值來(lái)確定頻偏。
12.如權(quán)利11所述的方法，其中如果該相位差值表示為負(fù)值，則將相位向上旋轉(zhuǎn)到π。
13.如權(quán)利11所述的方法，其中該估算的頻偏由Δf^=atan{Σi=1N-Dyi*yi+D}2πTc(N-D)]]>表示。
14.如權(quán)利13所述的方法，其中Tc表示一個(gè)碼片持續(xù)時(shí)間，yi＝aiejθ0，yi+D＝ai+Dej(θ0+DΔθ)，D表示2n，這里，n是在0＜n＜N/2之間的正數(shù)，ai表示訓(xùn)練序列，這里i＝1，...，N，yi表示與用于頻偏估算的總共N個(gè)采樣對(duì)應(yīng)的輸入數(shù)據(jù)，Δθ表示根據(jù)頻偏在碼片之間的相位差，而θ0表示該序列的初始相位值。
15.如權(quán)利11所述的方法，其中該無(wú)線通信系統(tǒng)是碼分多址(CDMA)系統(tǒng)。
16.如權(quán)利11所述的方法，其中該無(wú)線通信系統(tǒng)是時(shí)分同步碼分多址(TD-CDMA)系統(tǒng)。
17.如權(quán)利要求11所述的系統(tǒng)，進(jìn)一步包括組合利用所接收的訓(xùn)練碼元而獲取的多個(gè)相位差值。
18.如權(quán)利要求11所述的系統(tǒng)，其中該訓(xùn)練序列包括下行鏈路同步碼和訓(xùn)練序列碼的至少一個(gè)。
19.如權(quán)利要求11所述的系統(tǒng)，其中該不同時(shí)刻被以2的倍數(shù)表示。
20.一種用于在碼分多址(CDMA)無(wú)線通信系統(tǒng)中估算頻偏的裝置，該裝置包括相位檢測(cè)模塊，其用于接收訓(xùn)練序列，并利用所接收的訓(xùn)練序列獲取多個(gè)相位差值的每一個(gè)，其中該訓(xùn)練序列由多個(gè)周期性重復(fù)的訓(xùn)練碼元來(lái)表示，并且其中通過(guò)比較在指定時(shí)間間隔中接收的兩個(gè)訓(xùn)練碼元，來(lái)獲得每一相位差值；組合模塊，其用于組合由該相位檢測(cè)模塊所檢測(cè)的至少一個(gè)相位差；以及頻偏輸出模塊，其用于利用所獲取的多個(gè)相位差值的每一個(gè)來(lái)計(jì)算頻偏。
全文摘要
本發(fā)明公開(kāi)一種在碼分多址(CDMA)無(wú)線通信系統(tǒng)中估算頻偏的方法。更具體的，該方法包括接收訓(xùn)練序列，其中該訓(xùn)練序列由多個(gè)周期性重復(fù)的訓(xùn)練碼元表示；利用所接收的訓(xùn)練碼元獲取多個(gè)相位差值的每一個(gè)，其中通過(guò)比較在指定的時(shí)間間隔中接收的兩個(gè)訓(xùn)練碼元來(lái)獲得每一相位差值；以及利用獲取的該多個(gè)相位差值的每一個(gè)來(lái)獲得頻偏。
文檔編號(hào)H04L27/34GK1980079SQ20061014844
公開(kāi)日2007年6月13日 申請(qǐng)日期2006年11月9日 優(yōu)先權(quán)日2005年11月9日
發(fā)明者張峻 申請(qǐng)人:Lg電子株式會(huì)社