專利名稱：擴頻信號的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明總體上涉及信號調(diào)制領(lǐng)域，具體涉及衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)。本發(fā) 明進一步涉及用于產(chǎn)生擴頻信號的方法以及用于接收該擴頻信號的 適當(dāng)技術(shù)，具體涉及衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)。
背景技術(shù)：
在電氣工程中采用無線電導(dǎo)航或通訊的擴頻技術(shù)是公知的。例如 該技術(shù)對嘈雜環(huán)境中需要高可靠性的應(yīng)用是有益的。此外，由于有限 的頻譜分配，因此需要對頻帶進行高效利用。
在特定的頻帶中加入新信號必須滿足使現(xiàn)有的信號具有最小失 真的限制。例如頻譜分離問題是與伽利略衛(wèi)星系統(tǒng)和現(xiàn)有的全球定位 系統(tǒng)的互用性有關(guān)的重要問題。包括直接序列擴頻或跳頻等多種擴頻 技術(shù)被提出。
衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)領(lǐng)域中的一些調(diào)制技術(shù)采用了二進制偏移載波
(binary offset carrier, BOC)信號。這些信號由方波對非歸零偽隨機 噪聲碼調(diào)制產(chǎn)生。具有副載波頻率為mx 1.023MHz且由偽隨機噪聲碼 以nxl.023Mcps (106個碼片/秒)的速度調(diào)制的BOC調(diào)制被表示為 BOC( m， n)。例如BOC( 10， 5)是由副載波頻率為10.23MHz的方波以 及碼片速度為5.115Mcps的偽隨機噪聲碼調(diào)制形成的，碼片的過度與 方波的過度同步。因此，每個偽隨機噪聲碼碼片被應(yīng)用于方波的m/n 周期。由對載波的BOC調(diào)制獲得的擴頻信號在載波頻率顯示具有非 常低的頻譜功率密度。結(jié)果，當(dāng)在L1上被傳送時，它們與GPSC/A 信號兼容，該GPSC/A信號在L1頻帶的中間頻率形成峰。然而，因 為Ll頻帶被分配給GPS P(Y)信號和GPS M-碼，所以人們必須作大 量努力以使新信號對現(xiàn)有信號干擾小。
在BOC調(diào)制波形中，A. R. Pratt等人在ION GPS (2003年9月)
上論述了采用的波形，其利用正弦曲線的步階逼近來調(diào)制載波。二進 制波形可被看作是正弦曲線的粗糙步階逼近。通過引入更多的層級，
Pmtt等人實現(xiàn)了具有接近正弦曲線形狀的擴展波形。該擴展顯示出具 有減弱、有時消除的副載波諧波，該副載波與BOC(m，n)波形有關(guān)； 換句話說，某些旁瓣的功率層級得以減小。波形層級的數(shù)目越大，過 濾的諧波越多。當(dāng)層級數(shù)趨于無限時，擴展波形接近正弦波，其產(chǎn)生 沒有諧波的LOC (線性偏移載波，linear offset carrier)信號。所述技 術(shù)被應(yīng)用于采用5級副載波的恒包絡(luò)調(diào)制。在該情形下，完全調(diào)制會 獲得8PSK (8相鍵控，8-phase-shiftkeying)調(diào)制的形狀。
過濾或減小信號的旁瓣也會使該信號的同步能力(或跟蹤性能) 變差，從而降低定位精確度，這在無線電導(dǎo)航領(lǐng)域是公知的。上述的 技術(shù)和類似的技術(shù)無法逃避這個規(guī)律。盡管逼近正弦波提供了有效且 杰出的方式，來改進一些信號(例如當(dāng)被應(yīng)用于BOC(2，2)信號時的 GPSM-碼)的頻譜分離，但它同樣具有降低總跟蹤性能的缺點。
信號調(diào)整技術(shù)中的另一個挑戰(zhàn)是消除調(diào)制的時變振幅分量。當(dāng)信 號經(jīng)由非線性部件(如放大器)處理后，振幅變化會增加不想要的 AM到AM以及AM到PM的失真。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提供擴頻信號，該擴頻信號結(jié)合了高層級的頻譜 控制與優(yōu)良的總同步能力。該目的由權(quán)利要求1所述的擴頻實現(xiàn)。 本發(fā)明的另一個目的是提供產(chǎn)生該擴頻信號的方法。 本發(fā)明的再一個目的是提供能獲得該擴頻信號的接收機。 擴頻信號包括至少一個調(diào)制載波的擴展波形。根據(jù)本發(fā)明的重要 方面，擴展波形包括具有第一波形速率的第一二進制波形至少與具有 第二波形速率的第二二進制波形的實線性組合，兩個波形速率是不同 且非零的。第二波形的振幅優(yōu)選地不同于第一波形的振幅。第一波形 和第二波形的線性組合由包括信號識別碼的至少一個二進制序列調(diào) 制。
本發(fā)明文中的術(shù)語"實線性組合"應(yīng)被理解為等價于具有以下屬
性
a-w,(t)+J3'W2(t)表示所述第一波形w"t)和第二波形W2(t)在具有系 數(shù)a和卩以及時間變量t時的實線性組合，[cfw,(t)]/[p'W2(t)]在任何時 刻t時都為實數(shù)，且兩個系數(shù)a、 (3都是非零的。
與傳統(tǒng)的具有第一波形速率的BOC波形相比，由于具有更高波 形速率的第二波形的存在，現(xiàn)在的擴展波形具有提高的跟蹤能力。擴 展波形的頻譜依賴于第一和第二波形各自的頻譜。通過改變第一和第 二波形的相對振幅，人們可以調(diào)整擴展波形頻譜的形狀。與先前的頻 譜整形方法有關(guān)，現(xiàn)在的信號具有額外的優(yōu)勢，即在擴展波形的頻譜 中不同的波瓣可被分別訪問。這將確保在保持跟蹤性能的同時，頻譜 與相同頻帶中的其它信號分離。當(dāng)與BOC經(jīng)調(diào)制信號相比時，跟蹤 性能甚至?xí)鰪姟Ｒ私獾?，第一和第二波形的相對振幅可以自己隨 時間改變或保持不變。該變化的時間尺度比信號振蕩的時間尺度大得 多。有益地，該變化發(fā)生的速率完全低于二進制序列的速率，如lHz。 因此，在短時間尺度中，線性組合中系數(shù)的時間依賴性將可被忽略。
第一波形和/或第二波形優(yōu)選為二進制偏移載波(BOC)或二進 制編碼符號(BCS， binary coded symbol)波形。因此，擴展波形具 有鋸齒波的形狀。如果相對振幅被適當(dāng)?shù)剡x擇，擴展波形將大致跟隨 第一波形。用于在第一波形的頻率獲得以及跟蹤二進制信號的簡單接 收機可以跟蹤復(fù)合的擴頻信號。為了利用擴展波形的完全同步能力， 接收機也應(yīng)該與第二波形的帶寬兼容。
有益地，第二波形速率是第一波形速率的整數(shù)倍，更有益地，第 二波形速率是第一波形速率的2到24倍間。第一和第二波形的過渡 可以是同步的或有意有所偏移。
要了解到，二進制序列可以進一步包括信息數(shù)據(jù)，諸如衛(wèi)星導(dǎo)航 數(shù)據(jù)、信號完整性數(shù)據(jù)或商業(yè)數(shù)據(jù)等。信息能以完全低于偽隨機二進 制序列的碼片速率的比特率被編碼。二進制序列可通過確定或預(yù)定的 二進制序列產(chǎn)生，該確定或預(yù)定的二進制序列由消息序列調(diào)制。
二進制序列可以包括具有某碼片速率Rc的碼片，且第一波形速 率Fsc被配置為使得Fsc=nvRc/2，這里m為整數(shù)。第一波形速率優(yōu)
選為高于或等于碼片速率，代碼過渡優(yōu)選與第一波形的過渡同步。
在擴頻信號的優(yōu)選實施例中，載波的同相分量由第一擴展波形 S,(t)調(diào)制，S《t)的形式為
而載波的正交分量由第二擴展波形S2(t)調(diào)制，S2(t)的形式為 & (/) + W (/) - 6 W)] 季(/).
在這些等式中，t是時間變量，a和b是實且非零系數(shù)，w,(t)為
具有第一波形速率的第一二進制波形，W2(t)為具有第二波形速率的第
二二進制波形。第一波形速率不同于第二波形速率。PRN,(t)表示第 一二進制序列，PRN2(t)表示第二二進制序列。兩個二進制序列可以 彼此不同或相等。復(fù)合調(diào)制波形s(t)= Sl(t)+i化(t)， i表示虛數(shù)單位， 由此立即可得s(t)的包絡(luò)不隨時間變化Is(t)K/^1^。恒包絡(luò)調(diào)制 對避免如放大器等非線性部件中AM到AM以及AM到PM的失真 是重要的。如上所述，系數(shù)a和b可隨時間尺度改變，該時間尺度與 擴展波形的通常變化相比較長。
在擴頻信號的另一優(yōu)選實施例中，載波的同相分量由第一擴展波 形s《t)調(diào)制，其由下式給出
j(0 = /W(f)' (cose'w, (f)+cos8 2 - w: (0)/ 2
+ WW!(0 (cos9！ ,(0—cosG2 -w2W)/2 '
載波的正交分量由第二擴展波形S2(t)調(diào)制，其由下式給出 = (sin0， + sin8- /W3") vv)(f)/ 2
在這些方程中，t是時間變量，e,和02是實角，w"t)為具有第一
波形速率的第一二進制波形，W2(t)為具有第二波形速率的第二二進制
波形，W3(t)是第三二進制波形，PRN,(t)是第一二進制序列，PRN2(t) 是第二二進制序，PRN3(t)是第三二進制序列。第一波形速率不同于
第二波形速率。要了解到，該復(fù)合調(diào)制S(t^S,(t)+i'S2(t)也具有恒包絡(luò)
ls(t)i。 e,和02可以相對擴展波形緩慢改變。
本發(fā)明進一步提供了具有如上所述的擴頻信號的如全球?qū)Ш叫l(wèi)
星系統(tǒng)等的導(dǎo)航信號系統(tǒng)，其中，所述第一波形是BOC(l，l)，所述 第二波形是具有速率為10.23Mcps、 12.276 Mcps、 15.345 Mcps或30.69 Mcps的二進制波形(如B0C(5,1)、 BCS([l 1 1 1 1 1-1 1 1 1 1 l]， 1)、 BCS([l 1 1 1 1 1 1 1-1 1 1 1 1 1 1], 1)，各自的BOC(15，1))。 二進制序 列可以包括信號源的識別數(shù)據(jù)，該信號源可以是基于地面(如偽衛(wèi)星)
或空中的在全球或區(qū)域衛(wèi)星導(dǎo)航信號系統(tǒng)的情形下，二進制序列可 以包括衛(wèi)星識別數(shù)據(jù)，如測距碼和衛(wèi)星信息數(shù)據(jù)，例如用于定位算法 的導(dǎo)航數(shù)據(jù)。
本發(fā)明進一步提供了用于產(chǎn)生擴頻信號的方法，具有以下步驟 提供具有第一波形速率的第一波形以及具有第二波形速率的第
二波形，第一波形速率被選為不同于第二波形速率，且兩個波形速率
都是非零的；
提供具有至少一個信號識別碼的二進制序列；
形成第一波形和第二波形的線性組合，線性組合由二進制序列調(diào)
制；以及
利用產(chǎn)生的波形作為擴展波形，以調(diào)制載波。 可通過兩種等效方式形成第一和第二波形的己調(diào)制線性組合將
是顯而易見的，這兩種等效方式為或者未經(jīng)調(diào)制的第一和第二波形
首先被組合，產(chǎn)生的和或差由二進制序列調(diào)制；或者第一和第二波形 經(jīng)調(diào)制后，再進行線性組合。
該方法允許對信號頻譜進行整形，以使在增加它的同步能力的同 時，不影響某些頻譜隔離的界限(例如另一信號的特定頻譜分離系數(shù) (SSC， spectral separation coefficient))。
第一波形和/或第二波形優(yōu)選為二進制偏移載波波形或二進制編 碼符號(BCS)波形。
該方法可以包括用第二二進制序列調(diào)制第二波形的步驟，該第二 二進制序列不同于調(diào)制這些波形的線性組合的二進制序列。從而，能 夠?qū)煞N不同的二進制或偽隨機序列組合在一個信號中。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供了用于接收擴頻信號的方法，其包
括以下步驟
產(chǎn)生二進制序列的本地代碼副本；
產(chǎn)生第一波形的本地副本以及第二波形的本地副本； 將到來的電磁波與第一波形的本地副本以及本地代碼副本進行 第一相關(guān)；
將到來的電磁波與第二波形的本地副本以及本地代碼副本進行 第二相關(guān)；
線性組合第一相關(guān)和第二相關(guān)。
備選地，用于接收擴頻信號的方法可以包括下列步驟 產(chǎn)生所述二進制序列的本地代碼副本；
產(chǎn)生所述第一波形的本地副本以及所述第二波形的本地副本； 將所述第一波形的所述本地副本與所述第二波形的所述本地副 本線性組合；
將到來的電磁波與本地副本和本地代碼副本的線性組合相關(guān)。 根據(jù)本發(fā)明的再一個重要方面，提供了用于獲得擴頻信號的接收 機。接收機包括用于產(chǎn)生二進制序列的本地代碼副本的模塊；第一 波形產(chǎn)生器，用于產(chǎn)生第一波形的本地副本；第二波形產(chǎn)生器，用于 產(chǎn)生第二波形的本地副本；用于將到來的電磁波與第一波形的本地副 本以及本地代碼副本相關(guān)以形成第一相關(guān)結(jié)果的模塊；用于將到來的 電磁波與第二波形的本地副本以及本地代碼副本相關(guān)以形成第二相 關(guān)結(jié)果的模塊；以及用于線性組合第一和第二相關(guān)結(jié)果的模塊。
備選地，接收機可以包括用于產(chǎn)生二進制序列的本地代碼副本 的模塊；第一波形產(chǎn)生器，用于產(chǎn)生第一波形的本地副本；第二波形 產(chǎn)生器，用于產(chǎn)生第二波形的本地副本；用于形成第一波形的本地副 本與第二波形的本地副本線性組合的模塊；以及用于將到來的電磁波
與本地副本以及本地代碼副本的線性組合相關(guān)的模塊。
要了解到，二進制序列的本地代碼副本可以是對用于調(diào)制的二進 制序列公知部分的嚴格復(fù)制；如果二進制序列包括未被預(yù)先確定的消 息，該消息將不會出現(xiàn)在本地代碼副本中。第一或第土波形副本也是 相同的情況。 在優(yōu)選實施例中，接收機包括跟蹤環(huán)，如用于跟蹤接收的信號的
相位鎖定環(huán)(phase-locked lo叩)和/或延遲鎖定環(huán)(delay-locked loop) 和/或頻率鎖定環(huán)(frequency-locked lo叩)等。跟蹤環(huán)可被置于接收 機中，為了能跟蹤第一波形和/或第二波形和/或它們的線性組合。備 選地，跟蹤環(huán)可以跟蹤載波。延遲鎖定環(huán)可以被配置為使其能分別跟 蹤第一和第二波形，而相位鎖定環(huán)和/或頻率鎖定環(huán)可被配置使其能 分別跟蹤第一和第二波形的線性組合?；蛘?，相位鎖定環(huán)和/或頻率 鎖定環(huán)可被配置使其能跟蹤第一和第二波形的線性組合。
接收機可被實現(xiàn)為全球?qū)Ш叫l(wèi)星信號接收機。在該情形中，第一 波形產(chǎn)生器優(yōu)選能產(chǎn)生BOC(l，l)波形，而第二波形產(chǎn)生器能產(chǎn)生具 有速率為10.23Mcps、 12.276 Mcps、 15.345 Mcps或30.69 Mcps的二 進庫啵形(如BOC(5，1)、 BCS([l 1 1 1 1 1-1 1 1 1 1 l]， 1)、 BCS([l 1 1 1 1 1 1 1-1 1 1 1 1 1 1], 1)，各自的BOC(15，1))。本地代碼副本優(yōu)選包 括衛(wèi)星識別數(shù)據(jù)，諸如測距碼等。


將參考附圖對本發(fā)明的不同方面的優(yōu)選實施例進行說明，附圖包
括
圖1是用于調(diào)制載波的擴展波形的示意圖2是8PSK調(diào)制的相位圖3是示意第一接收機結(jié)構(gòu)的方框圖4是示意備選接收機結(jié)構(gòu)的方框圖5是用于圖4的接收機結(jié)構(gòu)的第一信號跟蹤配置的方框圖； 圖6是用于圖4的接收機結(jié)構(gòu)的第二信號跟蹤配置的方框圖。
具體實施例方式
參考圖1,將更具體地討論用于調(diào)制載波的擴展波形10的實例。 在該實施例中，擴展波形10通過將由BOC(ml,n)形成的第一二進制 波形12乘以第一系數(shù)a后與由BOC(m2, n)形成的第二二進制波形14 乘以第二系數(shù)b后相干疊加獲得。BOC(m2， n)波形優(yōu)選可由諸如BCS
等更普遍的二進帝ij波形替代，如BCS([1-1 1 1 1 1 1 1 1 1], 1)。如圖1 所示，擴展波形10是矩形。相同的代碼16被應(yīng)用于這兩個波形。換 句話說，第一波形12和第二波形14由單一二進制序列16根據(jù)下列 方程調(diào)制
<formula>formula see original document page 14</formula>其也可寫作
<formula>formula see original document page 14</formula>
這里，t表示時間變量，s(t)是產(chǎn)生的擴展波形10， w,(t)是第一二 進制波形12， W2(t)是第二二進制波形14， PRN(t)是二進制偽隨機噪 聲序列16， a和b是系數(shù)。在本說明中，我們采用二進制功能或序 列的值或者為+1、或者為-1的慣例。相應(yīng)地，在該慣例中兩個二進制 值的乘積對應(yīng)邏輯XOR (異OR)操作，或按其它慣例"模加2 (modulo-2-addition)"，這里二進制值為真或假，相應(yīng)為0或1。
在本實例中，第二二進制波形14的波形速率比第一二進制波形 12的波形速率高五倍。第一波形12的上升沿18和第二波形14的上 升沿19之間的時間偏移可被選在間隔[-丁2/2， TV2]中，這里，T2表示 第二二迸制波形14的周期的持續(xù)時間。在圖1中，偏移被設(shè)為0。
兩個二進制波形12、 14的相對振幅可被改變。在BOC(l, l)和 BOC(5， l)的情形下，增加BOC(5, l)相對BOC(l， l)的振幅會主要導(dǎo) 致BOC(l， l)的第五諧波的頻譜功率增加。在本實例中，第二二進制 波形14的振幅b被選為低于第一二進制波形12的振幅a，使得產(chǎn)生 的擴展波形10保持具有與第一二進制波形12較高的相似度。在該情 形下，用于單獨跟蹤第一二進制波形12的接收機通常能跟蹤包括第 一二進制波形12和第二二進制波形14的線性組合的擴展波形10。 通過適當(dāng)選擇相對振幅a、 b，該實例的擴展波形10因此保持與接收 機兼容，該接收機被設(shè)計用于具有第一波形12的波形速率的方波。 然而，要指出的是，復(fù)合擴展波形io增加的同步能力不能由接收機 訪問，該接收機不能用于兩種波形12、 14。擴展波形10的改進性能 可由rms-帶寬(rms: root mean square均方根)表示?？紤]至lj:<formula>formula see original document page 15</formula>
這里，DSP"f)與DSP^(f)分別為使用第一波形12與第二波形 14處理的信號頻譜。因此，組合的擴展波形10的rms-帶寬高于第一 波形12的rms-帶寬。
以上給出的擴展波形IO被用于載波的恒包絡(luò)調(diào)制。載波的非恒 包絡(luò)調(diào)制相對簡單，而恒包絡(luò)調(diào)制則較復(fù)雜，因為調(diào)制機制依賴于在 調(diào)制中要被傳遞的有用信道數(shù)目。
如C. Hegarty等在ION GPS (2004年6月)上的"Binary Coded Symbol Modulation for GNSS"文中所論述的那樣，僅一個具有4層 級復(fù)合副載波的信道的恒包絡(luò)調(diào)制可利用不平衡正交相移鍵控 (QPSK)結(jié)合一個同相波以及另一個正交波來實現(xiàn)，如下式
<formula>formula see original document page 15</formula>
這里，i表示虛數(shù)單位，t是時間變量，s(t)是產(chǎn)生的波，w"t) 是第一二進制波形，W2(t)是第二二進制波形，a和b是實系數(shù)，PRN(t) 是偽隨機二迸制序列。由此可得ls(t)l-VS^，其獨立于時間。
如果多于一個信道要被傳遞，就存在其它的解決方案。在該情形
下，兩個具有4級波形的實信號S,(t)和S2(t)要采用恒包絡(luò)調(diào)制來調(diào)制
到載波上，提出了以下解決方案，其中載波的同相分量由第一擴展波 形s,(t)調(diào)制，載波的正交分量由第二擴展波形S2(t)調(diào)制
<formula>formula see original document page 15</formula>
這里，w,(t)和W2(t)是二進制波形，t是時間變量，a,、 a2、 b,和 b2是實系數(shù)，而這里PRN,(t)和PRN2(t)是偽隨機二進制序列。產(chǎn)生 的復(fù)合調(diào)制波s(t)由下式給出<formula>formula see original document page 16</formula>
由此可得，s(t)的包絡(luò)隨時間不變，例如如果ai=a2i b產(chǎn)b2，則 Is(t)l 2(a卜b^)。
類似地，恒包絡(luò)調(diào)制也可使用三個實擴展波形被調(diào)制到載波上。 考慮到
這里，W,(t)、 W2(t)和W3(t)是二進制波形，a、 b和c是實系數(shù)，而
這里PRN,(t)、 PRN2(t)和PRN3(t)是偽隨機二進制序列。對a和b可以 假定a-cos(^)/2， b=cos(e2)/2。因此復(fù)合調(diào)制波s(t)可被寫成以下形 式
<formula>formula see original document page 16</formula>
這里IM(t)是相互調(diào)制的結(jié)果，由下式給出
由上式，對S(t)可推出下式 <formula>formula see original document page 16</formula>
參考圖2可得，如果PRN,(t)-PRN2(t)，則消去第二項，同相信 號像如箭頭22所示的w,(t)—樣震蕩；如果PRN,(t)=-PRN2(t)，則消 去第一項，同相信號像如箭頭21所示的W2(t)—樣震蕩。這對應(yīng)8相 鍵控調(diào)制(8PSK)，其在圖2的相位圖中由角e,和02表示。角e,和 92可以設(shè)置兩個二進制波形w,(t)和W2(t)之間的功率分布。和先前的 實例中一樣，復(fù)合調(diào)制s(t)具有恒包絡(luò)。 制的具體情形下，三個信號要被 傳遞， 一個信號載有L1開放服務(wù)(OS)的消息， 一個導(dǎo)頻信號用于 Ll開放服務(wù)，以及一個二進制信號用于公共管理服務(wù)(Public Regulated Service)。對兩個開放服務(wù)信號中的每一個，可以采用如上 所述的優(yōu)化擴頻信號。在以上的具有三個擴展波形的實例中描述了針 對該應(yīng)用的適合的恒包絡(luò)調(diào)制機制。
采用以下的符號
codeOSP (t)是用于開放服務(wù)的導(dǎo)頻擴展碼；
codeOSD (t)是開放服務(wù)的數(shù)據(jù)或消息擴展碼，并乘以消息；
w,(t)是1.023MHz的正弦方波；
w"t)是5.115MHz的正弦方波或更普遍的二進制方波； PRS(t)是公共管理服務(wù)信號。
產(chǎn)生的復(fù)合調(diào)制可被表示為.-
j(O = (corfe鵬(0 + code咖(/》cos9w, (0/ 2
+'' [P卿) (sine, + sine2)/2+W)l，
這里，相互調(diào)制結(jié)果IM(t)由下式給出
/A/ (0 = G). cw/e咖(0 - P卿).(sin 9廣sin e,) / 2 .
在接收機層，可設(shè)想采用各種實施方法以獲得并跟蹤如圖3-6中 所見的擴頻信號。圖3中所示的接收機結(jié)構(gòu)30可以產(chǎn)生用于調(diào)制載 波的擴展波形10的本地副本。到來的廣播信號302與擴展波形的本 地副本混頻首先，本地代碼副本304在第一混頻器306與到來的信 號302混頻；然后，未調(diào)制的擴展波形308的副本在第二混頻器310 與到來的信號302混頻。產(chǎn)生的信號312經(jīng)過某個時間段在集成階段 314被集成。計算到來的電磁波和擴展波形的本地副本之間的相關(guān)度。 相關(guān)結(jié)果316可被用在控制產(chǎn)生本地副本的反饋回路中。
數(shù)控振蕩器NCO向代碼產(chǎn)生器320以及兩個波形產(chǎn)生器322、 324提供時鐘信號318。代碼產(chǎn)生器320輸出本地代碼副本304，其 是用于調(diào)制信號的第一和第二波形的線性組合的二進制序列公知部 分的復(fù)制，該信號是要被接收的。例如，二進制序列可以是如GPS
或伽利略等全球?qū)Ш叫l(wèi)星系統(tǒng)的測距碼?；镜?，接收機包括存儲器， 二進制序列等可被存儲在存儲器中，或者用于再生二進制序列的算法 實現(xiàn)在存儲器中。將存儲的序列和算法結(jié)合也是可能的?；诖鎯Φ?br> 數(shù)據(jù)或通過執(zhí)行適當(dāng)?shù)乃惴ǎ镜卮a產(chǎn)生器320將二進制序列304 的本地副本作為電壓輸出。算法可以通過一個或多個線性反饋移位寄 存器(LFSR， linear feedback shift register)或其它適當(dāng)?shù)挠布韺崿F(xiàn)。 振蕩器信號318也被提供給第一波形產(chǎn)生器322以及第二波形產(chǎn) 生器324，它們分別再生第一和第二波形公知部分的本地復(fù)制，該第 一和第二波形被線性組合在要被接收的信號中。第一本地波形副本 326和第二本地波形副本328根據(jù)用于調(diào)制信號的組合機制在組合級 330被線性組合。組合級330的輸出在混頻器310中與到來的電磁波 混頻。線性組合可以選擇波形副本的相對振幅a、 b以及是否進行相 加或相減。
待檢測的信號通常相對擴展波形的本地副本有時間偏移；結(jié)果通 過集成與本地擴展波形混頻的到來信號，到來信號302和本地擴展波 形的相關(guān)度被計算。因此，相關(guān)結(jié)果316指示到來的信號和本地擴展 波形是否在時間上重疊。相關(guān)結(jié)果316也可被用作反饋回路的輸入， 該反饋回路對本地擴展波形相對內(nèi)部接收機時鐘的時間偏移起作用。 因此參考相關(guān)結(jié)果316，該時間偏移會被優(yōu)化。
在接收機結(jié)構(gòu)30中，用于本地擴展波形的量化層級數(shù)目是相關(guān) 的。量化層級的數(shù)目影響第一波形副本和第二波形副本的相對振幅， 因為它限制用于組合第一和第二波形副本的組合數(shù)目。在典型的衛(wèi)星 定位接收機中，集成前的級采用減少了量化層級數(shù)目的量化信號，用 以限制這些級的系統(tǒng)復(fù)雜性和功耗。圖4中所示的接收機結(jié)構(gòu)40示 出集成前如何解決量化問題的方式。
圖4中，代碼產(chǎn)生器420輸出本地代碼副本404,該本地代碼副 本404是二進制序列公知部分的復(fù)制。第一波形產(chǎn)生器422和第二波 形產(chǎn)生器424分別產(chǎn)生第一波形和第二波形公知部分的本地復(fù)制。在 該實施例中，到來的廣播信號402在第一相關(guān)分支中與本地代碼副本 404和第一波形副本426相關(guān)，在第二相關(guān)分支中與本地代碼副本404
和第二波形副本428相關(guān)。第一相關(guān)結(jié)果416和第二相關(guān)結(jié)果417然 后根據(jù)接收的擴頻信號被線性組合。從數(shù)學(xué)的觀點看，線性組合和相 關(guān)可以以任何次序進行，因為相關(guān)本身即是線性操作。然而在信號處 理結(jié)構(gòu)中，用于副本產(chǎn)生的量化層級數(shù)目現(xiàn)在可以在集成前的級中被 減少。如果第一和第二副本波形是二進制波形，兩個量化層級就足夠。 集成級后的量化層級數(shù)目通常高得多，其結(jié)果是量化對相關(guān)結(jié)果的相 對振幅的影響變得較不重要。相關(guān)結(jié)果可被送入一個或多個跟蹤環(huán)， 跟蹤環(huán)控制波形副本相對接收機時鐘的時間偏移，如下具體所示。
對在Ll頻帶中傳送的伽利略幵放服務(wù)而言，由于相對GPS M-信號具有優(yōu)良的跟蹤信能和優(yōu)良的頻譜分離，則包括BOC(l， l)與速 率為10.23Mcps、 15.345 Mcps或30.69 Mcps的二進制波形的線性組 合的擴展波形是優(yōu)選的。圖3和圖4中給出的接收機結(jié)構(gòu)參數(shù)可被具 體用于接收諸如全球定位信號等。例如，第一波形產(chǎn)生器產(chǎn)生 1.023MHz的方波，而第二波形產(chǎn)生器產(chǎn)生5J15MHz的方波。如果 能與GPS信號協(xié)作，根據(jù)圖4的接收機結(jié)構(gòu)可優(yōu)選為根據(jù)圖3的接 收機結(jié)構(gòu)。
圖5和圖6示出不同的信號跟蹤結(jié)構(gòu)，其可以實現(xiàn)于接收機中。 在圖5的結(jié)構(gòu)中，到來的廣播信號502乘以由本地載波產(chǎn)生器521產(chǎn) 生的本地載波503，用以消除到來的信號載波。產(chǎn)生的信號505然后 在第一相關(guān)分支550中與本地代碼副本504和第一波形副本相關(guān)。類 似地，在乘以本地載波后，到來的廣播信號502也可在第二相關(guān)分支 552中與本地代碼副本504和第二波形副本相關(guān)。兩個相關(guān)信號和它 們的線性組合被提供給包括相位鎖定環(huán)和延遲鎖定環(huán)的跟蹤環(huán)554。 反饋信號被送入第一相關(guān)器551、第二相關(guān)器553、代碼產(chǎn)生器520 以及本地載波產(chǎn)生器521。要了解到，該跟蹤結(jié)構(gòu)可提供本地波形副 本和廣播信號之間的同步。
圖6中，每個相關(guān)結(jié)果可被分別處理第一相關(guān)結(jié)果556被送入 相位鎖定環(huán)558中，而第二相關(guān)結(jié)果560被送入延遲鎖定環(huán)562中。 開關(guān)564被配置為可以組合第一和第二相關(guān)結(jié)果，該組合然后被送入 相位鎖定環(huán)558中。延遲鎖定環(huán)562的反饋信號可被送回到第一相關(guān)
器551和第二相關(guān)器553以及送到本地振蕩器，該本地振蕩器控制副 本產(chǎn)生。相位鎖定環(huán)558的反饋信號可被用于去除載波(未示出)。
本領(lǐng)域技術(shù)人員要了解到，導(dǎo)航信號接收機可以包括多于一個的 接收機結(jié)構(gòu)，如圖3到圖6所示。在這種接收機中，幾個本地代碼副 本、第一和第二波形副本可被分別并行產(chǎn)生，并相對本地時鐘信號具 有不同的延遲。然后對應(yīng)不同延遲的相關(guān)結(jié)果被送入跟蹤環(huán)中，其通 常能使對正確延遲的尋找變得更快更高效。
基于各種考慮，有時可以適當(dāng)調(diào)整接收機的處理帶寬，以單獨用 于較低的波形速率。在該情形下，僅第一波形可被獲得并處理。接收 機中的參考信號是第一波形的副本。該獲得技術(shù)更簡單且功耗更低。 一旦獲得第一波形，接收機就被切換到優(yōu)化處理模式，在該模式中將 獲得兩種波形。
權(quán)利要求
1、一種擴頻信號，包括至少一個擴展波形，所述擴展波形調(diào)制載波，其特征在于所述擴展波形包括具有第一波形速率的第一二進制波形與具有第二波形速率的第二二進制波形的實線性組合；所述第一波形速率不同于所述第二波形速率，且兩個所述波形速率都是非零的；所述線性組合由包括信號識別碼的至少一個二進制序列調(diào)制。
2、 如權(quán)利要求l所述的擴頻信號，其中所述第一波形和/或所 述第二波形是二進制偏移載波(BOC)波形或二進制編碼符號波形。
3、 如權(quán)利要求1或2所述的擴頻信號，其中所述第二波形速 率是所述第一波形速率的整數(shù)倍。
4、 如權(quán)利要求1到3中任意一項所述的擴頻信號，其中所述 二進制序列進一步包括信息數(shù)據(jù)。
5、 如權(quán)利要求1到4中任意一項所述的擴頻信號，其中所述 二進制序列包括具有特定碼片速率為Rc的碼片，所述第一波形速率 Fsc滿足Fsc=nvRc/2，其中m為整數(shù)。
6、 如權(quán)利要求1到5中任意一項所述的擴頻信號，所述載波具 有同相分量和正交分量，其中所述同相分量由第一擴展波形s,(t)調(diào)制，其形式為以及其中，所述正交分量由第二擴展波形S2(t)調(diào)制，其形式為 j2(f) = [a - w！ (0 4 w2 (')]. (/).其中，t是時間變量，a和b是實數(shù)且非零系數(shù)，w,(t)為具有第一波形速率的第一二進制波形，W2(t)為具有第二波形速率的第二二進制波形，所述第一波形速率不同于所述第二波形速率，PRN《t)是第一二 進制序列，以及PRN2(t)是第二二進制序列。
7、 如權(quán)利要求1到5中任意一項所述的擴頻信號，所述載波具 有同相分量和正交分量，其中所述同相分量由第一擴展波形s,(t)調(diào)制，其形式為j(f) = P斷(0- (cos9'w, (0+cos62. w2 (f))/2以及其中，所述正交分量由第二擴展波形S2(t)調(diào)制，其形式為= (sin 0' + sin 6丄/W， (f)' w) (f) / 2-戶/ (f). P/W: (f) /Wj(0 w3 (Z) (sin92 - sin 0,) / 2其中，t是時間變量，e,和02是實角，w,(t)為具有第一波形速率的第一二進制波形，W2(t)為具有第二波形速率的第二二進制波形，所述第 一波形速率不同于所述第二波形速率，W3(t)是第三二進制波形，PRN,(t)是第一二進制序列，PRN2(t)是第二二進制序列，以及PRN"t)是第三二進制序列。
8、 一種包括如權(quán)利要求1到7中任意一項所述的擴頻信號的導(dǎo) 航信號系統(tǒng)，其中所述第一波形是BOC(l,l)，以及所述第二波形 是具有速率為10.23Mcps、 12.276 Mcps、 15.345 Mcps或30.69 Mcps的二進制波形。
9、 如權(quán)利要求8所述的全球?qū)Ш叫l(wèi)星信號系統(tǒng)，其中所述二進制序列包括衛(wèi)星識別數(shù)據(jù)。
10、如權(quán)利要求8或9所述的全球?qū)Ш叫l(wèi)星信號系統(tǒng)，其中所述二進制序列進一步包括衛(wèi)星信息數(shù)據(jù)。
11、 一種用于產(chǎn)生如權(quán)利要求i到7中任意一項所述的擴頻信號的方法，包括利用擴展波形調(diào)制載波的步驟，其特征在于如下步驟 提供具有第一波形速率的第一波形以及具有第二波形速率的第二波形；所述第一波形速率不同于所述第二波形速率； 提供包括至少一個信號識別碼的二進制序列；形成所述第一波形和所述第二波形的線性組合，所述線性組合由 所述二進制序列調(diào)制，并利用產(chǎn)生的波形作為擴展波形以調(diào)制所述載 波。
12、 如權(quán)利要求ll所述的方法，其中所述第一波形和/或所述 第二波形是二進制偏移載波波形或二進制編碼符號波形。
13、 如權(quán)利要求11或12所述的方法，包括如下步驟利用第二 二進制序列調(diào)制所述第二波形，所述第二二進制序列不同于調(diào)制所述 波形的線性組合的二進制序列。
14、 一種用于接收如權(quán)利要求1到7中任意一項所述的擴頻信號 的方法，包括如下步驟產(chǎn)生所述二進制序列的本地代碼副本；產(chǎn)生所述第一波形的本地副本以及所述第二波形的本地副本；對到來的電磁波和所述第一波形的所述本地副本及所述本地代 碼副本進行第一相關(guān)；對到來的電磁波和所述第二波形的所述本地副本及所述本地代 碼副本進行第二相關(guān)；線性組合所述第一相關(guān)和所述第二相關(guān)。
15、 一種用于接收如權(quán)利要求1到7中任意一項所述的擴頻信號 的方法，包括如下步驟產(chǎn)生所述二進制序列的本地代碼副本；產(chǎn)生所述第一波形的本地副本以及所述第二波形的本地副本； 對所述第一波形的所述本地副本與所述第二波形的所述本地副本進行線性組合；對到來的電磁波與本地副本的和所述本地代碼副本的所述線性組合進行相關(guān)。
16、 一種用于獲得如權(quán)利要求1到7中任意一項所述的擴頻信號 的接收機，包括-用于產(chǎn)生所述二進制序列的本地代碼副本的模塊； 第一波形產(chǎn)生器，用于產(chǎn)生所述第一波形的本地副本； 第二波形產(chǎn)生器，用于產(chǎn)生所述第二波形的本地副本； 用于對到來的電磁波與所述第一波形的本地副本以及所述本地代碼副本進行相關(guān)以形成第一相關(guān)結(jié)果的模塊；用于對到來的電磁波與所述第二波形的本地副本以及所述本地代碼副本進行相關(guān)以形成第二相關(guān)結(jié)果的模塊；用于線性組合所述第一和第二相關(guān)結(jié)果的模塊。
17、 一種用于獲得如權(quán)利要求1到7中任意一項所述的擴頻信號 的接收機，包括用于產(chǎn)生所述二進制序列的本地代碼副本的模塊； 第一波形產(chǎn)生器，用于產(chǎn)生所述第一波形的本地副本； 第二波形產(chǎn)生器，用于產(chǎn)生所述第二波形的本地副本； 用于形成所述第一波形的所述本地副本與所述第二波形的所述本地副本線性組合的模塊；用于對到來的電磁波與所述本地副本以及所述本地代碼副本的所述線性組合進行相關(guān)的模塊。
18、 如權(quán)利要求16或17所述的接收機，包括用于跟蹤所述接收 的信號的跟蹤環(huán)。
19、 如權(quán)利要求18所述的接收機，其中所述跟蹤環(huán)包括延遲 鎖定環(huán)和/或相位鎖定環(huán)和/或頻率鎖定環(huán)。
20、 如權(quán)利要求19所述的接收機，其中所述跟蹤環(huán)包括延遲 鎖定環(huán)，所述延遲鎖定環(huán)能夠跟蹤所述第一波形；以及包括相位鎖定 環(huán)或頻率鎖定環(huán)，所述相位鎖定環(huán)或頻率鎖定環(huán)能夠跟蹤所述第二波 形。
21、 如權(quán)利要求19所述的接收機，其中所述跟蹤環(huán)包括延遲 鎖定環(huán)，所述延遲鎖定環(huán)能夠跟蹤所述第一波形或所述第二波形；以 及包括相位鎖定環(huán)或頻率鎖定環(huán)，所述相位鎖定環(huán)或頻率鎖定環(huán)能夠 跟蹤所述第一和第二波形的所述線性組合。
22、 一種包括如權(quán)利要求16到21中任意一項所述的接收機的全 球?qū)Ш叫l(wèi)星信號接收機，其中所述第一波形產(chǎn)生器能夠產(chǎn)生 BOC(l，l)波形，其中，所述第二波形產(chǎn)生器能夠產(chǎn)生具有速率為 10.23Mcps、 12.276 Mcps、 15.345 Mcps或30.69 Mcps的二進制波形， 以及其中，所述本地代碼副本包括衛(wèi)星識別數(shù)據(jù)。
全文摘要
擴頻信號包括擴展波，該擴展波調(diào)制載波并包括具有第一波形速率的第一波形和具有第二波形速率的第二波形的實線性組合，第一波形速率不同于第二波形速率，且兩個波形速率都是非零的。第一和第二波形的線性組合由包括信號識別碼的至少一個二進制序列調(diào)制。
文檔編號H04J13/00GK101112004SQ200680002323
公開日2008年1月23日 申請日期2006年1月12日 優(yōu)先權(quán)日2005年1月13日
發(fā)明者G·W·海因, J-A·阿維拉-羅德里格斯, J-L·伊斯勒, L·萊斯塔奎特, L·里斯 申請人:法國國家太空研究中心