專利名稱：用于使用增強的相位差值改進噪聲識別的方法和設備的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及信號檢測和處理中的噪聲識別(discrimination)。

背景技術(shù)：
圖1是使用有時被稱為頻率子帶(frequency sub-band)方法或幀疊加(frame-overlap-and-add)方法的傳統(tǒng)實時頻域信號處理系統(tǒng)10的框圖。該方法使用電路11來將輸入的采樣時間信號信息劃分為被稱為幀的多個數(shù)據(jù)塊。能夠從數(shù)字傳感器或其它處理系統(tǒng)直接提供、或能夠通過標準的模數(shù)轉(zhuǎn)換(A/D或ADC)方法(未示出)從模擬傳感器或處理系統(tǒng)提供采樣數(shù)據(jù)。這些幀可以是相鄰的或重疊(overlap)的。因為數(shù)據(jù)是時域數(shù)據(jù)的樣本，所以幀內(nèi)的所有樣本都不具有虛部，并且數(shù)據(jù)是嚴格的“實數(shù)”。如果被應用所需，則接下來這些數(shù)據(jù)幀可以在乘法電路13中乘以分析窗(analysiswindow)14a以減少由隨后的采樣時間數(shù)據(jù)至頻域的變換所引入的非自然信號(artifact)。隨后，窗幀(windowed frame)通過許多對于本領(lǐng)域普通技術(shù)人員來說是已知的這些變換(諸如，Hartley變換、小波變換等)中的任一種被變換至頻域。這些變換中最通用的是傅立葉變換。因為數(shù)據(jù)是被采樣的并且數(shù)字化的，所以DFT，或離散傅立葉變換，被用在這些情況下，優(yōu)選使用在電路16處所表示的被稱為快速傅立葉變換或FFT的這種變換的快速計算(fast-to-compute)形式之一。
盡管存在對分析窗(例如，漢明窗)的選擇，其將精確地重構(gòu)時域信號，而不增加合成窗(synthesis window)的復雜度和計算成本，但是為了實現(xiàn)改進的效率這些分析窗遭受準確度損害。通常，在信號通過疊加電路19被重構(gòu)之前(如圖1中示出的)，對單獨的合成窗14b應用乘法以克服這些損害，但增加了成本。
當在頻域中時，數(shù)據(jù)由包含“實”和“虛”部的復數(shù)所表示。這些復數(shù)(每一個用于變換的每個頻率“倉(bin)”)表示包含在幀的長度內(nèi)的時間間隔的范圍內(nèi)以及包含在“倉”的帶寬內(nèi)的頻率范圍內(nèi)所平均的(以及通過窗函數(shù)所加權(quán)的)時間輸入信號數(shù)據(jù)的幅度和相對相位角。這個輸入變換數(shù)據(jù)然后在電路17處被選擇的過程所處理以產(chǎn)生處理的頻域數(shù)據(jù)的輸出變換。
一旦數(shù)據(jù)被處理，接下來標準頻域方法就調(diào)用(call for)每幀所處理的數(shù)據(jù)的逆變換以產(chǎn)生一串所處理的時域“實數(shù)”數(shù)據(jù)幀。表示逆快速傅立葉變換(IFFT)處理的電路18執(zhí)行這個目的。如果合成窗14b被使用，則在電路13處通過將時域數(shù)據(jù)的輸出幀與所選擇的合成窗相乘來對其應用，否則，來自電路18的數(shù)據(jù)的輸出幀被直接傳送至電路19。可選地，在電路18處執(zhí)行逆傅立葉變換之前，合成窗的頻域表示(representation)能夠通過將來自信號處理17的輸出與所變換的合成窗進行卷積被應用到來自信號處理17的輸出端。隨后，通過電路19執(zhí)行所處理的實時數(shù)據(jù)幀的連接或疊加而再組合時域幀，以產(chǎn)生包含所處理信號信息的最終的數(shù)字化和采樣的時間輸出信號波形。當然，該采樣信號可以，并且經(jīng)常通過使用標準的數(shù)模轉(zhuǎn)換(D/A或DAC)方法(未示出)而被轉(zhuǎn)化為模擬信號，以便所處理的輸出信號能夠被用于許多應用中，例如，科學測量、電話技術(shù)、娛樂系統(tǒng)、通信系統(tǒng)等。
可選地，該過程能夠被應用于時域中，其中，例如，模擬的或數(shù)字化的輸入信號被通過一組帶通鑒頻濾波器(適當情況下是模擬的或數(shù)字的)。隨后，每個頻率濾波器的輸出被處理，接下來通過將所處理的信號相加在一起來合并所處理的信號以形成所處理的輸出信號。
圖2(a)示出傳統(tǒng)現(xiàn)有技術(shù)的波束形成系統(tǒng)的元件，這里傳感器系統(tǒng)21提供兩個或更多個輸入信號22，其對于關(guān)心的信號是時間對準的。為了實現(xiàn)最佳性能，這些傳感器信號對于所有信號都應當具有匹配的靈敏度。輸入傳感器信號22為如電路23處所示出的系統(tǒng)的矢量求和波束形成處理提供輸入數(shù)據(jù)。
盡管矢量求和處理23常被執(zhí)行為矢量平均，但是矢量平均僅是被標量數(shù)所除的矢量和，并且在下文中將僅被稱為矢量和。
考慮最簡單的波束形成傳感器系統(tǒng)之一，圖3中示出了兩元件(two-element)寬距(broadside)陣列30。該陣列的兩個傳感元件32和34位于X軸上。眾所周知，這種波束形成系統(tǒng)可以用傳統(tǒng)的信號延遲的方法來導向(steer)。尤其是，傳統(tǒng)的波束導向是通過以使輸入信號方向圖(signal pattern)在所需方向上被增強而在所不需的方向上被抑制的方式來改變輸入信號的相對相位來完成的。相變等效于時延-即，在每個頻率處的相變是固定的偏移量，并且頻率范圍內(nèi)的相變是線性的。然而，為了簡單，在本文中假定關(guān)心的信號源落在陣列的靈敏度軸I上-即，兩個傳感器的信號被適當?shù)貢r延，以便對于關(guān)心的有用信號是時間對準的。當傳感元件32和34是全向的，并且相隔半波長排開時(180電度)，如圖2(a)所示，兩元件寬距波束形成系統(tǒng)輸出與兩個傳感元件信號的矢量和直接成比例的信號。該輸出具有類似8形狀的靈敏度波束方向圖(beam pattern)-即，如具有圖3中示出的具有兩個靈敏度波瓣35和36的方向圖。這些波瓣在軸上(on-axis)方向最大，但在±90°的方位角方向(X軸方向上)為零。這些是傳感器信號之間的電相位差為±180°處的方向，因此，當一起求和時信號被抵消。生成的低靈敏度區(qū)域37和38被稱為“零位(null)”。
為了改進傳感器系統(tǒng)的指向性，通常意指將靈敏度的主波瓣的寬度變窄，其在圖3中為波瓣35或36(或兩者)。在傳統(tǒng)的波束形成系統(tǒng)中，將主靈敏度波瓣變窄是通過加入額外的傳感元件以擴大陣列來實現(xiàn)的，從而增加接收孔徑，其伴隨地降低波束寬度。然而，對于該方法存在以下代價，包括額外的傳感元件、關(guān)聯(lián)的放大器和A/D轉(zhuǎn)換器(在數(shù)字系統(tǒng)中)或濾波器(在模擬系統(tǒng)中)、用于處理所有傳感器信號所增加的計算成本、波束方向圖具有許多增加的旁瓣而變復雜的結(jié)果(其中，系統(tǒng)對所不需的信號源的靈敏度相對高(即，系統(tǒng)具有相對低的抗擾性))、傳感器陣列的大的物理尺寸、以及對于軸外信號的非一致頻率響應等。
由于這些原因，另一種被稱為“超分辨率”波束形成的方法已經(jīng)被使用，其中，所增加的孔徑是用額外的傳感元件來滿足的，但是這些元件被非均勻地隔開，并且生成的傳感器信號在幅度上是非均勻加權(quán)的。在這種系統(tǒng)(未示出)中，與具有均勻地隔開的傳感元件的相似波束形成系統(tǒng)相比，靈敏度的主瓣的寬度能夠變得更窄。然而，為了成功，超分辨率方法還需要大量傳感元件和關(guān)聯(lián)的電路，并且遭受顯著地增加的計算成本、高的旁瓣靈敏度、大的物理尺寸、以及非均勻的軸外頻率響應。
為了處理旁瓣拾取(pickup)的問題，另一種方法已經(jīng)被使用，其中，額外的波束形成器系統(tǒng)被用于相同的一組陣列傳感器信號。額外的波束形成器產(chǎn)生沿主波束形成器的旁瓣方向的靈敏度波束。然后，來自這些額外的波束形成器的輸出信號被定標(scale)，并且從來自主波束形成器的輸出信號中被減去，以部分地抵消主波束形成器的旁瓣。通常，盡管用這種方法可以降低旁瓣，但是折衷(tradeoff)包括較寬的主瓣、高的復雜度和成本，以及大量傳感器的保留。
然而，另一類傳統(tǒng)波束形成器是廣義旁瓣相消器(GSC)，其中，多傳感器系統(tǒng)與零陷(null-steering，零點生成)的方法相結(jié)合。在該技術(shù)中，朝向有用源的靈敏度被保持恒定，而一個或更多個零位被導向所檢測到的軸外噪聲源。這類波束形成系統(tǒng)的實例是為大家所熟知的Griffiths-Jim波束形成器和Frost波束形成器。在這類波束形成系統(tǒng)中，可以被無效(nulled)的離散噪聲源的數(shù)量等于獨立地可導向的零位的數(shù)目，并且獨立的可導向的零位的數(shù)目比傳感器的數(shù)目小1。因此，為了在存在許多噪聲源和這些噪聲源的多重反射的大部分現(xiàn)實環(huán)境中有效，傳感器的數(shù)目必須大，伴隨關(guān)聯(lián)的高的系統(tǒng)復雜度、大的計算能力的需求、以及高的成本。更進一步，因為零位是非常窄的，所以這些系統(tǒng)需要自適應電路技術(shù)以精確地將零位集中于噪聲源的方向上，并且這些自適應方法適應起來很慢，在自適應時間期間，允許相當數(shù)量的噪聲通過。
這些現(xiàn)有技術(shù)系統(tǒng)的一個共同的特性是由這些方法所產(chǎn)生的一個或多個零位是相當窄的。因為更多個傳感元件被并入，所以更多個零位被產(chǎn)生，并且眾多生成的零位更窄。


發(fā)明內(nèi)容
根據(jù)本發(fā)明的一方面，提供了一種用于在一種系統(tǒng)中改進噪聲識別的方法，該系統(tǒng)具有多個傳感器，每個傳感器都響應于信號激勵而生成可由具有相位分量和幅度分量的輸入矢量表示的傳感器輸入信號，其中，多個傳感器被設置為具有軸上方向。該方法包括從至少兩個輸入矢量生成輸入相位差值，增強作為相對于軸上方向的信號激勵的位置的函數(shù)的輸入相位差值，生成對應于兩個輸入矢量的兩個輸出矢量，其中，這兩個輸出矢量具有基于所增強的輸入相位差值的相位差，以及合并這兩個輸出矢量。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供了一種用于在一種系統(tǒng)中改進噪聲識別的方法，該系統(tǒng)具有多個傳感器，每個傳感器都響應于信號激勵而生成可由具有相位分量和幅度分量的輸入矢量表示的傳感器輸入信號，其中，多個傳感器被設置為具有軸上方向。該方法包括生成作為來自兩個輸入矢量的相位差的函數(shù)的衰減系數(shù)，合并這兩個輸入矢量以獲得輸出矢量，以及用衰減系數(shù)衰減該輸出矢量。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供了一種用于在一種系統(tǒng)中改進噪聲識別的方法，該系統(tǒng)具有多個傳感器，每個傳感器都生成可由具有相位分量和幅度分量的輸入矢量表示的輸入信號，其中，多個傳感器被設置為具有軸上方向。該方法包括使用第一對傳感器以獲得與相對于軸上方向的信號輸入源的到達角度的粗測量相對應的粗矢量相位差，使用第二對傳感器以獲得與信號輸入源的到達角度的精測量相對應的精矢量相位差，從粗矢量相位差和精矢量相位差生成輸入相位差值，增強作為到達角度的函數(shù)的該輸入相位差值以生成輸出相位差值，生成具有基于該輸出相位差值的相位差的第一和第二輸出矢量，以及合并該第一和第二輸出矢量。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供了一種用于在一種系統(tǒng)中改進噪聲識別的方法，該系統(tǒng)具有多個傳感器，每個傳感器都生成可由具有相位分量和幅度分量的輸入矢量表示的輸入信號，其中，多個傳感器被設置為具有軸上方向。該方法包括使用第一對傳感器以獲得與相對于軸上方向的信號輸入源的到達角度的粗測量相對應的粗矢量相位差，使用第二對傳感器以獲得與信號輸入源的到達角度的精測量相對應的精矢量相位差，生成作為該粗矢量相位差和精矢量相位差的函數(shù)的衰減系數(shù)，合并與第二對傳感器相對應的輸入矢量以獲得輸出矢量，以及用衰減系數(shù)衰減該輸出矢量。
根據(jù)本發(fā)明的又一方面，提供了一種用于增強來自第一和第二對傳感器的區(qū)域靈敏度噪聲識別的方法，其中，每個傳感器都生成可由具有幅度和相位的輸入矢量表示的傳感器輸入信號。該方法包括將第一處理應用于第一對傳感器以獲得與第一區(qū)域中的靈敏度相對應的第一輸出，將第二處理應用于第二對傳感器以獲得與第二區(qū)域中的靈敏度相對應的第二輸出，以及合并該第一和第二輸出。第一處理包括增強與來自第一對傳感器中的第一和第二傳感器的信號之間的相位差相對應的輸入相位差值。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供了一種用于增強來自第一和第二對傳感器的區(qū)域靈敏度噪聲識別的方法，其中，每個傳感器都生成可由具有幅度和相位的輸入矢量表示的傳感器輸入信號。該方法包括將第一處理應用于第一對傳感器以獲得與第一區(qū)域中的靈敏度相對應的第一輸出，將第二處理應用于第二對傳感器以獲得與第二區(qū)域中的靈敏度相對應的第二輸出，以及合并該第一和第二輸出。第一處理包括使用作為該第一和第二輸入矢量之間的相位差的函數(shù)的衰減系數(shù)來衰減通過合并與來自第一對傳感器的第一和第二傳感器的信號相對應的第一和第二輸入矢量所獲得的輸出矢量。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供了一種用于適應(accommodate)傳感器陣列系統(tǒng)中的裝置和/或信號不匹配的方法，該傳感器陣列系統(tǒng)包括生成可在至少一個頻率處由每個都具有相位分量和幅度分量的第一和第二輸入矢量表示的第一和第二輸入信號的第一和第二傳感器。該方法包括在至少一個頻率處使用第一和第二輸入矢量的幅度以獲得相應的第一和第二數(shù)學上平均匹配的矢量。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供了一種使用每個都產(chǎn)生可由具有相位和幅度分量的輸入矢量表示的傳感器輸入信號的多個傳感器的波束形成器。該波束形成器包括用于接收傳感器輸入信號并由此生成合并信號的合并電路、用于接收傳感器輸入信號并由此生成第一差分信號的第一差分電路、用于接收差分信號并由此生成濾波信號的自適應濾波器、用于接收濾波信號和合并信號的延遲形式并由此生成輸出信號的第二差分電路、以及用于增強來自多個傳感器的表示傳感器輸入信號的輸入矢量相位差的相位差增強電路。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供了一種使用每個都產(chǎn)生可由具有相位和幅度分量的輸入矢量表示的傳感器輸入信號的多個傳感器的波束形成器，其中，該波束形成器包括用于接收傳感器輸入信號并由此生成合并信號的合并電路、用于接收傳感器輸入信號并由此生成第一差分信號的第一差分電路、用于接收差分信號并由此生成濾波信號的自適應濾波器、用于接收濾波信號和合并信號的延遲形式并由此生成輸出信號的第二差分電路、以及用于接收至少一個信號并修改該信號以產(chǎn)生作為來自多個傳感器的輸入信號的相位差的函數(shù)的修改(modified)信號的相位差響應電路。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供了一種使用每個都產(chǎn)生可由具有相位和幅度分量的輸入矢量表示的傳感器輸入信號的多個傳感器的波束形成器。該波束形成器包括用于接收傳感器輸入信號并由此生成處理信號的處理電路、其中，該處理電路包括用于增強表示來自多個傳感器的傳感器輸入信號的輸入矢量相位差的第一相位差增強電路、用于接收傳感器輸入信號并由此生成第一差分信號的第一差分電路、用于接收差分信號并由此生成濾波信號的自適應濾波器、用于接收濾波信號和處理信號的延遲形式并由此生成輸出信號的第二差分電路、以及用于增強表示來自多個傳感器的傳感器輸入信號的輸入矢量相位差的第二相位差增強電路。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供了一種用于時域處理來自多個傳感器的信號的方法。該方法包括從多個傳感器獲得多個相應的輸入信號，將輸入信號應用于一組帶通鑒頻濾波器以由此獲得來自每個濾波器的濾波信號，從濾波信號生成相位角差值，使用作為相位角差值的函數(shù)的衰減系數(shù)來衰減多個輸入信號中的每一個，以及合并多個衰減的輸入信號。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供了一種用于時域處理來自多個傳感器的信號的方法，其中，該方法包括從多個傳感器獲得每個都可由具有相位和幅度分量的輸入矢量表示的多個相應輸入信號，將輸入信號應用于一組帶通鑒頻濾波器以由此獲得來自每個濾波器的、與每個傳感器相對應的濾波信號，為每個濾波器生成表示來自那個濾波器的多個濾波信號之間的相位角差的瞬時相位角差值，使用作為與那個濾波器相關(guān)聯(lián)的瞬時相位角差值的函數(shù)的增強值來增強每個濾波信號的相位分量以由此獲得增強的輸出信號，以及合并所增強的輸出信號。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供了一種拾取(pickup)裝置，其包括響應于信號激勵，分別生成第一和第二傳感器輸入信號的至少第一和第二傳感器，其中，該第一和第二輸入信號可由每個都具有相位分量和幅度分量的第一和第二輸入矢量表示。該拾取裝置還包括適合于下述的至少一個電路從第一和第二傳感器輸入矢量生成輸入相位差值；增強作為相對于至少第一和第二傳感器軸上方向的信號激勵的位置的函數(shù)的輸入相位差值；生成對應于第一和第二輸入矢量的兩個輸出矢量，其中，這兩個輸出矢量具有基于所增強的輸入相位差值的相位差；以及合并這兩個輸出矢量。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供了一種用于改進在可由每個都具有相位分量和幅度分量的第一和第二輸入矢量表示的至少第一和第二輸入信號中的噪聲識別的系統(tǒng)。該系統(tǒng)包括適合于生成作為第一和第二輸入矢量的相位差的函數(shù)的衰減系數(shù)的第一電路、用于將第一和第二輸入矢量合并為輸出矢量的合并器、以及用于通過衰減系數(shù)衰減輸出矢量的衰減電路。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供了一種用于改進噪聲識別的裝置。該裝置包括設置為具有軸上方向的第一和第二對傳感器，其中，每個傳感器都生成可由具有相位分量和幅度分量的輸入矢量表示的輸入信號。該裝置還包括適合于下述的至少一個電路從第一對傳感器生成與相對于軸上方向的信號輸入源的到達角度的粗測量相對應的粗矢量相位差；從第二對傳感器生成與信號輸入源的到達角度的精測量相對應的精矢量相位差；生成來自粗矢量相位差和精矢量相位差的輸入相位差值； 增強作為到達角度的函數(shù)的輸入相位差值以生成輸出相位差值；基于輸出相位差值生成具有相位差的第一和第二輸出矢量；以及合并第一和第二輸出矢量。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供了一種用于改進噪聲識別的裝置，其中，該裝置包括設置為具有軸上方向的第一和第二對傳感器，每個傳感器都生成可由具有相位分量和幅度分量的輸入矢量表示的輸入信號。該裝置還包括適合于下述的至少一個電路從第一對傳感器生成與相對于軸上方向的信號輸入源的到達角度的粗測量相對應的粗矢量相位差；從第二對傳感器生成與信號輸入源的到達角度的精測量相對應的精矢量相位差；生成作為粗矢量相位差和精矢量相位差的函數(shù)的衰減系數(shù)；合并與第二對傳感器相對應的輸入矢量以獲得輸出矢量；以及用衰減系數(shù)衰減該輸出矢量。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供了一種顯示出增強的區(qū)域靈敏度噪聲識別的系統(tǒng)。該系統(tǒng)包括第一和第二對傳感器，其中，每個傳感器都生成可由具有幅度和相位的輸入矢量表示的傳感器輸入信號，適合于下述的至少一個電路將第一處理應用于第一對傳感器以獲得與第一區(qū)域中的靈敏度相對應的第一輸出；將第二處理應用于第二對傳感器以獲得與第二區(qū)域中的靈敏度相對應的第二輸出；以及合并第一和第二輸出。第一處理包括增強與來自第一對傳感器中的第一和第二傳感器的信號之間的相位差相對應的輸入相位差值。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供了一種顯示出增強的區(qū)域靈敏度噪聲識別的系統(tǒng)。該系統(tǒng)包括第一和第二對傳感器，其中，每個傳感器都生成可由具有幅度和相位的輸入矢量表示的傳感器輸入信號，以及適合于下述的至少一個電路將第一處理應用于第一對傳感器以獲得與第一區(qū)域中的靈敏度相對應的第一輸出；將第二處理應用于第二對傳感器以獲得與第二區(qū)域中的靈敏度相對應的第二輸出；以及合并第一和第二輸出。該第一處理包括使用作為第一和第二輸入矢量之間的相位差的函數(shù)的衰減系數(shù)來衰減通過合并與來自第一對傳感器的第一和第二傳感器的信號相對應的第一和第二輸入矢量所獲得的輸出矢量。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供了一種靈敏度匹配電路，其適合于適應傳感器陣列系統(tǒng)中的裝置和/或信號不匹配，該傳感器陣列系統(tǒng)包括生成可在至少一個頻率處由每個都具有相位分量和幅度分量的第一和第二輸入矢量表示的第一和第二輸入信號的第一和第二傳感器。該靈敏度匹配電路包括適合于使用第一和第二輸入矢量的幅度以獲得相應的第一和第二數(shù)學上平均匹配的矢量的一個或更多個電路。



通過結(jié)合附圖閱讀本說明書，本發(fā)明的許多優(yōu)點對于本領(lǐng)域的那些技術(shù)人員來說將是顯而易見的，其中，相似的標號應用于相似的元件，以及其中 圖1是使用有時被稱為頻率子帶方法或幀疊加方法的傳統(tǒng)實時頻域信號處理系統(tǒng)10的框圖； 圖2A是示出傳統(tǒng)波束形成系統(tǒng)的元件的框圖，其中傳感器系統(tǒng)21提供對于關(guān)心的信號是時間對準的兩個或更多個輸入信號22； 圖2B是示出發(fā)明的系統(tǒng)的元件的框圖，其中相位增強處理24被設置在傳感器信號的拾取和波束形成處理之間； 圖2C是示出位于圖2中描述的相位增強電路之前的信號靈敏度匹配電路的發(fā)明使用的框圖； 圖3是由兩元件寬距陣列組成的傳統(tǒng)波束形成傳感器系統(tǒng)的示意圖； 圖4是隱藏于本發(fā)明一方面之后的原理描述，其中，兩個傳感元件A和B被示出沿寬距陣列配置40中的線X設置，軸外噪聲源N被示出在遠離最大靈敏度的軸I的物理方位到達角φN處； 圖5是示出實現(xiàn)本發(fā)明一方面的流程圖； 圖6A和圖6B是描繪應用發(fā)明的某些公式以增強兩個輸入信號矢量之間的角相位差的效果的曲線圖； 圖7A～圖7F是示出在合并輸入信號過程中所涉及的某些發(fā)明原理的矢量圖； 圖8A是使用間隔7-cm的兩個心形擴音傳感元件的傳統(tǒng)波束形成系統(tǒng)的性能的圖例； 圖8B是根據(jù)本發(fā)明使用與圖8A的擴音陣列相同的擴音陣列、以及由具有1000Hz處銳度(sharpness)值SD為10的等式1所給出的擴展函數(shù)的系統(tǒng)性能的圖例； 圖8C是示出1000Hz處用于傳統(tǒng)波束形成系統(tǒng)的波形的圖例，該系統(tǒng)中額外元件已經(jīng)被增加以使主靈敏度波瓣的FWHM(最大值一半處的全寬度-測量波束寬度的標準方法)等于如圖8B所描述的相同條件下、使用對于總孔徑(陣列)尺寸超過85-cm的所有都以7-cm間隔的13個傳感元件所實現(xiàn)的(假定容易獲得6-mm直徑駐極體擴音元件)新系統(tǒng)的FWHM； 圖8D是根據(jù)本發(fā)明的方法提供1000Hz波束方向圖的圖例； 圖8E示出當銳度參數(shù)S被增加至值20時，由新系統(tǒng)所產(chǎn)生的1000Hz的波束方向圖； 圖9是如在根據(jù)本發(fā)明的波束形成系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)內(nèi)所實現(xiàn)的信號靈敏度匹配系統(tǒng)的流程圖； 圖10是示出當信號幅度被匹配時形成等腰三角形的輸入信號矢量A和B的矢量圖； 圖11是示出根據(jù)本發(fā)明直接利用信號衰減特性來取代首先計算擴展的相位矢量A’和B’的計算上更有效的方法的框圖； 圖12是示出衰減比如何能夠用于提供另一種實現(xiàn)發(fā)明的降噪方法的方式的流程圖； 圖13是使用根據(jù)本發(fā)明的等式4、和等式1的相位增強函數(shù)所產(chǎn)生的衰減值的曲線圖； 圖14是用于根據(jù)本發(fā)明實現(xiàn)降噪的計算上有效的方法的流程圖； 圖15是能夠用于根據(jù)本發(fā)明的波束形成降噪系統(tǒng)的某些典型衰減函數(shù)的曲線圖以及這些典型衰減函數(shù)的定義等式； 圖16是示出用于將新方法延伸至大于兩個元件的線性寬距陣列的新方法、用于分辨由較大傳感器間隔所產(chǎn)生的輸入信號電相位差模糊(ambiguity)的方法的示意圖； 圖17A和17B是用于產(chǎn)生根據(jù)本發(fā)明的范圍靈敏波束方向圖的兩種方法的示意圖； 圖18A～圖18C是用于根據(jù)本發(fā)明產(chǎn)生“筆形”波束-即，具有降低的方位角(寬度)和降低的仰角(高度)廣度的三種不同方法的示意圖； 圖19A是現(xiàn)有技術(shù)的兩元件降噪系統(tǒng)的示意圖；以及 圖19B和圖19C是示出Griffiths-Jim波束形成器裝置中的相位增強處理的發(fā)明使用的示意圖。

具體實施例方式 根據(jù)本發(fā)明的一方面，公開了一種基于增強波束形成系統(tǒng)性能的新方法。作為通常的目的，本發(fā)明的一方面基于增強或放大由這種波束形成系統(tǒng)所產(chǎn)生的波束方向圖的零位(null)的原理來操作。
根據(jù)本發(fā)明的一方面，新方法將加寬零位-即，圖3中的區(qū)域37和38-而不是將波束形成系統(tǒng)的主瓣35和36變窄。該方法改進了指向性，但是通過唯一的且有利的設備和方法。通過使用發(fā)明的方法來加寬零位，改進的指向性被實現(xiàn)而不增加傳感元件、關(guān)聯(lián)的放大器和A/D轉(zhuǎn)換器(數(shù)字系統(tǒng)中)或濾波器(模擬系統(tǒng)中)的數(shù)目，具有降低的用于處理傳感器信號的計算成本，具有波束方向圖簡單而不增加旁瓣及其對于所不期望的噪聲信號源的所增加的靈敏度的結(jié)果，具有傳感器陣列的小的物理尺寸，具有低的系統(tǒng)硬件成本，不具有長的自適應時間，以及具有為軸外信號產(chǎn)生均勻頻率響應的增加的能力等好處。將意識到，雖然為了簡化，以下描述將論述發(fā)明的兩傳感器的實現(xiàn)，但是相同的技術(shù)可以擴展至一、二、以及三維排列中具有大于二的數(shù)目的陣列。
如圖2(b)所示，在本發(fā)明的一方面中，相位增強處理24被設置于傳感器信號21的獲取(acquisition)和波束形成處理23之間。相位增強處理24產(chǎn)生相位增強的信號25，其然后被用作波束形成處理23的輸入信號。
圖4中示出了本發(fā)明一方面背后隱藏的原理，示出沿寬距陣列配置40中的線X所設置的兩個傳感元件A和B，以及位于遠離最大靈敏度的軸I的物理方位到達角φN處的軸外噪聲源N。因為存在用于該系統(tǒng)的兩個輸入信號，每個輸入信號均來自于傳感元件A和B中的每一個，兩個傅立葉輸入信號變換可用于該處理。每個變換均由數(shù)據(jù)的許多頻率“倉”組成，并且倉中的每個數(shù)據(jù)值都是復數(shù)Z，其中， Z＝Mcosθ+iMsinθ 包含關(guān)于在特定時間間隔(即，特定幀)期間每個信號的幅度(M)和相關(guān)信號相位(θ)的信息。
在幀內(nèi)，例如，對于輸入信號A，其輸入傅立葉變換的第n個倉中的值是 ZA(n)＝MA(n)cosθA(n)+iMA(n)sinθA(n) 其中，MA(n)是用于由頻率倉n所表示的頻率的輸入信號A的平均幅度，其中，θA(n)是用于由相同頻率倉n所表示的頻率的輸入信號A的平均相關(guān)信號相位。信號相位通常被稱為信號的“電相位”。類似地，對于輸入信號B，其輸入傅立葉變換的第n個倉中的值是 ZB(n)＝MB(n)cosθB(n)+iMB(n)sinθB(n) 其中，MB(n)是用于由頻率倉n所表示的頻率的輸入信號B的平均幅度，其中，θB(n)是用于由頻率倉n所表示的頻率的輸入信號B的平均相關(guān)信號相位。因此，對于與倉對應的每個頻率，存在可用于處理的允許兩個相關(guān)輸入信號相位角值(即θA(n)和θB(n))的計算的兩個復數(shù)。
此后，為了簡化，將假定基于逐倉(bin-by-bin)地執(zhí)行每個計算，并且將略去頻率倉索引n。
圖5是示出實現(xiàn)本發(fā)明一方面的流程圖。在51a和51b處，獲得來自傳感器A和B的信號的幅度和相位信息。對于每個倉對(binpair)，在52處計算兩個相關(guān)輸入信號電相位角值之間的差。換句話說 ΔθI＝θA-θB或，可選地，ΔθI＝θB-θA 其中，θA或θB是由輸入信號的虛部除以輸入信號的實部的比的反正切，ΔθI是對于每個頻率倉對的兩個輸入信號A和B之間的信號電相位角差。
盡管上述示出的數(shù)學方法在理論上是正確的，但是在實際(真實世界)系統(tǒng)中，反正切函數(shù)通常生成被限制于區(qū)間-π≤Δθ＜π的相關(guān)相位值。因此，當計算輸入信號相位差角度值ΔθI時，所計算的結(jié)果是在區(qū)間-2π≤Δθ＜2π上的。盡管這個值能夠被直接用于完成發(fā)明的處理，但是由于數(shù)學的原因，如果該值位于區(qū)間-π≤Δθ＜π，則常常更方便。通過在該值小于-π時增加2π和在該值大于π時減去2π的處理，所計算的輸入信號相位差角度值ΔθI能夠被“再約束(re-wrapped)”以落在所期望的區(qū)間。當該值已經(jīng)落在區(qū)間-π≤Δθ＜π時不進行改變。在這個計算之后，ΔθI的生成值落在所期望的區(qū)間-π≤Δθ＜π。
在再約束生成的相位差值之后，生成表示兩個傳感器信號之間的輸入信號相位差值的輸入電相位差數(shù)。在理論上，因為關(guān)心的信號落在陣列系統(tǒng)40的傳感(sensing)軸I上，換句話說，因為表示有用信號的信號A和B的部分是時間對準的，所以將不存在對于那個信號的相位差，并且相位差數(shù)應當為零。然而，對于從所不期望的軸外“噪聲”源N到達的信號，將存在電相位差，并且相位差數(shù)是到達方位角φN的函數(shù)。
參考圖4，將理解以下應用 其中，f是用于頻率倉的中心頻率，s是傳感元件之間的物理間距，D是從傳感器陣列的中心至噪聲源N的距離，c是信號的傳播速度(在本文中，其是聲音在空氣中的速度)，以及φN是來自噪聲源N的信號的到達方位角。
如果D＞＞s，換句話說，如果噪聲源N位于離陣列相當遠的距離處，則電相位差數(shù)簡化為 通過使本發(fā)明的系統(tǒng)“認為”大多數(shù)軸外噪聲信號的到達是來自于接近±90°方位角的源，使得這些信號進入零位，并且然后這些信號被隨后的信號矢量求和的波束形成處理大大地衰減。根據(jù)本發(fā)明的一方面，這是通過在圖5中53處使用恰當?shù)臄U展(expansion)函數(shù)將所測量的輸入電相位差數(shù)ΔθI向±180°擴展。
將理解的是，矢量求和包括通過首先反轉(zhuǎn)提供給求和電路的信號的求和與不通過首先反轉(zhuǎn)提供給求和電路的信號的求和。通常，寬距陣列波束形成不利用信號反轉(zhuǎn)，而端射(end-fire)陣列波束形成利用信號反轉(zhuǎn)。這兩類波束形成系統(tǒng)被預期在該發(fā)明的范圍內(nèi)。
另外，為了該發(fā)明的目的，相位增強包括如上所述的使用擴展函數(shù)的相位擴展和如下面將被描述的相位壓縮。相位擴展應用于許多陣列系統(tǒng)中，例如，用于將主靈敏度波瓣變窄的寬距波束形成器?？蛇x地，在諸如許多端射陣列系統(tǒng)的信號差分陣列系統(tǒng)中，需要相位壓縮以將主靈敏度波瓣變窄。然而，相反地，存在零位將被變窄的應用，并且在這些系統(tǒng)中，相位擴展和相位壓縮也是所預期的。例如，這在下面參考GSC波束形成系統(tǒng)進行論述。
現(xiàn)在考慮求和被執(zhí)行而不需要反轉(zhuǎn)的情況，許多函數(shù)可以被用于擴展輸入電相位差數(shù)。在該發(fā)明的一個實施例中，其中，所需的聲音信號源是時間對準的，使得由傳感元件所產(chǎn)生的電信號是同相的，所有可用擴展函數(shù)將具有一個共同特性它們將不改變0°處的相位差，因為具有該差的信號最可能來自于期望的源，并且不應當被衰減。然而，當輸入信號之間的電相位差增加(加或減)遠離0°時，存在信號對源自所不需的軸外噪聲源的漸增的可能性。因此，例如，在兩個信號在波束形成處理中被合并之前，45°的電相位差能夠被擴展至例如80°。這種擴展將降低輸出信號的幅度，因為兩個信號在波束形成處理中被求和，并且這兩個信號在擴展之后將是更異相的。當輸入相位角差增加時，所擴展的輸出差越來越向±180°移動。因此，例如，在這兩個信號在波束形成處理中被合并之前，90°的電相位差能夠被擴展至179°，對于這些信號幾乎引起完全衰減。
通過應用具有剛才描述的特性的適當?shù)臄U展函數(shù)來實現(xiàn)擴展輸入電相位角差數(shù)ΔθI以產(chǎn)生擴展的輸出信號相位角差數(shù)ΔθO。一個這種函數(shù)是 其中，角度ΔθI和ΔθO是用弧度來表示的，并且S是控制生成的靈敏度波束的窄度(narrowness)或銳度(sharpness)的參數(shù)，1＜S≤∞。
圖6(a)是描繪應用該公式以增強這兩個輸入信號矢量之間的角相位差的效果的曲線圖。該輸入電相位差數(shù)ΔθI被繪制在縱坐標或橫軸上，而擴展的電相位角差數(shù)ΔθO被繪制在橫坐標或縱軸上。
當不存在擴展時，例如，當上述等式中的銳度參數(shù)S被設置為等于1時，輸出信號相位角差數(shù)ΔθO等于輸入信號相位角差數(shù)ΔθI-即，ΔθO＝ΔθI-并且該系統(tǒng)象傳統(tǒng)波束形成系統(tǒng)一樣工作。該狀態(tài)由圖6(a)中的斜曲線60示出。
然而，對于較大的S值，相位差被擴展，并且實現(xiàn)了靈敏度波束方向圖的相稱的改進。圖6(a)中示出的曲線62示出了由將等式1中的銳度參數(shù)S設置為等于10的值所產(chǎn)生的擴展曲線。注意到，曲線通過點0，0，使得對從主靈敏度軸上的期望的源位置到達的信號不產(chǎn)生變化。對于從遠離主靈敏度軸的方位角所到達的信號，輸入電相位角差數(shù)ΔθI具有非零值，并且當擴展被實現(xiàn)與曲線62-64相稱時，生成的增強的輸出電相位角差數(shù)ΔθO由此遠離原始輸入電相位角差值并向±180電度改變。
曲線63和64分別示出對于S值為5和20的等式1的相位擴展特性。因此，對于這個等式，當銳度值被增加時，相位增強增加。這提供了一種用于在具體應用中設置生成的波束寬度以根據(jù)那個應用的需要來排除軸外噪聲信號的拾取的方法。然而，還提供了一種控制作為任何其他參數(shù)的函數(shù)的所生成的波束特性的方法，例如，通過改變作為頻率的函數(shù)的參數(shù)S的值來頻率補償對軸外信號的系統(tǒng)靈敏度，以產(chǎn)生跨越所有頻率的恒定寬度的波束?？蛇x地，銳度參數(shù)S可以被實時改變以提供實時的波束控制。
在這個時候比較傳統(tǒng)波束導向系統(tǒng)的行為是有益的。應該記得，在這種系統(tǒng)中通過以使輸入信號的方向圖在有用方向上被加強而在無用方向上被抑制的方式來改變輸入信號的相對相位以實現(xiàn)波束導向。相變等效于時延-即，在每個頻率處的相變是固定的偏移量，并且頻率范圍內(nèi)的相變是線性的。因為不同于在目前所要求的發(fā)明中，在傳統(tǒng)波束導向系統(tǒng)中不存在相位增強(即，在這種系統(tǒng)中的“S”，如果用本發(fā)明的語言所表示，將具有1的值)，圖6a中的傳統(tǒng)波束導向系統(tǒng)曲線將呈現(xiàn)為平行于線60的直線，并且不通過點0，0。該線在圖6a中的69處被標明。
圖6(b)示出額外增強函數(shù)和對于每一個增強函數(shù)生成的增強曲線的實例。如由65和66所標注的曲線所舉例說明的，相位不需要在遠離點0，0的每個值處被擴展。對于這些曲線，在靠近0，0的有限范圍內(nèi)存在壓縮，但相位擴展發(fā)生在更遠的輸入差值處。67所標注的曲線表明擴展還可以被限制于靠近點0，0處的輸入電相位差數(shù)，而在靠近±180度處對輸入相位差值不發(fā)生擴展或者甚至發(fā)生壓縮。
該論述僅提出了少許可能的增強公式和曲線的實例，但并不規(guī)定為限制。包括點0，0的公式和通過點0，0并且在其他點處擴展相位差(換句話說，增加相位差)的曲線符合本發(fā)明的一方面。在某些其他所選點處保持恒定相位差，并且在其他點處擴展相位差的公式和曲線符合本發(fā)明的另一方面。根據(jù)本發(fā)明的另一方面，擴展僅被應用于某些輸入相位角差數(shù)值ΔθI。實際上，相位擴展在較大或較小程度上將很可能被應用于大部分值，盡管將認識到，不存在擴展被應用于值的大部分或甚至相當大部分的需求。更進一步，在某些應用中，可以使用離散值的查找表，而不是通過使用連續(xù)函數(shù)或曲線來應用相位增強，以及當術(shù)語相位增強被用于一般意義時，將意識到，相位差的壓縮或降低被包括在本文中被稱為相位增強的一般概念中。
如從上述等式1可見，輸入相位角差數(shù)ΔθI的符號與其幅度被分開使用。因為幅度從來不取負值，可以使用在區(qū)間0≤|ΔθI|≤π的范圍內(nèi)有效的函數(shù)來擴展再約束的輸入相位角差數(shù)的幅度，然后，該幅度和輸入相位角差ΔθI的符號合并以產(chǎn)生輸出電相位角差數(shù)ΔθO?？蛇x地，能夠使用在區(qū)間-2π≤ΔθI(未被約束的)≤2π的范圍內(nèi)重復的函數(shù)來擴展未被約束的輸入相位角差值。這種函數(shù)的一個實例是 其中，ΔθI和ΔθO是以弧度測量的未被約束的信號相位差值。
此外，增強處理能夠被實現(xiàn)而不需要輸入信號電相位角差數(shù)ΔθI的直接計算，該直接計算需要兩個反正切的計算。在許多數(shù)字計算系統(tǒng)中，反正切函數(shù)的直接計算相對來說計算強度大，并且不需要反正切計算的增強方法是理想的。例如，這個目的能夠通過使用與輸入信號相位角差數(shù)ΔθI的正切成比例的值而不是ΔθI自身來實現(xiàn)。這個值能夠通過使用輸入信號矢量A和B的單位矢量而被容易地計算。單位矢量僅僅是具有幅度1、但與原始矢量的角度相同的角度的矢量。單位矢量能夠通過用其自身的標量幅度除表示輸入矢量的復數(shù)來計算。
讓A”和B”為A和B的單位矢量。A”和B”的差的幅度與A”和B”的和的幅度比等于ΔθI/2的正切。這個結(jié)果能夠通過使用由用2tan(ΔθI/2)來取代ΔθI所修改的任意增強函數(shù)而被直接用于計算增強的輸出電相位角差數(shù)ΔθO，并且使用本領(lǐng)域中的已知方法被恰當?shù)囟恕?br> 再次參考圖5，在輸入電相位差數(shù)被增強以產(chǎn)生如53處所示出的輸出電相位差數(shù)ΔθO之后，原始輸入電相位差數(shù)被從輸出電相位差數(shù)中減去以產(chǎn)生如54處所示出的角度增強值。然后，該值被分成兩部分，適當情況下，每個部分都被加到或減去每個輸入信號的相位，以由此分開信號的相位(在擴展的情況下)，并在兩個輸入信號之間產(chǎn)生“更異相的”情況。角度增強值可以全部被分配給一個輸入信號或以任意比在兩個輸入信號之間分開。一個實施例在54處將角度增強值相等地分為兩個部分，并且適當情況下，每半個部分都被加到或減去每個輸入信號的相位，由此分開信號的相位(在擴展的情況下)，并產(chǎn)生“更異相的”情況，而保持相同的平均相對輸出信號相位。另一個實施例根據(jù)矢量幅度來分開角度增強值，使得生成的輸出矢量的相對相位與如果沒有執(zhí)行增強則在矢量求和之后將存在的輸出矢量相對相位一致。
為了示出本發(fā)明的這方面，圖7(a)的矢量圖示出信號A和B是由有用信號矢量分量SD分別與噪聲矢量分量NA和NB的矢量和所組成的。因為有用信號是來自軸上的、時間對準的源，所以其分量在兩個信號中是相同的，如由雙矢量SD所示出的。然而，因為噪聲信號是來自軸外的源，所以噪聲分量NA和NB不相等。盡管它們的幅度將是相等的(在傳感元件靈敏度或電路不均衡中排除(bar)任何差別)，但是它們的電相位通常將不相等，如圖7(a)中所示出的。因此，如所示出的，生成的輸入信號矢量A和B通常在相位或幅度上將不相等。
圖7B示出上述的擴展處理，其中，輸入矢量A和B從輸入電相位差數(shù)ΔθI被相位擴展(在開放箭頭的方向上)至輸出電相位差數(shù)ΔθO以成為輸出矢量A’和B’。
在兩個輸入信號被修改之后，如圖5中56和57處所示出的，使得它們的復數(shù)表示(representations)具有更大的相位差，但具有它們的原始幅度，然后它們以傳統(tǒng)波束形成方法的方式被合并，如55處示出的。如之前提到的，兩個輸入信號被假定為是由具有根據(jù)需要用于將系統(tǒng)的靈敏度波束導向有用信號的信號延遲的傳感器陣列系統(tǒng)所產(chǎn)生的。因此，輸入信號對于從有用源到達的信號是時間對準的并且是同相的，但是包含對于來自軸外“噪聲”源的信號的異相分量。為了和標準寬距波束形成系統(tǒng)的原理一致，于是，矢量不反轉(zhuǎn)而被相加為矢量和，以產(chǎn)生輸出信號。在這種情況下，如圖5中的55處所示出的，相位擴展的輸出矢量A’和B’被矢量求和。換句話說，每個第n倉對的復數(shù)A’和B’被矢量相加在一起，以形成放置在輸出變換的第n個倉中的復數(shù)。
在圖7(c)中示出了這個矢量求和處理，其中，示出了與本發(fā)明系統(tǒng)的輸出相比的來自傳統(tǒng)波束形成器系統(tǒng)的輸出。Out所標注的信號矢量是原始輸入矢量A和B的矢量平均(用2所除的矢量和)。降噪系統(tǒng)的主要目的是除去噪聲，并產(chǎn)生(put out)作為有用信號的最接近表示的信號。通過和圖7(a)的比較可以看出，傳統(tǒng)波束形成器的輸出矢量Out在幅度和相位上都不同于有用信號矢量SD。在應用了傳統(tǒng)波束形成器處理之后，信號Out和SD之間的任何矢量差是表示遺留在輸出信號中的殘余噪聲的矢量(未示出)。
相反，由Out’所標注的輸出矢量是與有用信號SD非常接近的匹配，其中，由Out’所標注的輸出矢量是用本發(fā)明的方法所產(chǎn)生的信號A’和B’的矢量平均。和傳統(tǒng)波束形成器的輸出信號中的殘余噪聲相比，殘余噪聲被明顯地降低了，表明了本發(fā)明方法的明顯噪聲降低的好處。
一旦所有頻率倉對的數(shù)據(jù)根據(jù)上述方法被處理，就產(chǎn)生了完整的輸出傅立葉變換幀。如圖1所示以及先前所描述的，輸出傅立葉變換幀接下來被逆傅立葉變換以產(chǎn)生處理的時域輸出幀。隨后處理的輸出幀被連接或疊加以產(chǎn)生完全處理的數(shù)字化輸出時域信號。
可選地，一組倉中的信號信息能夠例如通過矢量求和被首先合并，以在信號處理計算被執(zhí)行之前基于頻帶產(chǎn)生信號信息。常常這樣做以降低某些應用的計算成本，在這些應用中通過逐帶(band-by-band)處理所產(chǎn)生的信號失真是可接受的。因此，預期基于逐倉或基于逐帶來執(zhí)行每個計算。
圖8示出發(fā)明方法的波束形成的性能。作為實例，圖8(a)中示出了使用7-cm間隔的兩個心形擴音傳感元件的傳統(tǒng)波束形成系統(tǒng)的性能。從圖8(a)中容易明白，對于波長相對于元件間間隔s較大，因此陣列孔徑比半波長要更小的低頻(1000Hz以下)，靈敏度波束方向圖基本上是心形元件自身的波束方向圖。在較高頻率處，波束方向圖變窄，但當其變窄時，旁瓣被形成。例如，在3000Hz處，相對窄的主瓣被形成，但是幾個旁瓣也被清楚地顯現(xiàn)了。此外，很明顯，對于每個頻率，并且尤其是對于軸外聲音，靈敏度方向圖是不同的，靈敏度是隨頻率而定的，使得軸外聲音信號被改變或“著色”。
相比較，圖8(b)示出使用相同的擴音陣列和由具有在1000Hz處銳度值SD為10的等式1所給出的擴展函數(shù)的根據(jù)本發(fā)明的系統(tǒng)的波束形成的性能。不僅主瓣比傳統(tǒng)波束形成系統(tǒng)的主瓣更窄，而且不產(chǎn)生旁瓣。此外，通過為每個頻率倉選擇銳度值以維持對于所有頻率都相同的靈敏度方向圖的形狀，所有頻率的波束形狀都是相同的，并且對于來自軸外信號的聲音不存在“著色”，這種聲音聽起來是“正常的”，但被故意地衰減了。
傳統(tǒng)波束形成系統(tǒng)不能校正或“變平”其對軸外信號的頻率響應有兩個原因1)不存在可用于修改作為頻率的函數(shù)的波束寬度的參數(shù)(但是，該新系統(tǒng)具有銳度參數(shù)S)，以及2)波束方向圖明顯地示出對于每個頻率的不同形狀，使得即使存在用于根據(jù)頻率補償波束寬度的參數(shù)，但波束形狀還將不匹配。在本發(fā)明的系統(tǒng)中，波束形狀在所有頻率處基本相同，為當需要時利用銳度參數(shù)值對頻率的適當遞減(tapering)進行容易的頻率補償留有余地。
圖8(c)示出1000Hz處用于傳統(tǒng)波束形成系統(tǒng)的波束形狀，在傳統(tǒng)波束形成系統(tǒng)中，額外元件已經(jīng)被添加使得主靈敏度波瓣的FWHM(在最大值一半處的全寬度-測量波束寬度的標準方法)等于如圖8(b)所描述的相同條件下的新系統(tǒng)的FWHM。為了實現(xiàn)這個等同條件，傳統(tǒng)系統(tǒng)需要13個傳感元件，對于85-cm以上的總孔徑(陣列)大小，所有傳感元件都間隔7-cm(假定容易得到6-mm直徑的駐極體擴音元件)。盡管大并且復雜，但是這個系統(tǒng)還沒有除去靈敏度的旁瓣。
比較起來，該新方法提供圖8(d)中示出的1000Hz波束方向圖。該波束方向圖不僅無有害的旁瓣，而且該系統(tǒng)僅需要兩個擴音傳感元件(伴隨的減少了A/D轉(zhuǎn)換器、前置放大器電路和計算機處理能力)，并且其在尺寸上小于9-cm。
為了拾取的較大降噪，波束能夠被進一步變窄，并且對軸外噪聲源的靈敏度進一步被降低。圖8(e)示出當銳度參數(shù)S被增加至值20時，由新系統(tǒng)所產(chǎn)生的1000Hz的波束方向圖。對波束實際窄度的唯一限制是在波束太窄以至于不能保持指向有用源時，或在該處理產(chǎn)生有用信號的失真的有害電平時。在使用兩個心形擴音元件的語音級通信應用中的銳度參數(shù)的實際值從大約5至大約50變化，但不限于那個范圍。
在圖5的方法中，相位增強處理先于波束形成處理。因此，圖5的方法能夠被容易地添加到傳感器組件之間的傳統(tǒng)波束形成系統(tǒng)和如圖2(b)中所示出的波束形成系統(tǒng)。作為結(jié)果，很清楚，上述新相位增強方法與用于改進幾乎任何波束形成系統(tǒng)的性能的傳統(tǒng)波束形成技術(shù)非常兼容。由于相同的原因，其也和傳統(tǒng)的波束導向和波束跟蹤系統(tǒng)高度兼容，對此本領(lǐng)域技術(shù)人員將容易地理解。同樣，正如同傳統(tǒng)波束形成系統(tǒng)一樣，新方法和全向、雙向、或單向傳感器或傳感器陣列的使用高度兼容。例如，新方法可以被用于有利地合并兩個或更多個傳統(tǒng)波束形成陣列系統(tǒng)的多個輸出。正因如此，兩個或更多個新波束形成系統(tǒng)能夠提供改進的輸入信號用于傳統(tǒng)波束形成系統(tǒng)中的進一步合并。
“風噪聲(wind noise)”在諸如用于遠程信息處理應用的汽車中的許多聲學語音信號拾取情形中是特別棘手的問題。風噪聲不同于背景聲學噪聲，因為其不能被表征為沖擊來自遠方的擴音傳感器的相干聲音波。更確切地，風噪聲是通過由于在每個擴音器和/或擴音器端口附近或每個擴音器和/或擴音器端口處的空氣湍流所產(chǎn)生的壓力脈沖所表征的。因此，不可能確定風噪聲的到達角度，因為在各個傳感器信號的電相位角之間不存在相關(guān)性。
然而，本申請中所公開的發(fā)明的裝置和方法在其輸出信號中提供了明顯降低的風噪聲，同時保留有用的語音信號。因為風噪聲的輸入信號電相位角差能夠被表征為隨機處理的結(jié)果，所以這種噪聲的電角差在可能的輸入信號電相位角差的范圍內(nèi)統(tǒng)計上均勻分布。因為本發(fā)明的處理有效地衰減具有輸入信號電相位角差(其遠離有用信號的先驗的已知差(典型地為0度)的信號，風噪聲還在輸入信號電相位角差的大量范圍內(nèi)被有效地衰減。這種操作在聲學傳感系統(tǒng)(其中風或移動空氣由于其產(chǎn)生的“風噪聲”而成為一個問題)中是非常令人滿意的。
傳統(tǒng)波束形成技術(shù)所遇到的問題是為取得最大降噪性能的傳感器信號的靈敏度匹配的需求。雖然傳感放大器和A/D通道的充分匹配是相對直接了當?shù)?，但是傳感器自身的匹配不是這樣。為了繼續(xù)使用聲學音頻實例，擴音元件難以匹配并且匹配起來是昂貴的，并且跨越溫度變化和老化來保持匹配更困難。更進一步，在一個頻率處的傳感器靈敏度的匹配是可能的，但是，在所有頻率范圍內(nèi)的匹配是非常難的，即使不考慮溫度波動和老化的影響。
某些波束形成系統(tǒng)企圖通過為每個傳感器通道應用自動增益控制(AGC)放大來自動匹配傳感器信號，由保存在存儲系統(tǒng)中以在之后操作期間被應用為校正的、工廠測量的靈敏度差所控制，或通過主動地地和周期地將匹配的能量信號注入到傳感器，并且基于這些“探測(probe)”信號的測量結(jié)果來校正任意靈敏度差。
如圖2(c)所示，在傳感器信號22被處理之前，上述信號靈敏度匹配方法通常被應用于這些信號。因此，當用于本發(fā)明的新系統(tǒng)時，如所示出的，靈敏度匹配電路26被設置于相位增強電路24之前。可選地，信號匹配還能夠被應用于相位增強之后，因為增強電路24僅修改輸入信號的相位，并不改變它們的幅度。更進一步，均衡電路26不僅需要用于幅值(幅度)匹配，而且，在需要時，還能夠提供頻率均衡。
每種現(xiàn)有技術(shù)的靈敏度匹配方法均具有缺點。AGC方法能夠校正一個頻率處的靈敏度差，但不能匹配所有頻率范圍內(nèi)的靈敏度。其還需花費時間來調(diào)整，并且這個校正延遲在需要對輸入信號快速響應的系統(tǒng)中是個問題。工廠測量的匹配方法能夠在頻率范圍內(nèi)工作而沒有延遲，但是不能跟蹤由于溫度、濕度或老化所引起的靈敏度的變化。探測信號方法要求在周期信號注入操作階段，波束形成系統(tǒng)是離線的。此外，所有這些方法都增加了系統(tǒng)的非常大的成本和復雜性。
為了表明靈敏度匹配的需求，考慮使用傳統(tǒng)的波束形成系統(tǒng)以在噪聲中檢測語音。語音是由安靜-語音突發(fā)(speech burst)之間的暫停的周期-所分開的嗓音(voice sound)的短突發(fā)組成。波束形成降噪系統(tǒng)在語音暫停期間降低軸外噪聲的影響是很關(guān)鍵的，因為在這些時間處，沒有語音信號掩蓋小量剩余噪聲的影響，并且任何剩余噪聲變得非?？陕牭靡?。
再次參考圖7(a)，在語音暫停期間，有用信號SD變?yōu)榱?，并且輸入信號A和B僅由噪聲矢量NA和NB組成，如圖7(d)中所示出的。在這種情況下，信號僅是噪聲，所需的結(jié)果是零輸出。
當在傳統(tǒng)波束形成系統(tǒng)中將輸入信號與匹配的傳感器信號合并時，生成的輸出信號盡管未達到所期望的零值，但是還是如所期望的被降低了。這在圖7(e)中通過標注為Out的平均輸出矢量被示出，其中，該平均輸出矢量是傳統(tǒng)地僅波束形成噪聲信號A＝NA以及B＝NB的結(jié)果。
然而，由于傳感器信號不匹配，所以系統(tǒng)的輸出信號中的剩余噪聲被顯著增加了。典型的擴音元件對于在1kHz處±3至±4dB的靈敏度匹配是可用的。因此，在兩個傳感器的情況下，如果一個傳感器處于靈敏度分布的低端，而另一個處在高端，則兩個傳感器信號以2∶1或更大的靈敏度差不匹配。圖7(f)示出由傳感器不匹配使得與圖7(e)中所示出的那些相比，傳感器信號A被降低了3dB，傳感器信號B被增加了3dB的傳統(tǒng)波束形成系統(tǒng)所產(chǎn)生的輸出矢量。在這種情況下，傳統(tǒng)波束形成器的輸出信號矢量Out在幅度上被顯著地增加了，并且在相位上被顯著地改變了。這個效果導致由傳統(tǒng)波束形成系統(tǒng)產(chǎn)生的軸外噪聲的可聽度增加。
圖7(e)還示出在由本申請的新系統(tǒng)處理之后的剩余輸出噪聲，再次采用(assume)所匹配信號的幅度。如圖7(d)所示，相對大的輸入信號相位角差數(shù)ΔθI意味著被擴展的輸出相位差數(shù)ΔθO將非常接近180電度。因此，輸出信號矢量A’和B’將基本上是異相的，但是具有相同的幅度，如圖7(e)中所示出的。當這個條件被滿足時，當在圖5中55處被矢量求和時，兩個信號A’和B’將彼此抵消，導致如圖7(e)中用Out’所標注的點所示的基本零長度的輸出矢量。因此，當傳感器信號在靈敏度上被很好地匹配時，本新發(fā)明對于這種僅噪聲信號獲得了所需的非常低輸出的結(jié)果。與由傳統(tǒng)波束形成系統(tǒng)所提供的剩余噪聲輸出矢量Out相比，由新系統(tǒng)所提供的剩余噪聲輸出矢量Out’是小得多的-即，新系統(tǒng)輸出中的剩余噪聲被大大地降低了。
將理解的是，新波束形成系統(tǒng)利用相位增強函數(shù)，該相位增強函數(shù)包括允許控制波束寬度范圍的銳度參數(shù)S。因此，銳度參數(shù)的值能被選擇或者被控制，以便為波束形成器產(chǎn)生有益的新特性。例如，響應于噪聲電平的增加，調(diào)節(jié)銳度參數(shù)能夠在需要更多噪聲抑制時用于將波束寬度變窄。能通過檢測輸出信號中的噪聲，并且調(diào)節(jié)該值以保持例如指定輸出信噪比而自動地調(diào)節(jié)S值。
可選地，在已知噪聲具有某些頻率特性(例如，大部分噪聲由低頻組成)的應用中，S值能被調(diào)整以在那些頻率處產(chǎn)生寬波束，以保持最佳的信號質(zhì)量，而在其它頻率處能夠產(chǎn)生窄波束以最大化那些噪聲的抑制。通過響應于控制信號的變化來控制銳度參數(shù)S的值，這個波束寬度的頻率遞減(tapering)能夠被固定、手動地調(diào)節(jié)或進行自適應或自動調(diào)節(jié)。存在許多這種方式來應用由銳度參數(shù)所允許的額外自由度，并且所有的都被預期與本發(fā)明一致。
另外根據(jù)本發(fā)明，新算法的匹配方法被提供以避免與傳統(tǒng)波束形成器系統(tǒng)信號匹配方法相關(guān)聯(lián)的慢響應、變化跟蹤、成本和復雜度的增加的缺點。該新匹配系統(tǒng)為所有頻率、并在溫度、濕度和傳感器老化條件范圍內(nèi)提供瞬時靈敏度匹配的好處。此外，該新信號匹配處理事實上能夠被應用于需要或期望匹配的信號靈敏度的任意陣列系統(tǒng)，盡管其在該系統(tǒng)中工作良好以保證最大降噪性能的匹配信號，但不限于用于本文中所提供的新波束形成系統(tǒng)。
圖9示出如在新波束形成系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)內(nèi)所實現(xiàn)的本發(fā)明的信號靈敏度匹配系統(tǒng)。再次在兩傳感器陣列的上下文中進行描述，盡管不意味著這種限制，但輸入信號A和B在91a和91b處被首先分成其相位分量和幅度分量。電路塊92～97對應于圖5中由52～57所標注的相同塊，并且基本上表示相同的處理步驟。信號幅度匹配是由新電路塊98所產(chǎn)生，其中，兩個輸入標量信號幅度|A|和|B|被合并以產(chǎn)生等于|A|和|B|的數(shù)學平均的新的共同標量幅度值GM。在這個實例中，幾何平均值被使用。該新標量幅度值然后被用在96和97處，與擴展的相位值ΔθAO和ΔθBO合并以產(chǎn)生相位擴展的輸出信號A’和B’。
補償傳感器靈敏度不匹配和傳感器信號路徑差的發(fā)明方法使用將輸入矢量的單個幅度的數(shù)學平均值再分配給擴展的電相位角矢量的幅度的處理。存在許多類型的數(shù)學平均，例如算術(shù)平均、均方根(rms)、幾何平均、調(diào)和平均、以及其它平均。為了本發(fā)明的目的，所有數(shù)學平均都是可應用的，并且根據(jù)設計的需要，可以使用特定的數(shù)學平均。
被定義為

(其中，Si是來自于第i個傳感器的信號，N是傳感器的總數(shù))的算術(shù)平均的使用對于極不匹配的信號產(chǎn)生較小的衰減，并且如果傳感器完全失效則不壓制(extinguish)輸出信號。rms在防止極不匹配信號的衰減能力上更寬大(forgiving)，并且還不壓制傳感器失效的輸出。這些數(shù)學平均的自動防故障(fail-safe)的特性使它們對于在傳感器故障的情況下雖然具有降低的功效，但是可靠系統(tǒng)必須繼續(xù)工作的許多實際應用是非常理想的。
然而，極不匹配的信號幅度還由不期望的多徑所產(chǎn)生，地物干擾(clutter)或反射(reverberation)非自然信號和這些信號的額外衰減在這些情況下是理想的。被定義為

的調(diào)和平均的使用產(chǎn)生這種不期望的非自然信號的相對強烈的衰減。這種非自然信號降低的能力使調(diào)和平均對于地物干擾是主要問題的應用是個好選擇。
相反，被定義為

的幾何平均在這種不期望的非自然的噪聲信號的衰減之間提供好的折衷，同時保存有用的軸上信號的質(zhì)量。在人信號感知(human signal perception)的情況下，例如處于可見的(光線)或聽力所及的(聲音和語音)，對數(shù)平均是所期望的，并且?guī)缀纹骄峁┰撎匦?。例如，如果一個傳感器具有比額定值大的+XdB(較大)的靈敏度，而另一個具有比額定值小的-XdB(較小)的靈敏度，則幾何平均的使用將提供與由匹配的一對額定靈敏度傳感元件所提供的輸出幅度相等的輸出幅度，使得不匹配對于用戶成為透明的。
盡管系統(tǒng)設計者將為正被處理的具體應用選擇優(yōu)選的平均，但對于聲學語音信號，幾何平均是首選的。
這個新信號靈敏度匹配系統(tǒng)中的有價值的要素是使用數(shù)學平均幅度值來取代輸入信號的單個幅度。如果被應用到傳統(tǒng)波束形成系統(tǒng)，則相位增強處理將被旁路，并且相反，原始輸入信號相位，在該情況下為θA和θB，將被用在96和97處。
再次參考圖2(c)，該新的信號靈敏度匹配裝置能夠被應用于相位增強處理之前或之后。在該圖中，電路塊26被示出在相位增強塊24之前，但位置可以被顛倒而不影響整個系統(tǒng)的性能。的確，如果相位增強電路塊24被除去，則很容易看出上述公開的新靈敏度匹配處理能容易地被添加到傳感器組件之間的傳統(tǒng)波束形成系統(tǒng)和該波束形成系統(tǒng)。
該新靈敏度匹配系統(tǒng)的好處是其連續(xù)的匹配能力、幾乎瞬時匹配、實時地在所有頻率處連續(xù)校正的能力，而沒有延遲或停滯時間(dead-time)，以消除不匹配、漂移、老化、溫度、濕度和所有其它靈敏度變化原因的影響。可應用性包括需要匹配傳感器的無線、聲納、音頻、雷達、醫(yī)療成像、光學和其它陣列系統(tǒng)。
如圖10的矢量圖中所示出的，當信號幅度被匹配時，輸入信號矢量A和B形成等腰三角形。在傳統(tǒng)的波束形成系統(tǒng)中，輸出信號Out是通過計算A和B的矢量平均所產(chǎn)生的，并且如所示出的，生成的輸出信號矢量平分該三角形。因此，右三角形O-B-Out被形成，其中，輸出信號矢量Out的幅度通過如下被給出 類似地，在新波束形成系統(tǒng)中，當信號幅度被匹配時，輸入信號矢量A’和B’形成另一個等腰三角形。輸出信號Out’是通過計算A’和B’的矢量平均所產(chǎn)生的(圖5中的55處、或圖9中的95處)，并且新輸出的信號矢量Out’平分這個三角形。因此，右三角形O-B’-Out’被形成，其中，輸出信號矢量Out’的幅度通過如下被給出 當相位擴展被應用到輸入信號電相位角差時，盡管輸出信號的相位未被改變，但是該輸出矢量Out’的幅度總是小于傳統(tǒng)波束形成器輸出矢量Out的幅度。因此，通過匹配的信號電平，新的降噪波束形成系統(tǒng)的相位擴展處理降低了幅度，但保持了由傳統(tǒng)波束形成系統(tǒng)所產(chǎn)生的輸出信號的相位。該幅度上的降低在圖10中作為矢量長度差101被示出。
一種計算上更有效的方法直接利用這個信號的衰減特性，而不是首先計算擴展的相位矢量A’和B’。圖11示出了該方法。如圖11所示，來自傳感器陣列111的輸入信號112如果不被固有地匹配，則在116處被幅度匹配?？梢岳脗鹘y(tǒng)陣列匹配方法或利用上述的新數(shù)學平均匹配方法產(chǎn)生匹配。然后，在118處用由電路塊117所提供的衰減量進行衰減之前，所匹配的信號在傳統(tǒng)波束形成器113中被矢量求和。衰減量是由電路塊117處測量的輸入信號電相位角差數(shù)ΔθI所確定的，其將被描述。衰減量不取決于輸入矢量的幅度、或不取決于它們的絕對相位，而是僅取決于輸入信號電相位角差值或數(shù)目。
因為輸出電相位角差數(shù)ΔθO是從輸入電相位角差數(shù)ΔθI所直接計算的(例如，如由等式1所描述的)，用于產(chǎn)生輸出信號Out’的計算上更有效的方法將計算衰減，好像輸入信號被匹配似的，然后，將這個衰減應用到傳統(tǒng)波束形成系統(tǒng)的輸出。盡管，沒有信號匹配，或使用傳統(tǒng)信號匹配方法，輸入信號幅度可能不能很好地被匹配，這個計算上有效的方法還能夠被應用，但可能導致輸出信號相位上的誤差。
認識到，對于音頻應用，人耳朵不能容易地區(qū)分信號的相位，該無關(guān)緊要的相位誤差變得不重要。因此，對于音頻通信裝置，輸出信號的相位能夠被輕微的改變而不削弱系統(tǒng)降噪的功效。的確，在該方法中所使用的輸出相位的輕微偏移(deviation)可能對于大部分預期應用(例如，聲納、雷達、光學、無線天線系統(tǒng)等)不是問題。然而，用新信號幅度匹配方法，相位誤差不是問題，因為輸出信號相位將被完美地保持。
如圖10中可見，將被應用的衰減量是輸出矢量Out’和Out的幅度比。因為信號A’和B’被假定是靈敏度匹配的，并且被相等地擴展，所以輸出矢量Out’和Out具有相同的電相位角，如圖10中所示出的。因此，來自等式2和3的它們的幅度比變?yōu)楸欢x為如下的簡單標量的衰減值 因為ΔθO是ΔθI的函數(shù)，所以衰減值僅是ΔθI的函數(shù)。
圖12示出該衰減比如何能夠被用于提供另一種實現(xiàn)本發(fā)明的降噪方法的方式的流程圖。使用等式4，加上用于確定擴展的輸出電相位差數(shù)ΔθO的相關(guān)相位增強函數(shù)，衰減值可以從輸入電相位角差數(shù)ΔθI確定。這個衰減值然后被用于修改來自傳統(tǒng)波束形成器的輸出以產(chǎn)生相同的降噪輸出，其是通過相位增強方法產(chǎn)生的。在這個方法中，兩個輸入信號首先在125處被矢量求和以產(chǎn)生未衰減的中間信號。在121a和121b處僅使用輸入信號電相位，該輸入電相位差數(shù)ΔθI在122處被計算，并且隨后和相位增強函數(shù)或查找表一起用于計算輸出電相位差數(shù)ΔθO。接下來，在128處，根據(jù)等式4計算衰減值。
當輸入信號是來自期望的軸上源時，兩個電相位差數(shù)相等，并且衰減值等于1，導致這個有用信號通過而不衰減。當輸入信號是來自軸外噪聲源時，兩個電相位差數(shù)不相等，而輸出電相位差數(shù)總是比輸入電相位差數(shù)大。因為相位差數(shù)被分成兩半，它們落在區(qū)間-π/2≤Δθ≤π/2內(nèi)，并且總具有相同的符號。因此，根據(jù)等式4，這種信號的衰減值將比1小，并且當輸入噪聲信號到達方位角遠離陣列軸向90度增加時，將向零的方向減小。
作為這個衰減特性的實例，圖13示出用等式4、和等式1的相位增強函數(shù)(對于銳度參數(shù)S的不同值，其在圖6(a)中被示出)所產(chǎn)生的衰減值的曲線。該曲線圖的水平軸是輸入電相位差數(shù)ΔθI，而垂直軸是衰減值。曲線130、131和132分別示出作為銳度值為5、10、和20的輸入信號電相位差數(shù)函數(shù)的衰減值。注意到，衰減值在零度的輸入電相位差數(shù)處等于1(unity)，因為這表示有用信號的相位差。當輸入電相位差在遠離零的任一方向上增加時，衰減增加-即，衰減值向零的方向減小。
再次參考圖12，在128處計算衰減值之后，來自125的傳統(tǒng)波束形成器的中間信號矢量在129處被標量衰減值所乘，以產(chǎn)生最終的衰減輸出信號。因此，當輸入電相位差數(shù)在遠離零的任一方向上增加時，傳統(tǒng)波束形成器輸出信號被衰減，因為這種輸入信號必須是來自軸外的噪聲源。如同本發(fā)明方法的相位擴展處理一樣，這個衰減處理類似地除去系統(tǒng)的輸出信號中的軸外噪聲源的影響。
應當注意，該衰減方法在121a和121b處通過不需輸入信號A和B的幅度的計算而節(jié)省了計算，并且更進一步地節(jié)省了相位擴展輸出矢量A’和B’的計算。然而，其還需要擴展的輸出相位差數(shù)ΔθO的計算。能通過使用衰減函數(shù)、而不是諸如那些之前描述的相位擴展函數(shù)來實現(xiàn)計算上的進一步的節(jié)省。
盡管不夠直觀，但這個計算上非常有效的方法實現(xiàn)與之前描述的發(fā)明系統(tǒng)的方法相同的降噪。將參考圖14描述這個方法。
牢記，輸入信號A和B是傅立葉變換倉/帶(band)值，輸入是由具有實部和虛部的復數(shù)所表示的矢量。在電路140處，輸入信號A的幅值和輸入信號B幅值之比的平方根被計算-即，電路140的輸出是下述標量值 這個標量值Output140被用在電路141處，以除其幅值是|A|的輸入矢量A。結(jié)果是來自電路141的輸出矢量信號，矢量信號A’”具有等于兩個輸入矢量A和B的幅值的幾何平均的幅值，但是具有輸入矢量A的電相位角。來自140的標量值還在電路142處被用于乘輸入矢量B，產(chǎn)生矢量B”’，其幅值也是兩個輸入矢量的幅值的幾何平均，但其電相位角與輸入矢量B的電相位角相同。應該理解，圖14中示出的方法固有地提供幾何平均的幅值均衡，其用于校正兩個傳感器的不匹配特性。
然后，兩個幾何平均幅值匹配的矢量A’”和B’”在144處被求和以獲得未衰減的中間輸出矢量，而在電路143的輸出端獲得A’”和B’”的矢量差。牢記，矢量差除以矢量和等于虛運算符(

)乘以角度差的一半的正切，電路145計算這個比-即，信號T是 在電路146處，通過取T的幅值來除去虛運算符，產(chǎn)生等于正切的標量值。然后，該輸入電相位差數(shù)ΔθI的一半的這個正切在電路147處被用于通過應用衰減函數(shù)或查找表來計算衰減。一旦衰減值被函數(shù)或表格所確定，其通過用衰減值乘矢量信號而被應用到來自電路144的中間輸出矢量信號。這從降噪處理產(chǎn)生最終的輸出。
圖15示出能夠和這個新波束形成降噪系統(tǒng)一起使用的某些典型衰減函數(shù)的曲線圖，以及用于能夠和這個新波束形成降噪系統(tǒng)一起使用的某些典型衰減函數(shù)的定義方程式。其參考圖13中示出的不同曲線被論述，用于零度的輸入電相位差數(shù)的衰減值是1-換句話說，這個信號被通過而不衰減。因此，源自沿陣列靈敏度軸的位置的有用信號不被衰減。然而，當輸入電相位差數(shù)在遠離零值的任一方向上增加時，產(chǎn)生額外的衰減，因為衰減值降到值1以下，并向零值方向下降。因此，源自軸外噪聲源的信號被衰減。
如由圖15的曲線151所記錄的，對于包括180度的輸入電相位差的任何輸入電相位差，衰減值不需要達到零。此外，衰減不需要單調(diào)降低至零度的任一側(cè)。的確，許多其它函數(shù)和曲線能夠被使用，只要存在用于遠離零的至少某些輸入電相位差數(shù)的衰減。
由圖15的實曲線150所示出的衰減函數(shù)用在關(guān)于圖14所描述的方法上是尤其引起注意的。這是因為，如在為那個曲線定義等式的過程中所示的，通過輸入電相位差數(shù)ΔθI的一半的正切確定衰減值，其是圖14中電路147的輸入處固有可用的信號。
這個函數(shù)也增進了有效的計算，因為銳度參數(shù)以簡單乘法的方式而不是作為冪的方式被使用。當這個、或相似的衰減函數(shù)被用在圖14的方法中時，產(chǎn)生非常簡單并且有效的計算結(jié)果。因為它們的低計算能力的需求，結(jié)合銳度參數(shù)的乘法使用的函數(shù)是相當理想的。
上述論述已經(jīng)描述了通過從函數(shù)計算衰減值來確定可應用的衰減值的方法?？蛇x地，在電路塊147處，能夠從預計算的值的查找表中來獲得衰減值。在這個實現(xiàn)中，從函數(shù)計算值的計算上的開銷被消除了。盡管以降低響應于變化條件來對衰減表格進行實時改變的能力為代價，但是這個方法提供更大的實時計算效率。
該論述僅提出了可能的衰減公式和曲線的幾個實例，但其不意味著限制。包括點0，1的公式和通過點0，1并且在其它點處增加衰減的曲線與該發(fā)明的一方面一致。在某些其它所選點處保持不衰減，而在其它點處增加衰減的公式和曲線與本發(fā)明的另一方面一致。根據(jù)本發(fā)明的另一方面，衰減僅被應用于某些輸入相位角差數(shù)值ΔθI。實際上，在或大或小的程度上，衰減將可能被應用至大部分值，盡管將意識到，不存在將衰減應用于值的大部分或甚至相當大部分的需求。此外，對于其中可應用對稱衰減函數(shù)的系統(tǒng)，衰減的計算能夠被簡化或查找表能通過僅使用輸入相位角差數(shù)值ΔθI的幅度來最小化。更進一步，當使用在區(qū)間π至2π和-2π至-π的范圍內(nèi)重復的衰減函數(shù)時，輸入相位角差值ΔθI的再約束不是必須的。上述是執(zhí)行衰減方法的舉例說明模式，并不意味著限制。對于本領(lǐng)域技術(shù)人員，能夠?qū)ζ溥M行修改而不背離該發(fā)明的精神和范圍將是顯而易見的。
應當注意到，衰減值的最大值不需要等于一。如果使最大值等于較小值，使得衰減值被定標以符合從零至這個較小值的范圍，則波束形狀增強將被保持，但是整個靈敏度將被降低。類似地，如果使最大值等于一個大于一的較大值，使得衰減值被定標以符合從零至這個較大值的范圍，則盡管波束形狀再次未被改變，但是整個靈敏度將被增加。應當注意到，即使當衰減值大于1時，術(shù)語“衰減”也被應用，盡管在這種情況下發(fā)生相反的衰減。換句話說，用大于1的“衰減”值所乘的信號實際上是被放大了(經(jīng)歷了增益)，而不是被衰減了。然而，術(shù)語衰減在本文中將被使用。這導致用于增益控制的簡單方法，其能夠被容易地并入到實現(xiàn)新波束形成處理的衰減方法中。例如，這種增益控制能夠被用于具有適當控制信號的這種系統(tǒng)的自動增益控制，其在現(xiàn)有技術(shù)中是已知的。存在許多增益控制(包括AGC)是非常有益的應用。
此外，根據(jù)本發(fā)明，使用在別處提供相位擴展或衰減的函數(shù)，非0°的相位差能夠被用作沒有相位增強或衰減發(fā)生的相位差。以這種方式，最大靈敏度的方向被導向至與不同于產(chǎn)生0°電相位差的方位角相對應的角度。其它參數(shù)保持恒定，改變輸入信號電相位差(在該輸入信號電相位差處沒有應用相位增強或衰減)移動傳感器系統(tǒng)的最大靈敏度的方位角。
圖13的衰減曲線130、131、和132表明在0度的軸上“看(look)”方向處，對于輸入信號電相位角差數(shù)沒有衰減，但表明對于遠離0度的輸入信號電相位角差數(shù)，信號衰減。本發(fā)明設備和方法的另一種使用是提供波束導向的新方式。傳統(tǒng)的波束導向方法需要時延技術(shù)的應用，和/或其頻域內(nèi)的等價物。而作為實例，如果圖13中示出的曲線被橫向地位移，使得零衰減發(fā)生在非0度的角度處，如由曲線133所示出的，然后，有效波束被移動，或“被導向”至衰減為零的這個新角度。
能夠以固定方式、或通過應用根據(jù)需要、或響應于來自波束跟蹤系統(tǒng)(未示出)的控制信號實時橫向移動其峰值的衰減函數(shù)動態(tài)實時地實現(xiàn)這種導向。牢記，等式4示出對于每個衰減函數(shù)存在相應的相位擴展函數(shù)，反之亦然，對于本領(lǐng)域技術(shù)人員來說顯而易見的是，這種新的波束導向形式也能夠通過利用恰當?shù)?或相應的)相位增強函數(shù)，連同上述的相位增強方法一起來完成。
此外，存在需要多個同時波束的許多波束形成器的應用，例如在聲納和雷達應用中。使用具有兩個或更多個無衰減峰值、但是在這些峰值之間具有有限衰減的衰減函數(shù)能夠產(chǎn)生多波束方向圖靈敏度峰值或波束。類似地，根據(jù)需要，例如，響應于適當?shù)目刂菩盘?其可以是波束跟蹤控制信號)，通過動態(tài)地移動衰減函數(shù)峰值的橫向位置，這些波束能夠被導向，并且每個都能夠被獨立地導向。同樣如上所述，這個多波束設備和方法能夠用之前詳細描述的相位擴展方法，通過使用相應的相位擴展函數(shù)來實現(xiàn)。
這個技術(shù)的極好應用的實例是超分辨率的波束形成器，其中，在第一波束形成器的靈敏度方向圖中的信號靈敏度旁瓣的有害效應是通過將來自剛才描述的該類型的第二波束形成器的恰當?shù)囟撕头崔D(zhuǎn)的信號加至來自第一波束形成器的信號來降低或抵消的。為了實現(xiàn)這個抵消，第二波束形成器的靈敏度方向圖將模仿第一個波束形成系統(tǒng)的旁瓣。因此，第一波束形成系統(tǒng)的旁瓣使用這種方式被有效地抵消了，僅留下靈敏度的窄的主瓣。
所有波束形成系統(tǒng)都產(chǎn)生有用信號的某些失真量。當這個系統(tǒng)變得更強烈(aggressive)時-即，當其產(chǎn)生較窄的靈敏度波束方向圖時-失真增加。對于本發(fā)明的系統(tǒng)，所產(chǎn)生的失真變得可測量，但僅對于銳度參數(shù)S的高的值。因此，只要可能，為了最小化失真，企圖最小化銳度參數(shù)S的值是值得的，并且所增加的失真的折衷能夠根據(jù)具體應用通過增加的銳度參數(shù)來平衡。
如上述用于實現(xiàn)本發(fā)明的信號處理，相位擴展和基于相位的衰減方法已經(jīng)被用對稱改進函數(shù)示出了，例如，如圖6、圖13、和圖15中所示的。然而，無論以直接計算形式還是以查找表形式實現(xiàn)的改進函數(shù)不必是對稱的。某些應用可受益于非對稱波束方向圖的使用；例如，在光學應用中，當試圖分辨來自靠近亮星(bright star)的暗星(faint start)的信號時。較窄波束或?qū)α粮蓴_星側(cè)的較大衰減能夠衰減來自這個“噪聲”源的干擾，同時在所有其它方向上提供正常波束或衰減，因此，最小化用于產(chǎn)生較窄波束的銳度的高值的失真影響。以這種方式，關(guān)于所選擇的相位角差非對稱地進行增強或衰減，例如，在曲線130～132(圖13)的情況下，所選擇的相位角差是零度，而在曲線133的情況下，其是非零度的值。
通過，例如對于正輸入信號相位差值使用一個銳度值、而對于負輸入信號相位差值使用不同的銳度值來產(chǎn)生這個非對稱的指向性改進。類似地，一個改進函數(shù)或表格能夠被用于正側(cè)，而另一個被用于負側(cè)。
此外，銳度參數(shù)S的值能夠隨頻率改變。例如，使用用于所有頻率的單一值在低頻處產(chǎn)生相對寬的波束方向圖，但是在較高的頻率處變得更窄。這是因為信號的波長是隨頻率相反地變化的，因此，對于軸外信號的輸入電相位差隨頻率線性地變化。
通過校正這個影響，可使得波束寬度對所有頻率都相等。校正這種影響的一種方法是以補償變化的方式為每個頻率選擇不同的銳度參數(shù)值。例如，當銳度參數(shù)S被調(diào)整為頻率差的倒數(shù)時，產(chǎn)生了圖8(b)中示出的均勻波束寬度。當1kHz銳度參數(shù)被設置為值10時，在500Hz處用銳度值20產(chǎn)生相同的波束寬度，并且在2kHz的頻率處，所需的銳度值為5。因此，通過選擇作為頻率的函數(shù)的銳度參數(shù)值，能夠產(chǎn)生對軸外靈敏度的幾乎任何所需的頻率響應。
對于應用了或是期望對稱改進的應用，計算上的成本可以通過使用對稱性來降低。使用輸入信號相位差值的幅度來確定噪聲改進量能夠除去計算正負號函數(shù)sgn(ΔθI)的需求，例如，如在等式1中，或能夠?qū)⒉檎冶淼拇笮〗档投种弧?br> 通常，擴音器間隔(在圖4中)在關(guān)心的最高頻率處將是半波長或更小。這是因為所計算的輸入信號電相位差應當不超過±180°。當差值超過±180°時，該值變模糊了。例如，如果傳感器間隔等于整個波長，并且噪聲源位于90°的方位角處，則輸入信號電相位差ΔθI的真值將是360°。然而，輸入信號電相位差的計算將產(chǎn)生0°的數(shù)學值，然后生成的信號將不被衰減。該結(jié)果是生成的靈敏度波束在超過所在處間隔為半波長的頻率的頻率處具有旁瓣。這在某些應用(例如，在所有重要噪聲源具有低于傳感器間隔是半波長的頻率的頻率含量(frequency content)的應用中)中未必不合需求，但是有用源具有高于那個頻率的含量。
然而，對于其它應用，沒有計算真實輸入信號電相位差的方法的情況下，這種較大的傳感器間隔可能是個問題。圖16示出用于將新方法延伸至大于兩元件的線性寬距陣列的方法，以及用于分辨由較大傳感器間隔所產(chǎn)生的輸入信號電相位差模糊的方法。圖16示出具有三個傳感元件A(162)、B(164)、和C(166)的陣列160，其中，傳感器間元件的間隔s是半波長，但是陣列寬度是一個全波長。在本文中，系統(tǒng)確定所有傳感器信號對A-B、B-C、和A-C之間的輸入信號電相位差，其中，內(nèi)側(cè)對(inner pair)電相位差A-B和B-C總是在±180°之間，而外側(cè)對(outer pair)差的范圍在區(qū)間±360°內(nèi)。內(nèi)側(cè)對電相位差值能夠被平均、或被特別地用作到達的方位角的粗測量，而外測對電相位差值被用作到達的角的精測量。在內(nèi)側(cè)對相位差值分辨該模糊時，外側(cè)對相位差值被用于產(chǎn)生噪聲的相位擴展或基于相位的衰減。因此，可以實現(xiàn)有效波束168的較大變窄而有用信號沒有額外的失真。該方法能夠被延伸至具有任意數(shù)量元件(無論均勻間隔還是非均勻間隔)的任意大小的陣列。
在上述配置中，新技術(shù)對于位于靈敏度軸I上的所有信號源是同樣靈敏的，而與它們離陣列的距離無關(guān)，并且僅基于它們的到達角度來衰減信號。然而，在許多應用中，提供用于僅接受源自特定距離或“范圍”的信號的方法也是值得的。圖17示出用于根據(jù)本發(fā)明產(chǎn)生范圍(range)靈敏波束方向圖的兩種方法。
在圖17、圖18、和圖19中，PROCESS所標注的電路塊使用包括相位增強和/或衰減方法的任一種所公開的方法來實現(xiàn)該發(fā)明的新波束形成處理。類似地，ΔθENH所標注的電路塊使用所公開方法中的任一種僅實現(xiàn)該發(fā)明的相位增強處理。本發(fā)明處理的這種使用并不規(guī)定為限制。
在圖17(a)中，有用源SD被示出在離由四個傳感器A、B、C、和D所形成的陣列一定距離處的區(qū)域175內(nèi)。傳感器A和B、和PROCESS 171一起形成產(chǎn)生波束172的本發(fā)明的第一波束形成系統(tǒng)。傳感器C、D、和PROCESS 173一起形成產(chǎn)生波束174的本發(fā)明的第二波束形成系統(tǒng)。傳感器都位于離有用源SD(未示出)相同距離處，或使用傳統(tǒng)信號時間對準技術(shù)，它們的信號對于有用源可以是時間對準的。從這些第一和第二波束形成系統(tǒng)產(chǎn)生的信號在發(fā)明的第三個處理PROCESS 177中被合并，以產(chǎn)生最終的輸出信號。以這種方式，只有源自靈敏區(qū)175內(nèi)的源的信號被檢測，而來自位于靈敏區(qū)175外部的“噪聲”源的信號被衰減。因此，通過這個系統(tǒng)可以實現(xiàn)角度和范圍的分辨。
在這個系統(tǒng)中，PROCESS所標注的電路塊不需要是相同的。例如，在171和173處的處理可以實現(xiàn)相位增強方法，而177處的處理可以實現(xiàn)衰減方法。此外，一個或更多個處理電路塊可以被實現(xiàn)為傳統(tǒng)波束形成器。
圖17(b)示出用于使用發(fā)明的方法產(chǎn)生范圍分辨的較簡單的方法。圖17(b)的相似部分用如圖17(a)中所使用的相同的標號所標注。這里傳感器位于直線上，并且如所示出的，時延電路178和179被用于向內(nèi)導向兩個波束172和174。因此，通過這種方法，所有傳感器信號都變?yōu)闀r間對準的。另外，如圖17(a)中所示出的，傳感器能夠位于離有用源相等的距離處，從而去除圖17(b)中所示出的時延的需求。當由傳感器所產(chǎn)生的信號被這樣的時間對準時，它們能夠被用在單一的波束形成處理PROCESS 177中，在該處理中，首先確定對于信號對A-B和C-D的輸入信號電相位差值。此外，到達PROCESS 177處的所有四個信號都如在傳統(tǒng)波束形成系統(tǒng)中一樣被矢量地相加在一起，以形成中間輸出信號。然后，最大的電相位差值以類似于根據(jù)圖12或圖14所描述的方式被用于確定將被應用于中間輸出信號的衰減。一旦衰減被應用，結(jié)果是圖17(b)中所示出的最終的輸出信號?？蛇x地，在四個生成的相位擴展信號被那樣矢量地相加在一起以產(chǎn)生最終的輸出之前，如根據(jù)圖5和圖9所描述的相位擴展技術(shù)能夠被首先單獨應用于信號對A-B和C-D。以這種方式，能夠根據(jù)本發(fā)明實現(xiàn)范圍靈敏系統(tǒng)。
如至此所描述的關(guān)于線性寬距陣列，本發(fā)明的方法在由傳感器陣列所產(chǎn)生的傳感器波束寬度上產(chǎn)生有效的降低。圖18示出使用用于產(chǎn)生“筆形”波束(即，具有降低的方位角(寬度)和降低的仰角(高度)范圍(extent)的波束)的新技術(shù)的三種不同裝置。盡管三種不同配置被示出了，但是它們僅作為本發(fā)明的實例，而不意味著限制。
圖18(a)示出四傳感器的方法，其中，來自傳感器A和B的信號被發(fā)明的第一個處理PROCESS 181所使用以產(chǎn)生表示在X方向窄而在Y方向上相對寬的第一有效靈敏度波束的第一中間信號182。同時，來自傳感器C和D的信號被發(fā)明的第二個處理PROCESS183所使用以產(chǎn)生表示在X方向窄而在Y方向相對寬的第二有效靈敏度波束的第二中間信號184。這兩個中間信號182和184之間的相位差包含關(guān)于在Y方向上的軸外信號的到達的仰角的信息。發(fā)明的第三個處理PROCESS 183使用這個包含在這兩個中間信號中的到達的仰角的信息以產(chǎn)生表示在X和Y方向上都窄的最終筆形靈敏度波束的最終輸出信號。
盡管產(chǎn)生和理解相對簡單，但是圖18(a)的筆形波束方法是復雜的、使用相對大量的部件、并且需要相對高的計算能力。為了降低這個成本，在圖18(b)中示出了另一種筆形波束方法。這里，示出了由傳感器A、B、和C組成的以三角形配置的三個傳感器陣列。優(yōu)選地，傳感器元件被設置為等邊三角形配置，但那個配置不是用于對本發(fā)明的限制，并且其他三個傳感器配置是預期的。三個傳感器信號被186處示出的發(fā)明的處理所使用。盡管實現(xiàn)新系統(tǒng)的相位擴展方法能夠被用在186處，但是例如關(guān)于圖12和圖14所描述的多個衰減處理之一將被描述。
首先，該處理計算傳感器信號對A-B、B-C、和C-A的輸入信號電相位差值的絕對值。然后，這三個輸入信號電相位差值的平均值被選擇，或者最大值被選擇，并且生成的輸入信號電相位差選擇被用于確定將被應用于三個傳感器信號的矢量平均的衰減量。這個衰減的矢量平均是系統(tǒng)的最終輸出信號，并且其表示如所期望的在X和Y方向上窄的波束方向圖。盡管任何數(shù)學平均都能夠被使用，但通常平均值將是需要的。這個筆形波束系統(tǒng)和關(guān)于圖18(a)所描述的四傳感器系統(tǒng)相比明顯更簡單了，并且成本更低了。然而，存在用于使用本發(fā)明的技術(shù)產(chǎn)生筆形波束的甚至更簡單的系統(tǒng)配置。
圖18(c)示出這種系統(tǒng)。通過沿靈敏度軸I被配置為端射陣列的傳感元件A和B來形成兩傳感器陣列。通過使用時延電路187來時延來自前面?zhèn)鞲衅鰽的傳感器信號，來自傳感器A的延遲信號188和來自傳感器B的直接信號以時間對準的方式到達處理189處。處理189與上面關(guān)于兩元件寬距陣列所描述的任意新波束形成方法相同。由于關(guān)于靈敏度軸I軸對稱，所以這個筆形波束配置在X和Y方向上都產(chǎn)生具有限制靈敏度的靈敏度波束。
本發(fā)明的設備和方法不需要僅被用于窄靈敏度波束的產(chǎn)生。它還能被用于增加寬靈敏度波束的寬度，換句話說，將靈敏度波瓣之間的零位寬度變窄。這種操作在大量應用(例如，在被稱為廣義旁瓣相消器(GSC)的一類波束形成器系統(tǒng)中)中是有價值的。最有名的GSC是Griffiths-Jim波束形成器，最初被提出作為一種改進射頻天線系統(tǒng)性能的裝置。
在Griffiths-Jim波束形成器中，來自陣列的寬距陣列傳感元件的信號通過下述方式被合并1)第一種方法，其捕獲兼有有用信號和噪聲的信號，以及2)第二種方法，其目的是產(chǎn)生僅噪聲(noiseonly)形式的不同信號。通過以在有用信號方向上產(chǎn)生零位的方式合并傳感器信號的塊矩陣產(chǎn)生第二種方法信號。然后，來自塊矩陣的信號在從由第一方法產(chǎn)生的信號中被減去之前，通過自適應濾波器被修改，以從這個合并的信號中除去噪聲。該結(jié)果被產(chǎn)生作為降噪的最終信號。來自這個降噪的最終信號的反饋被用于使用最小均方(LMS)或其他自適應方法來適應自適應濾波器系數(shù)，以最小化降噪的最終信號中的剩余噪聲。
盡管這個波束形成技術(shù)能夠被用于大于1的任意數(shù)量的陣列傳感器中，但為了簡化，在本文中，將根據(jù)發(fā)明的設備和方法的應用來論述兩傳感器的實例。圖19(a)示出這類現(xiàn)有技術(shù)的兩元件降噪系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)。兩傳感器寬距陣列190a被示出具有元件A和B，并且假定，有用信號是從沿陣列軸I的方向到達的。來自兩個傳感器的輸入信號在第一種方法中是通過電路191處對由兩個陣列元件所產(chǎn)生的兩個傳感器信號的求和(如在經(jīng)典的延遲求和波束形成器中)所合并的，以生成DS所標注的合并的信號。這個第一信號具有隨頻率變化的波束形狀，當陣列元件以半波長的距離被分開時，為在有用信號的到達方向上具有最大指向(pointing)的8形的方向圖，但剛好在半波長頻率以下的頻率處，具有接近圓形的波束方向圖。
相同的輸入信號也是在第二種方法中通過192處差分兩個信號所合并的，以生成NS所標注的第二個僅噪聲的信號。差分電路191是用于該兩元件陣列實例的塊矩陣。用于第二信號的靈敏度方向圖在所有頻率處都具有8形的波束形狀，但具有直接指向有用信號的零位和沿正交坐標軸X的最大靈敏度。因此，信號DS包含有用信號加噪聲，而第二信號NS僅包含噪聲。
然后，信號NS被濾波器194自適應地過濾，在這里，濾波器194被示為數(shù)字有限脈沖響應濾波器(FIR)。這個濾波器的自適應是由最小均方(LMS)電路195來控制的，其企圖通過調(diào)整濾波器系數(shù)來最小化最終輸出信號中的噪聲功率。來自濾波器電路的輸出從196處的合并的信號DS的延遲形式中被減去，以提供最終降噪的輸出信號。需要時延193以補償濾波器194中的時延，使得在196處進行減法之前，將合并信號DS和由濾波器194所產(chǎn)生的僅噪聲信號時間對準。
在這個系統(tǒng)中，第二種方法信號NS的波束方向圖中的零位寬度確定用Griffiths-Jim波束形成器的可能的最大降噪，其中，較窄的零位產(chǎn)生較大可能的降噪。然而，在圖19(a)中示出的現(xiàn)有技術(shù)系統(tǒng)中，零位的寬度是固定的，并且不能被改變，所以，降噪的最大量是固定的。
如果相反，如圖19(b)上所示出的，在Griffiths-Jim型波束形成器中所使用的塊矩陣的信號差分電路是在本發(fā)明的相位增強處理198之前，然后，沿有用信號方向的零位的寬度能與相位擴展的量成比例地降低，從而實現(xiàn)Griffiths-Jim波束形成器的降噪能力的增加。
圖19(a)中示出的現(xiàn)有技術(shù)系統(tǒng)的另一個降噪限制是信號DS的波束形狀中的頻率變化的結(jié)果。該變化對于每個到達角度都產(chǎn)生不同的頻率響應特性。因此，軸外噪聲源是“有色的”，并且只要傳感器陣列和單個或多個噪聲源之間存在相對運動，自適應濾波器就必須再適應。在濾波器進行適應的時間期間，噪聲不被降低，而是傳至輸出端。
通過代替圖19(a)中用于產(chǎn)生信號DS的第一信號方法191的本發(fā)明的新處理，頻率變化能夠被消除，因為參數(shù)S的值能夠被調(diào)整，以補償頻率變化。這在圖19(b)中通過電路塊197被示出。波束形狀的頻率變化的消除消除了由軸外噪聲信號的相對運動所引起的頻率響應的變化，并由此降低或消除由傳感器陣列和噪聲源之間的相對運動所引起的再適應時間。
在寬帶應用中，Griffiths-Jim波束形成器和許多其他GSC的波束形成器將不以端射傳感器陣列配置的方式工作。這個限制是由在所有頻率處沿塊矩陣信號的有用源的方向保持波束方向圖零位的需求所引起的。例如，在圖19(a)中示出的系統(tǒng)中，如果傳感器陣列被配置為端射陣列，如圖19(c)中190b示出的，圖19(a)中的信號NS和DS將被相互交換，因為第一方法波束和第二方法波束將被旋轉(zhuǎn)90度。然而，如上所述，當傳感元件以半波長間隔開時，由求和電路191所形成的波束方向圖僅具有零位。因為半波長情況僅發(fā)生在單頻處，這種系統(tǒng)僅對于在那個頻率處或那個頻率附近的頻率正確地工作。因為電路元件191在這個配置中產(chǎn)生信號NS，所以在遠離半波長頻率的頻率處，零位消失，并且某些有用信號“泄漏”到噪聲消除自適應濾波器中。該結(jié)果是，有用信號的一部分不希望地被從產(chǎn)生有用信號失真的輸出信號中除去。因此，產(chǎn)生傳統(tǒng)Griffiths-Jim波束形成器的端射形式是可能的，但僅對于元件間隔等于半波長的非常窄的帶寬應用。
如果相反，對于圖19(c)的端射陣列配置190b，噪聲信號NS是由新相位增強處理組成的塊矩陣192所產(chǎn)生的，然后，該噪聲感測波束方向圖的變化能夠通過用于銳度參數(shù)S的值的頻率遞減(tapering)所消除。因此，朝向有用信號的零位能夠在頻率范圍內(nèi)保持恒定，其對于GSC的自適應降噪處理的正確操作是需要的。
類似地，通過在矢量信號差分電路之前應用新相位增強，能夠在這個端射配置中獲得合并的信號DS，其在圖19(c)中的199處被示出。然而，圖18(c)中示出的系統(tǒng)能夠被可選地替換圖19(c)中的電路塊199，以產(chǎn)生合并的信號DS。
大部分上述波束形成系統(tǒng)利用加法的波束形成方法，其中，相位增強信號被求和以產(chǎn)生輸出信號。然而，存在另一類波束形成器，其僅使用信號差以產(chǎn)生關(guān)心的波束方向圖。這些波束形成器被稱為減法波束形成器，最簡單的是兩元件端射陣列。
相位壓縮，即，相位擴展的反向，能夠被有利地用在減法波束形成陣列系統(tǒng)中。例如，使用兩個全向擴音元件，當后面元件的信號從前面元件的信號中被減去時，聲學端射波束形成器被產(chǎn)生。例如，在聲學拾取傳感器應用中，生成的波束方向圖是端射的8形，一般被稱為噪聲消除擴音系統(tǒng)。
通過在進行減法之前，壓縮兩個輸入信號之間的電相位差，波束方向圖能夠被變窄。換句話說，理想地使波束方向圖對軸外噪聲拾取具有較小的靈敏度。在圖19(c)中示出的配置中，合并的信號DS能夠通過首先根據(jù)上述創(chuàng)新的方法來相位增強傳感器信號、然后差分這些信號所產(chǎn)生，如由圖19(c)中電路塊199所示出的。在這種情況下，相位增強優(yōu)選地是相位壓縮。
作為相位壓縮的實例，在等式1中，通過使用0和1之間，換句話說，0≤S＜1，的參數(shù)S的值來實現(xiàn)相位壓縮。這個具體信號相位壓縮特性的曲線在圖6(a)中被示為曲線61。當1/2的值被用于銳度參數(shù)S時，生成這個曲線。許多其他相位壓縮函數(shù)和曲線是可能的，并且預期任何這種函數(shù)或曲線能夠被用于該發(fā)明的范圍內(nèi)，而沒有限制。類似地，如由等式4所示出的，存在相應的衰減函數(shù)，并且這些也被預期不被限制在本發(fā)明的范圍內(nèi)。
對上述的頻域處理可選的是，該處理能夠被應用于時域中，其中，例如模擬的或數(shù)字化的輸入信號被通過一組帶通鑒頻濾波器(如果適當?shù)脑捠悄M的或數(shù)字的)。每個頻率濾波器的輸出例如通過使用Hilbert變換被隨后處理，以產(chǎn)生每個輸入信號通道的分析信號。然后，該分析信號被用于，使用本領(lǐng)域中已知的方法，實時計算瞬時相位和瞬時相位差，以及瞬時信號幅度。然后，在所處理的信號被合并以通過將所處理的信號加在一起來形成處理的輸出信號之前，相位差被用于，例如使用如上所述的衰減函數(shù)或查找表中的任一個來衰減作為相位差的函數(shù)的信號幅度?？蛇x地，在通過將相位擴展信號加在一起來合并信號以形成處理的輸出信號之前，能夠使用增強函數(shù)或查找表中的任一種來增強瞬時信號電相位差。
此外，通過將單個瞬時信號的幅度再分配為單個信號幅度的數(shù)學平均值，新信號匹配方法能夠被應用于這種時域處理技術(shù)中。
在時域處理技術(shù)中，過濾所測量的參數(shù)或該處理的修改以降低在處理中產(chǎn)生噪聲的假效果常常是值得的。這種過濾被預期在本發(fā)明的范圍內(nèi)。上述時域方法是實現(xiàn)本發(fā)明的典型模式，并不規(guī)定為限制。
將理解的是，雖然大部分在本文中是根據(jù)來自被設置為寬距陣列的一對擴音器的音頻信號描述的，本發(fā)明的方法和系統(tǒng)可應用于以一、二、或三維設置的所有類型的任意數(shù)量的傳感元件。擴音器或其他聲音傳感元件通常能夠用于民用和軍用的運載工具的艙(電話、指令控制)，以及用于PC、平板PC、PDA、器械、會議電話、擴音器陣列(例如，在PC監(jiān)視器的頂部上)、音樂會、運動競技、和其他大型集會。更進一步，本發(fā)明的信號增強方面同樣地可應用于非音頻信號，從而發(fā)現(xiàn)在幾乎任意波能系統(tǒng)(例如，超聲波和次聲系統(tǒng)、聲納和聲納成像、雷達和雷達成像、X射線和X射線成像、水下作戰(zhàn)、回聲定位、天文學、醫(yī)療應用、光學成像、重力波檢測和定位、紅外應用等)中的多種用途。
上述是實現(xiàn)本發(fā)明的典型模式，并不規(guī)定為限制。對于本領(lǐng)域技術(shù)人員顯而易見的是，可以對其進行修改而不背離由下面的權(quán)利要求所闡述的本發(fā)明的精神和范圍。
權(quán)利要求
1.一種用于改進系統(tǒng)中的噪聲識別的方法，所述系統(tǒng)具有多個傳感器，所述多個傳感器中的每個都響應于信號激勵而生成可由具有相位分量和幅度分量的輸入矢量表示的傳感器輸入信號，所述多個傳感器被設置為具有軸上方向，所述方法包括
從至少兩個輸入矢量生成輸入相位差值；
增強作為相對于所述軸上方向的所述信號激勵的位置的函數(shù)的所述輸入相位差值；
生成與所述兩個輸入矢量相對應的兩個輸出矢量，所述兩個輸出矢量具有基于增強的所述輸入相位差值的相位差；以及
合并所述兩個輸出矢量。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中，所述傳感器是音頻擴音器。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中，增強包括以頻變的方式增加或減少所述輸入相位差值。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的方法，其中，使用擴展函數(shù)實現(xiàn)增加。
5.根據(jù)權(quán)利要求3所述的方法，其中，使用查找表實現(xiàn)增加。
6.根據(jù)權(quán)利要求3所述的方法，其中，作為可調(diào)節(jié)的銳度參數(shù)的函數(shù)來執(zhí)行增強。
7.根據(jù)權(quán)利要求6所述的方法，其中，乘法地應用所述可調(diào)節(jié)的銳度參數(shù)。
8.根據(jù)權(quán)利要求6所述的方法，其中，所述可調(diào)節(jié)的銳度參數(shù)是頻率的函數(shù)。
9.根據(jù)權(quán)利要求6所述的方法，其中，所述可調(diào)節(jié)的銳度參數(shù)是與頻率成反比例的，以實現(xiàn)整個頻譜上一致的靈敏度。
10.根據(jù)權(quán)利要求6所述的方法，其中，所述可調(diào)節(jié)的銳度參數(shù)具有取決于所述兩個輸入矢量之間的所述相位差的符號的多個值之一。
11.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中，使用與所述兩個輸入矢量相對應的一對單位矢量的幅度的差與和的比率來計算所述輸入相位差。
12.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，還包括應用靈敏度匹配以適應所述系統(tǒng)中的裝置和/或信號不匹配。
13.根據(jù)權(quán)利要求12所述的方法，其中，所述靈敏度匹配是基于從下述集合所選擇的數(shù)學平均確定的算術(shù)平均確定、幾何平均確定、調(diào)和平均確定、以及均方根(rms)確定。
14.根據(jù)權(quán)利要求12所述的方法，其中，所述靈敏度匹配被用于獲得第一匹配矢量和第二匹配矢量，并且其中，增強所述輸入相位差值包括從查找表獲得所述第一匹配矢量和所述第二匹配矢量的差與和的比率的幅度值。
15.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中，所述多個傳感器被設置成寬距陣列的形式。
16.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中，所述多個傳感器被設置成端射陣列的形式。
17.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中，合并包括求和。
18.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中，合并包括求差。
19.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中，對除了0度以外的多個相位差值進行增強。
20.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中，關(guān)于所選擇的非增強相位差角非對稱地進行增強。
21.一種拾取裝置，包括
至少第一傳感器和第二傳感器，響應于信號激勵，分別生成第一傳感器輸入信號和第二傳感器輸入信號，所述第一輸入信號和所述第二輸入信號可由每個都具有相位分量和幅度分量的第一輸入矢量和第二輸入矢量表示；以及
至少一個電路，其適合于
從所述第一傳感器輸入矢量和所述第二傳感器輸入矢量生成輸入相位差值；
增強作為相對于所述至少第一傳感器和第二傳感器的軸上方向的所述信號激勵的位置的函數(shù)的所述輸入相位差值；
生成與所述第一輸入矢量和所述第二輸入矢量相對應的兩個輸出矢量，所述兩個輸出矢量具有基于增強的所述輸入相位差值的相位差；以及
合并所述兩個輸出矢量。
22.根據(jù)權(quán)利要求21所述的裝置，其中，所述傳感器是音頻擴音器。
23.根據(jù)權(quán)利要求21所述的裝置，其中，增強包括以頻變的方式增加或減少所述輸入相位差值。
24.根據(jù)權(quán)利要求23所述的裝置，其中，使用擴展函數(shù)實現(xiàn)增加。
25.根據(jù)權(quán)利要求23所述的裝置，其中，使用查找表實現(xiàn)增加。
26.根據(jù)權(quán)利要求23所述的裝置，其中，作為可調(diào)節(jié)的銳度參數(shù)的函數(shù)來執(zhí)行增強。
27.根據(jù)權(quán)利要求26所述的裝置，其中，乘法地應用所述可調(diào)節(jié)的銳度參數(shù)。
28.根據(jù)權(quán)利要求26所述的裝置，其中，所述可調(diào)節(jié)的銳度參數(shù)是頻率的函數(shù)。
29.根據(jù)權(quán)利要求26所述的裝置，其中，所述可調(diào)節(jié)的銳度參數(shù)是與頻率成反比例的，以實現(xiàn)整個頻譜上一致的靈敏度。
30.根據(jù)權(quán)利要求26所述的裝置，其中，所述可調(diào)節(jié)的銳度參數(shù)具有取決于所述第一輸入矢量和所述第二輸入矢量之間的所述相位差的符號的多個值之一。
31.根據(jù)權(quán)利要求21所述的裝置，其中，使用與所述第一輸入矢量和所述第二輸入矢量相對應的一對單位矢量的幅度的差與和的比率來計算所述輸入相位差值。
32.根據(jù)權(quán)利要求21所述的裝置，其中，所述至少一個電路還適合于應用靈敏度匹配以適應裝置和/或信號不匹配。
33.根據(jù)權(quán)利要求32所述的裝置，其中，所述靈敏度匹配基于從下述集合所選擇的數(shù)學平均確定算術(shù)平均確定、幾何平均確定、調(diào)和平均確定、以及均方根(rms)確定。
34.根據(jù)權(quán)利要求33所述的裝置，其中，所述靈敏度匹配被用于獲得第一匹配矢量和第二匹配矢量，并且其中，增強所述輸入相位差值包括從查找表獲得所述第一匹配矢量和所述第二匹配矢量的差與和的比率的幅度值。
35.根據(jù)權(quán)利要求21所述的裝置，其中，所述至少第一傳感器和第二傳感器被設置成寬距陣列。
36.根據(jù)權(quán)利要求21所述的裝置，其中，所述至少第一傳感器和第二傳感器被設置成端射陣列。
37.根據(jù)權(quán)利要求21所述的裝置，其中，合并包括求和。
38.根據(jù)權(quán)利要求21所述的裝置，其中，合并包括求差。
全文摘要
來自多個傳感器的信號中的噪聲識別是通過增強信號中的相位差所進行的，使得軸外拾取被抑制，而軸上拾取被增強?？蛇x地，以相位差依賴的方式將衰減/擴展應用于信號，與軸外拾取的抑制和軸上的增強一致。靈敏度波瓣之間的零位被加寬，有效地將靈敏度波瓣變窄，并且改進了指向性和噪聲識別。
文檔編號H04R3/00GK101288335SQ200680037883
公開日2008年10月15日 申請日期2006年8月25日 優(yōu)先權(quán)日2005年8月26日
發(fā)明者喬恩·C·滕策, 布魯斯·G·斯派塞 申請人:思德普通信公司