專利名稱:用于正交頻分多路復(fù)用系統(tǒng)中的載頻同步的設(shè)備和方法
技術(shù)領(lǐng)域:
本發(fā)明一般涉及基于正交頻分多路復(fù)用(OFDM)的無(wú)線通信系統(tǒng)。更具體地,本發(fā)明涉及在基于OFDM的無(wú)線通信系統(tǒng)中校正初始載頻偏移的設(shè)備和方法。
背景技術(shù):
無(wú)線通信系統(tǒng)典型地使用蜂窩通信方案。這些無(wú)線通信系統(tǒng)使用多個(gè)接入方案以與多個(gè)用戶同時(shí)通信。對(duì)于多址接入方案,典型地使用時(shí)分多址(TDMA)、碼分多址(CDMA)、和頻分多址(FDMA)。隨著CDMA技術(shù)的快速進(jìn)步,CDMA系統(tǒng)從語(yǔ)音通信系統(tǒng)發(fā)展成為能夠以高速度傳送分組數(shù)據(jù)的系統(tǒng)。
為了克服CDMA系統(tǒng)在使用碼字資源方面的限制,最近已經(jīng)使用了正交頻分多址(OFDMA)方案。
OFDMA方案基于正交頻分多路復(fù)用(OFDM)。使用多載波傳送數(shù)據(jù)的OFDM系統(tǒng)是多載波調(diào)制(MCM)系統(tǒng)類型,在MCM系統(tǒng)中串行碼元流被轉(zhuǎn)換為并行碼元流、并被調(diào)制到彼此正交的多個(gè)副載波(即多個(gè)副載波信道)上。
在20世紀(jì)50年代后期,基于MCM的OFDM方案首先應(yīng)用到軍事上的高頻(HF)無(wú)線電通信。用于重疊正交副載波的OFDM方案在20世紀(jì)70年代開(kāi)始發(fā)展。由于存在的問(wèn)題在于難以實(shí)現(xiàn)多個(gè)載波之間的正交調(diào)制,所以O(shè)FDM方案在實(shí)際系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)中具有限制。然而,在1971年,Weinstein等提出了可使用離散傅立葉變換(DFT)有效地執(zhí)行OFDM調(diào)制/解調(diào)。這樣,OFDM技術(shù)迅速發(fā)展。此外,插入循環(huán)前綴(CP)碼元的保護(hù)間隔(guardinterval)的引入還減輕了多徑傳播和延遲擴(kuò)展對(duì)OFDM系統(tǒng)的不利影響。
結(jié)果,隨著技術(shù)的發(fā)展,OFDM方案已經(jīng)廣泛用于數(shù)字傳送技術(shù),諸如數(shù)字音頻廣播(DAB)、數(shù)字電視(TV)、無(wú)線局域網(wǎng)(WLAN)、無(wú)線異步傳輸模式(WATM)等。盡管硬件復(fù)雜度是實(shí)施OFDM系統(tǒng)的障礙,但是最近包括快速傅立葉變換(FFT)和快速傅立葉逆變換(IFFT)的數(shù)字信號(hào)處理技術(shù)的發(fā)展使得OFDM系統(tǒng)能夠?qū)嵤?。OFDM方案類似于傳統(tǒng)的頻分多路復(fù)用(FDM)方案,并可在傳送高速數(shù)據(jù)時(shí)獲得最佳的傳送效率,同時(shí)保持多個(gè)副載波之間的正交性。更具體地,OFDM方案導(dǎo)致有效的頻率使用,并且對(duì)多徑衰落(fading)魯棒(robust),從而在傳送高速數(shù)據(jù)時(shí)獲得最佳的傳送效率。OFDM方案使用重疊的頻譜,從而有效地使用頻率。OFDM方案對(duì)于頻率選擇性衰落、多徑衰落、和脈沖噪聲魯棒。OFDM方案可使用保護(hù)間隔來(lái)縮減碼元間干擾(ISI),并且可容易地設(shè)計(jì)硬件的均衡器結(jié)構(gòu)。因此,在通信系統(tǒng)結(jié)構(gòu)中OFDM方案得到積極地開(kāi)發(fā)。
圖1是圖示了傳統(tǒng)的OFDM系統(tǒng)中的傳送和接收的物理層的框圖。
要傳送的輸入比特流101被輸入到編碼器102。編碼器102以預(yù)先定義的方案對(duì)輸入比特流101進(jìn)行編碼,并然后向串并轉(zhuǎn)換器(SPC)103輸出所編碼的比特流。SPC 103將所編碼的串行比特流轉(zhuǎn)換為并行比特流,并然后輸出并行比特流以執(zhí)行IFFT處理。這樣,從SPC 103輸出的并行比特流被輸入到IFFT處理器104。在這個(gè)情況下,假設(shè)并行比特流是N個(gè)碼元。此外,假設(shè)IFFT處理器104接收N個(gè)碼元,這是因?yàn)橐訬個(gè)比特流為單位執(zhí)行IFFT處理。這樣,IFFT處理器104接收N個(gè)并行碼元,并對(duì)要傳送的N個(gè)并行碼元執(zhí)行IFFT處理,從而將頻域碼元變換為時(shí)域碼元。時(shí)域碼元被輸入到并串轉(zhuǎn)換器(PSC)105。PSC 105將并行輸入的N個(gè)時(shí)域碼元轉(zhuǎn)換為N個(gè)串行或連續(xù)比特流,并然后串行地或連續(xù)地輸出該N個(gè)比特流。下文中,連續(xù)輸出的N個(gè)比特流稱為“OFDM碼元”。
OFDM碼元被輸入到CP添加器106。CP添加器106復(fù)制所輸入OFDM碼元的預(yù)定義數(shù)目的后面比特,并然后將所復(fù)制的比特插入在OFDM碼元的第一比特之前。添加CP用以去除多徑信道的影響。已經(jīng)添加CP的OFDM碼元被輸入到數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)107。然后,DAC 107將所輸入的數(shù)字碼元轉(zhuǎn)換為模擬碼元,并向接收機(jī)傳送該模擬碼元。
所傳送的模擬碼元通過(guò)預(yù)定義的多徑信道110輸入到接收機(jī)?,F(xiàn)在,將描述接收機(jī)的結(jié)構(gòu)和操作。
接收機(jī)的模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)121接收在發(fā)射機(jī)的IFFT處理器104中變換為時(shí)域的模擬信號(hào),并然后將所接收的模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)。ADC121將該數(shù)字信號(hào)輸入到CP去除器122。CP去除器122去除在多徑環(huán)境中污染的CP,即CP碼元。在CP去除器122中已經(jīng)從其去除CP的信號(hào)是串行信號(hào)。這樣,已經(jīng)去除CP的信號(hào)被輸入到SPC 123。SPC 123以N個(gè)碼元為單位,將串行輸入的碼元轉(zhuǎn)換為并行碼元,并然后輸出該并行碼元。
因?yàn)榘l(fā)射機(jī)以N個(gè)碼元為單位執(zhí)行IFFT處理,所以串行輸入碼元以N個(gè)碼元為單位轉(zhuǎn)換為并行碼元。這樣,F(xiàn)FT處理器124接收N個(gè)并行數(shù)據(jù),并然后對(duì)所接收的并行數(shù)據(jù)執(zhí)行FFT處理。也就是說(shuō),F(xiàn)FT處理器124將時(shí)域碼元變換為頻域碼元。所述頻域碼元被輸入到均衡器125。均衡器125從所輸入的頻域碼元消除信道影響,并然后輸出已經(jīng)從其消除信道影響的碼元。從均衡器125輸出的碼元被輸入到PSC 126。PSC 126將輸入的并行碼元轉(zhuǎn)換為串行碼元,并然后輸出該串行碼元。以N個(gè)碼元為單位串行轉(zhuǎn)換的碼元被輸入到解碼器127。解碼器127對(duì)所輸入的碼元進(jìn)行解碼,并然后提供輸出比特流128。
上述的OFDM系統(tǒng)與單載波調(diào)制系統(tǒng)相比,可以更有效地使用傳輸頻帶。為此,OFDM系統(tǒng)廣泛地用于寬帶傳輸系統(tǒng)。
至于接收特性,OFDM系統(tǒng)與單載波傳輸系統(tǒng)相比,對(duì)于頻率選擇性多徑衰落信道更魯棒。因?yàn)樵诮邮諜C(jī)的輸入信號(hào)特性方面、在多個(gè)副載波占用的頻帶中存在頻率選擇性信道而在每個(gè)副載波頻帶中存在非頻率選擇性信道,所以可以用簡(jiǎn)單的信道均衡處理來(lái)容易地補(bǔ)償信道。具體地,OFDM系統(tǒng)復(fù)制每個(gè)OFDM碼元的第二個(gè)半部分,將復(fù)制的部分作為CP附加到OFDM碼元前,并傳送OFDM碼元,從而從前一碼元去除ISI。這樣,OFDM傳送方案對(duì)于多徑衰落信道很魯棒,并且適于寬帶高速通信。
在數(shù)字廣播的標(biāo)準(zhǔn)中,與能夠保證高質(zhì)量接收以及高速度的傳送和接收的傳輸方案一樣,OFDM傳輸方案倍受關(guān)注。采用OFDM傳輸方案的廣播標(biāo)準(zhǔn)的示例是歐洲無(wú)線無(wú)線電廣播的DAB、用作地面高清晰度電視(HDTV)標(biāo)準(zhǔn)的地面數(shù)字視頻廣播(DVB-T)等。最近,移動(dòng)廣播系統(tǒng)正按照全球趨勢(shì)朝廣播和通信的聚合方向發(fā)展。具體地,移動(dòng)廣播系統(tǒng)的主要目標(biāo)是傳送大量的多媒體信息。在歐洲,已經(jīng)采用從DVB-T發(fā)展來(lái)的手持DVB(DVB-H)作為移動(dòng)廣播標(biāo)準(zhǔn)。在南韓,與歐洲D(zhuǎn)VB-H一起,還采用從DAB發(fā)展來(lái)的地面數(shù)字多媒體廣播(DMB)作為廣播標(biāo)準(zhǔn)。高通公司(Qualcomm)提出的MediaFLO也同樣基于OFDM傳輸方案。
當(dāng)接收級(jí)(reception stage)收到發(fā)射級(jí)(transmission stage)調(diào)制并傳送的信號(hào)、并將接收的信號(hào)轉(zhuǎn)換為基帶信號(hào)時(shí),可能由于發(fā)射級(jí)和接收級(jí)之間的調(diào)諧器特性差異而需要獲取發(fā)射頻率和接收頻率之間的同步。這里,頻率差異稱為頻率偏移。
由于這種頻率偏移導(dǎo)致了信號(hào)幅度的減小和相鄰信道之間的干擾,所以它的校正對(duì)于確定OFDM系統(tǒng)的性能而言很重要。
為了校正OFDM方案中的頻率偏移,已經(jīng)提出了許多算法。OFDM系統(tǒng)的同步算法劃分為載頻同步算法和碼元定時(shí)同步算法。載頻同步算法執(zhí)行校正發(fā)射機(jī)和接收機(jī)之間的載頻偏移的功能。載頻偏移由發(fā)射機(jī)和接收機(jī)之間的振蕩器頻率差異以及多普勒頻率偏移引起。輸入到接收級(jí)的信號(hào)的載頻偏移可大于副載波間隔。用于校正與副載波間隔的整數(shù)倍對(duì)應(yīng)的相關(guān)聯(lián)載頻偏移的處理定義為“初始載頻同步”。用于校正與副載波間隔的小數(shù)倍對(duì)應(yīng)的相關(guān)聯(lián)載頻偏移的處理定義為“精細(xì)載頻同步”。所傳送的OFDM信號(hào)在頻域中由于與副載波單位的整數(shù)倍對(duì)應(yīng)的偏移、而被移位副載波單位的整數(shù)倍,并因此FFT輸出序列被移位副載波單位的整數(shù)倍。
另一方面,與副載波的小數(shù)倍對(duì)應(yīng)的載頻偏移導(dǎo)致FFT輸出之間的干擾以及誤碼率(BER)性能的顯著降低。通常,已知的是,OFDM系統(tǒng)與單載波傳輸系統(tǒng)相比,由于載頻偏移而具有較大量的性能降低。
現(xiàn)有的用于OFDM系統(tǒng)的初始載頻同步算法可劃分為盲檢測(cè)算法和使用預(yù)定義碼元的算法。在盲檢測(cè)算法的示例中,使用保護(hù)頻帶(guard band)來(lái)估計(jì)信號(hào)頻帶的移位量。然而,因?yàn)樵诙鄰剿ヂ湫诺拉h(huán)境中性能降低非常大,所以實(shí)際上難以實(shí)施盲檢測(cè)算法。另一方面,使用預(yù)定義碼元的算法的缺點(diǎn)在于由于獨(dú)立于數(shù)據(jù)碼元來(lái)傳送預(yù)定義的碼元,所以縮減了數(shù)據(jù)傳送速率。然而,由于其改善了同步和信道估計(jì)的性能,所以使用預(yù)定義碼元的算法廣泛地用于許多OFDM系統(tǒng)。
通常,利用像偽噪聲(PN)序列一樣的、能夠使用自相關(guān)特性的序列,來(lái)構(gòu)造為接收級(jí)的同步和信道估計(jì)而傳送的預(yù)定義碼元。圖2圖示了關(guān)于用作在DAB系統(tǒng)中使用的預(yù)定義碼元的相位參考碼元(PRS)的自相關(guān)特性的序列偏移。當(dāng)傳送PN序列的偏移是0時(shí),提供了最大的自相關(guān)值。在其它情況下,自相關(guān)值非常小。然而,在圖2的PRS的情況下,可以看出,發(fā)生了非常大的側(cè)峰。在其他偏移中,出現(xiàn)了非常小的自相關(guān)值。
作為使用預(yù)定義碼元的初始載頻同步算法,由Nogami和Taura提出的算法非常著名。由Nogami提出的算法圖示在圖3A和圖3B中。
首先,PN檢測(cè)器320檢測(cè)預(yù)定義碼元中的頻域PN序列的自相關(guān)值。在PN檢測(cè)器320檢測(cè)到PN序列的自相關(guān)值之后,幅度生成器330對(duì)絕對(duì)值執(zhí)行平方操作,并將頻率偏移的度量值Zn輸入到與最大值相關(guān)的索引生成器350。
如等式(1)所示表達(dá)度量值Zn。
這里,Y[k]是PRS位置中的OFDM碼元的第k個(gè)FFT輸出結(jié)果,fn是載頻偏移估計(jì)的整數(shù)倍,p[k-fn]是關(guān)于fn的接收機(jī)的局部(local)PRS,并且x*是x的復(fù)共軛。當(dāng)自相關(guān)值最大時(shí),與最大值相關(guān)的索引生成器350估計(jì)頻率偏離值作為初始載頻偏移。
因?yàn)閳D3A所圖示的由Nogami提出的算法對(duì)碼元定時(shí)偏移非常敏感,所以已經(jīng)提出了如圖3B所圖示的附加算法,其可通過(guò)減小自相關(guān)長(zhǎng)度并增加非相干組合(noncoherent combining)長(zhǎng)度來(lái)縮減對(duì)碼元定時(shí)偏移的敏感度。
參考圖3B,PN檢測(cè)器320檢測(cè)預(yù)定義碼元中的頻域PN序列的自相關(guān)值。在PN檢測(cè)器320檢測(cè)到PN序列的自相關(guān)值之后,幅度生成器330對(duì)絕對(duì)值執(zhí)行平方操作。第二累加器340累加幅度生成器330的輸出,并將度量值Zn輸入到與最大值相關(guān)的索引生成器350。
如等式(2)所示表達(dá)度量值Zn。
這里,Y[k]是PRS位置中的OFDM碼元的第k個(gè)FFT輸出結(jié)果,fn是載頻偏移估計(jì)的整數(shù)倍,p[k-fn]是關(guān)于fn的接收機(jī)的局部PRS,x*是x的復(fù)共軛,Nl是第一累加器的累加長(zhǎng)度。當(dāng)自相關(guān)值最大時(shí),與最大值相關(guān)的索引生成器350估計(jì)頻率偏離值作為初始載頻偏移。
另一方面,由Taura提出的算法校正頻域中的PN序列,將頻域序列變換為時(shí)域序列,并估計(jì)被映射為最大值的頻率移位量作為初始載頻偏移。這個(gè)算法對(duì)于碼元定時(shí)偏移十分魯棒,但是,因?yàn)橐獔?zhí)行IFFT處理以計(jì)算每個(gè)頻率偏移估計(jì),所以需要非常高的硬件復(fù)雜度。
在OFDM接收機(jī)的傳統(tǒng)的初始載頻同步技術(shù)中,因?yàn)楫?dāng)在接收級(jí)中FFT定時(shí)偏移大時(shí)自相關(guān)特性降低,所以Nogami提出的算法難以應(yīng)用。也就是說(shuō),F(xiàn)FT定時(shí)偏移導(dǎo)致頻域中的線性相位旋轉(zhuǎn)。這樣,自相關(guān)長(zhǎng)度由于能夠進(jìn)行自相關(guān)的副載波數(shù)目的限制而縮減。隨著自相關(guān)長(zhǎng)度減小,即使執(zhí)行非相干組合,自相關(guān)值也將減小并且檢測(cè)性能也將降低,這是因?yàn)橛捎谠肼暦至慷鴮?dǎo)致容易出現(xiàn)失真。如果盡管檢測(cè)到FFT定時(shí)、但是偏移值非常大,則可以看出在Nogami的算法中初始載頻同步獲取的性能顯著降低。
另一方面,當(dāng)接收級(jí)的FFT定時(shí)偏移小并且在多徑信道環(huán)境下沒(méi)有來(lái)自前一碼元的干擾時(shí),僅具有相對(duì)小定時(shí)偏移的多徑分量提供大自相關(guān)值,并且僅具有相對(duì)大定時(shí)偏移的多徑分量提供小的自相關(guān)值。在單頻網(wǎng)絡(luò)(SFN)和具有大信道延遲擴(kuò)展的多徑信道環(huán)境中,在Nogami的算法中還增加了性能降低量。
在OFDM接收機(jī)的傳統(tǒng)的初始載頻同步技術(shù)中,Taura提出的算法即使在FFT定時(shí)偏移大時(shí)也可檢測(cè)預(yù)定義的碼元,但是存在的缺點(diǎn)在于要使用具有非常高的硬件復(fù)雜度的IFFT處理以進(jìn)行時(shí)域中的處理。具體地,因?yàn)閼?yīng)該對(duì)一個(gè)頻率估計(jì)執(zhí)行IFFT處理,所以當(dāng)頻率偏移大時(shí)難以使用Taura提出的算法。因?yàn)樵谧儞Q為時(shí)域之后僅使用具有最大幅度值的多徑分量,所以多徑的數(shù)目增加。存在的缺點(diǎn)在于,當(dāng)多徑分量的幅度彼此類似時(shí),性能顯著降低。
因此,需要一種改進(jìn)設(shè)備和方法,用于在OFDM系統(tǒng)中進(jìn)行載頻同步,以在存在多徑干擾時(shí)維持性能。
發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的示范實(shí)施例的一方面是至少解決上面的問(wèn)題和/或缺點(diǎn),并至少提供下述的優(yōu)點(diǎn)。因此,本發(fā)明的示范實(shí)施例的一方面是提供一種在基于正交頻分多路復(fù)用(OFDM)的無(wú)線通信系統(tǒng)中的用于載頻同步的設(shè)備和方法,即使在接收級(jí)的快速傅立葉變換(FFT)定時(shí)偏移大的環(huán)境中,所述設(shè)備和裝置也可改善初始載頻偏移檢測(cè)的性能和自相關(guān)特性的降低。
本發(fā)明的示范實(shí)施例的又一方面是提供一種在基于OFDM的無(wú)線通信系統(tǒng)中的用于載頻同步的設(shè)備和方法,即使在單頻網(wǎng)絡(luò)(SFN)環(huán)境和信道延遲擴(kuò)展大的多徑信道環(huán)境中,所述設(shè)備和裝置也可以通過(guò)充分采用所有多徑分量來(lái)獲得自相關(guān)特性。
本發(fā)明的示范實(shí)施例的又一方面是提供一種在基于OFDM的無(wú)線通信系統(tǒng)中的用于載頻同步的設(shè)備和方法,所述設(shè)備和裝置與具有高硬件復(fù)雜度的傳統(tǒng)系統(tǒng)相比可通過(guò)在頻域中處理信號(hào)來(lái)進(jìn)一步減少硬件復(fù)雜度。
本發(fā)明的示范實(shí)施例的又一方面是提供一種在基于OFDM的無(wú)線通信系統(tǒng)中的用于載頻同步的設(shè)備和方法,所述設(shè)備和裝置可以在采用簡(jiǎn)單的硬件結(jié)構(gòu)的同時(shí)對(duì)碼元定時(shí)偏移和多徑信道環(huán)境魯棒。
根據(jù)本發(fā)明的示范實(shí)施例的一方面,提供了一種用于正交頻分多路復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)中的載頻同步的設(shè)備,其中,用于頻率估計(jì)的度量生成器對(duì)將從接收級(jí)生成的相位參考碼元(PRS)乘以在預(yù)定義幀內(nèi)的PRS位置上的OFDM碼元的快速傅立葉變換(FFT)輸出信號(hào)而計(jì)算的值執(zhí)行第一累加處理,從相鄰FFT輸出碼元的乘積獲取差分(differential)碼元,對(duì)從差分碼元提取的實(shí)部執(zhí)行第二累加處理,并輸出用于頻率估計(jì)的度量值;以及與最大值相關(guān)的索引生成器比較在預(yù)定的頻率偏移估計(jì)范圍內(nèi)的用于初始頻率估計(jì)的度量值,并選擇和輸出最大度量值作為頻率偏移估計(jì)。
根據(jù)本發(fā)明的示范實(shí)施例的又一方面,提供了一種用于正交頻分多路復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)中的載頻同步的設(shè)備,其中,用于頻率估計(jì)的度量生成器對(duì)將從接收級(jí)生成的相位參考碼元(PRS)乘以在預(yù)定義幀內(nèi)的PRS位置上的OFDM碼元的快速傅立葉變換(FFT)輸出信號(hào)而計(jì)算的值執(zhí)行第一累加處理,從相鄰FFT輸出碼元的乘積獲取差分碼元,對(duì)從差分碼元提取的實(shí)部執(zhí)行第二累加處理,并輸出用于頻率估計(jì)的度量值;以及閾值比較器確定用于初始頻率估計(jì)的度量值是否超過(guò)特定閾值,并選擇和輸出超過(guò)特定閾值的度量值作為頻率偏移估計(jì)。
根據(jù)本發(fā)明的示范實(shí)施例的又一方面,提供了一種用于正交頻分多路復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)中的載頻同步的方法,其中,對(duì)將從接收級(jí)生成的相位參考碼元(PRS)乘以在預(yù)定義幀內(nèi)的PRS位置上的OFDM碼元的快速傅立葉變換(FFT)輸出信號(hào)而計(jì)算的值執(zhí)行第一累加處理;從相鄰FFT輸出碼元的乘積獲取差分碼元,對(duì)從差分碼元提取的實(shí)部執(zhí)行第二累加處理,并輸出用于頻率估計(jì)的度量值;以及比較在頻率偏移估計(jì)范圍內(nèi)的用于初始頻率估計(jì)的度量值,并選擇和輸出最大度量值作為頻率偏移估計(jì)。
根據(jù)本發(fā)明的示范實(shí)施例的又一方面,提供了一種用于正交頻分多路復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)中的載頻同步的方法,其中,對(duì)將從接收級(jí)生成的相位參考碼元(PRS)乘以在預(yù)定義幀內(nèi)的PRS位置上的OFDM碼元的快速傅立葉變換(FFT)輸出信號(hào)而計(jì)算的值執(zhí)行第一累加處理;從相鄰FFT輸出碼元的乘積獲取差分碼元,對(duì)從差分碼元提取的實(shí)部執(zhí)行第二累加處理,并輸出用于頻率估計(jì)的度量值;以及確定用于初始頻率估計(jì)的度量值是否超過(guò)特定閾值,并選擇和輸出超過(guò)特定閾值的度量值作為頻率偏移估計(jì)。
根據(jù)本發(fā)明的示范實(shí)施例的又一方面,提供了一種用于正交頻分多路復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)中的載頻同步的方法,其中,對(duì)將從接收級(jí)生成的相位參考碼元(PRS)乘以在預(yù)定義幀內(nèi)的PRS位置上的OFDM碼元的快速傅立葉變換(FFT)輸出信號(hào)而計(jì)算的值執(zhí)行第一累加處理;從相鄰FFT輸出碼元的乘積獲取差分碼元,對(duì)從差分碼元提取的實(shí)部執(zhí)行第二累加處理,并輸出用于頻率估計(jì)的度量值;以及確定與用于頻率估計(jì)的度量值相關(guān)的頻率索引是否是最后;以及當(dāng)確定相關(guān)的頻率索引為最后時(shí),選擇和輸出具有在頻率索引中存儲(chǔ)的度量值的最大值的頻率索引作為頻率偏移估計(jì)。
根據(jù)接下來(lái)結(jié)合附圖的詳細(xì)描述,本發(fā)明的特定示范實(shí)施例的上面和其它目標(biāo)、特征和優(yōu)點(diǎn)將更明顯,在附圖中 圖1是圖示了傳統(tǒng)的正交頻分多路復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)中的傳送和接收的物理層的框圖; 圖2圖示了關(guān)于用作在數(shù)字音頻廣播(DAB)系統(tǒng)中使用的預(yù)定義碼元的相位參考碼元(PRS)的自相關(guān)特性的序列偏移; 圖3A和圖3B圖示了使用預(yù)定義碼元的初始載頻同步的傳統(tǒng)方法; 圖4A和圖4B圖示了在OFDM系統(tǒng)中的初始載頻偏移估計(jì)器(estimator)中使用的數(shù)字域校正和模擬域校正; 圖5圖示了DAB系統(tǒng)的幀結(jié)構(gòu); 圖6A和圖6B是圖示了根據(jù)本發(fā)明的示范實(shí)施例的OFDM系統(tǒng)中的初始載頻估計(jì)器的示意圖; 圖7是圖示了根據(jù)本發(fā)明的示范實(shí)施例的OFDM系統(tǒng)中的初始載頻同步方法的流程圖; 圖8是圖示了根據(jù)本發(fā)明的示范實(shí)施例的OFDM系統(tǒng)中的初始載頻同步方法的流程圖;以及 圖9是圖示了在本發(fā)明的示范實(shí)施例與現(xiàn)有技術(shù)之間的性能比較的圖。
貫穿圖中,相同的附圖標(biāo)記將被理解為指的是相同的元件、特征和結(jié)構(gòu)。
具體實(shí)施例方式 提供在描述中定義的諸如詳細(xì)構(gòu)造和元件的事項(xiàng),以幫助全面理解本發(fā)明的示范實(shí)施例。因此,本領(lǐng)域的技術(shù)人員將認(rèn)識(shí)到,在不脫離本發(fā)明的范圍和精神的情況下,可以進(jìn)行這里描述的實(shí)施例的各種改變和修改。此外,為了清楚和簡(jiǎn)明,省略了對(duì)已知功能和構(gòu)造的描述。
在正交頻分多路復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)中,初始載頻估計(jì)器的操作可劃分為如圖4A所圖示的在數(shù)字域進(jìn)行校正的情況和如圖4B所圖示的在模擬域進(jìn)行校正的情況。
參考圖4A,射頻(RF)接收機(jī)420將通過(guò)天線410接收的OFDM信號(hào)轉(zhuǎn)換為基帶信號(hào),并然后將基帶信號(hào)輸出到模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)430。
ADC 430接收通過(guò)發(fā)射機(jī)的快速傅立葉逆變換(IFFT)變換為時(shí)域的模擬信號(hào),并然后將所接收的模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)。ADC 430將數(shù)字信號(hào)輸出到頻率偏移校正器440。
頻率偏移校正器440基于從如下所述的頻率偏移估計(jì)器460輸出的頻率偏移估計(jì),校正由調(diào)諧器特性差異導(dǎo)致的所接收數(shù)據(jù)的頻率偏移。
快速傅立葉變換(FFT)處理器450將所接收的時(shí)域數(shù)據(jù)變換為頻域。
頻率偏移估計(jì)器460使用在FFT處理器450中變換為頻域的信號(hào)來(lái)估計(jì)頻率偏移。頻率偏移校正器440補(bǔ)償所估計(jì)的頻率偏移。
另一方面,在圖4B中,載頻偏移估計(jì)器460使用在FFT處理器450中變換為頻域的信號(hào)來(lái)估計(jì)頻率偏移,以進(jìn)行模擬域中的校正。數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)470將所估計(jì)的頻率偏移轉(zhuǎn)換為模擬信號(hào),并然后輸出模擬信號(hào)到RF接收機(jī)420。RF接收機(jī)420使用混合器(未圖示)通過(guò)調(diào)整振蕩器的頻率來(lái)校正載頻偏移。在示范實(shí)現(xiàn)中,假設(shè)OFDM系統(tǒng)傳送用于初始載頻同步的預(yù)定義碼元。傳送預(yù)定義碼元的OFDM系統(tǒng)的示例是用作歐洲數(shù)字音頻廣播標(biāo)準(zhǔn)的數(shù)字音頻廣播(DAB)、用作歐洲數(shù)字視頻廣播標(biāo)準(zhǔn)的地面數(shù)字視頻廣播(DVB-T)和手持DVB(DVB-H)等。DAB系統(tǒng)在導(dǎo)頻載波上傳送稱為相位參考碼元(PRS)的預(yù)定義碼元,DVB-T或DVB-H系統(tǒng)在導(dǎo)頻載波上傳送稱為偽隨機(jī)二進(jìn)制序列(PRBS)的預(yù)定義碼元。上述的OFDM系統(tǒng)使用副載波或?qū)ьl載波傳送其中自相關(guān)特性在所有頻域都優(yōu)良的序列。將參考DAB系統(tǒng)描述本發(fā)明的示范實(shí)施例的幀結(jié)構(gòu)。然而,要注意,本發(fā)明可應(yīng)用到其中傳送能夠使用自相關(guān)特性的預(yù)定義碼元的任何OFDM系統(tǒng)。
圖5圖示了DAB系統(tǒng)的幀結(jié)構(gòu)。
對(duì)于碼元和載波同步處理,包括空(NULL)碼元510和PRS 520,并傳送它們。在同步碼元之后,傳送用于提供控制信號(hào)的快速信息信道(FIC)530a~530c,并隨后傳送用作數(shù)據(jù)信道的主服務(wù)信道(MSC)。在DAB系統(tǒng)中要使用的預(yù)定義碼元是PRS 520。在頻域的每個(gè)副載波上傳送預(yù)定義序列。在序列的自相關(guān)特性中,如圖2所圖示的,當(dāng)序列的相位差異是0時(shí)自相關(guān)值大,而當(dāng)序列的相位差異不是0時(shí)自相關(guān)值小。
在DAB系統(tǒng)的同步處理中,通過(guò)檢測(cè)空碼元510來(lái)執(zhí)行幀同步。在這個(gè)處理中,粗略地檢測(cè)OFDM碼元的位置。要在空碼元510之后傳送的PRS520是預(yù)定義碼元,并且可用于初始載頻同步、碼元定時(shí)同步等。在示范實(shí)施例中,初始載頻同步使用如圖2中圖示的優(yōu)良PRS的自相關(guān)特性,并使用要在PRS中傳送的預(yù)定義序列的相位差與頻率偏移成比例的事實(shí)。也就是說(shuō),估計(jì)具有最大自相關(guān)值的序列的相位差,作為與副載波間隔的整數(shù)倍對(duì)應(yīng)的頻率偏移。
圖6A是圖示了根據(jù)本發(fā)明的示范實(shí)施例的OFDM系統(tǒng)中的初始載頻估計(jì)器的示意圖。
OFDM系統(tǒng)具有存儲(chǔ)器(未圖示)、偽噪聲(PN)檢測(cè)器610、第一累加器620、差分碼元檢測(cè)器630、實(shí)部檢測(cè)器640、第二累加器650、和與最大值相關(guān)的索引生成器660。這里,PN檢測(cè)器610、第一累加器620、差分碼元檢測(cè)器630、實(shí)部檢測(cè)器640、和第二累加器定義為用于頻率估計(jì)的度量生成器。如圖6A所圖示的,可替代與最大值相關(guān)的索引生成器660而提供閾值比較器670。FFT輸出信號(hào)值被線性旋轉(zhuǎn)在所接收的信號(hào)的FFT處理中能夠?qū)е碌亩〞r(shí)偏移。因此,當(dāng)進(jìn)行簡(jiǎn)單的自相關(guān)時(shí),與碼元定時(shí)偏移成比例地縮減自相關(guān)值。自相關(guān)值的縮減導(dǎo)致頻率偏移檢測(cè)性能的降低。本發(fā)明的示范實(shí)施例提供了使用差分碼元的方案,這是因?yàn)橛上噜徃陛d波之間的碼元定時(shí)偏移導(dǎo)致的相位旋轉(zhuǎn)度非常小。
在根據(jù)本發(fā)明的示范實(shí)施例的OFDM系統(tǒng)的初始載頻估計(jì)器中,存儲(chǔ)器存儲(chǔ)通過(guò)接收在預(yù)定義碼元位置中的OFDM碼元、并對(duì)所接收的OFDM碼元執(zhí)行FFT處理而獲得的結(jié)果。PN檢測(cè)器610接收在幀內(nèi)的PRS位置中的FFT輸出信號(hào),并利用PRS元素(element)乘以從接收級(jí)生成的PRS來(lái)消除數(shù)據(jù)調(diào)制的影響。第一累加器620接收并累加PN檢測(cè)器610的輸出,并然后將第一累加器620的輸出提供到差分碼元檢測(cè)器630。差分碼元檢測(cè)器630從相鄰FFT輸出碼元的乘積中獲取差分碼元。當(dāng)?shù)谝焕奂悠?20中的累加間隔增加時(shí),即使在具有非常低的信噪比(SNR)的環(huán)境中,也改善了差分碼元檢測(cè)器630的輸入信號(hào)的質(zhì)量、并改善了檢測(cè)性能。然而,當(dāng)存在碼元定時(shí)偏移時(shí),性能隨著累加間隔增加而降低。這樣,檢測(cè)最佳累加間隔很重要。要注意,在某些情況下不需要第一累加器620。例如,在本發(fā)明中使用的累加長(zhǎng)度被設(shè)置為比傳統(tǒng)技術(shù)中使用的累加長(zhǎng)度更小的值,從而本發(fā)明可縮減由于碼元定時(shí)偏移導(dǎo)致的性能降低。當(dāng)差分檢測(cè)的碼元的值是復(fù)數(shù)時(shí),實(shí)部的值大于虛部的值,并且實(shí)部具有大于虛部的量。這樣,實(shí)部檢測(cè)器640提取差分碼元的實(shí)部,而第二累加器650累加實(shí)部檢測(cè)器640的輸出,從而獲得性能改善。這樣,頻率偏移的度量值Z(fn)表達(dá)為如等式(3)所示。
這里,Y[k]是PRS位置中的OFDM碼元的第k個(gè)FFT輸出結(jié)果,fn是載頻偏移估計(jì)的整數(shù)倍,p[k-fn]是關(guān)于fn的接收機(jī)的局部PRS,x*是x的復(fù)共軛,以及Nl是第一累加器620的累加長(zhǎng)度。另一方面,當(dāng)碼元定時(shí)偏移大于第一累加器620的累加長(zhǎng)度時(shí),差分碼元的實(shí)部的幅度不大于虛部的幅度。在這個(gè)情況下,幅度生成器645向第二累加器650輸入差分碼元的幅度分量,如圖6B圖示。這樣,頻率偏移的度量值Z(fn)表達(dá)為如等式(4)所示。
這里,p是大于0的整數(shù),Y[k]是PRS位置中的OFDM碼元的第k個(gè)FFT輸出結(jié)果,fn是載頻偏移估計(jì)的整數(shù)倍,p[k-fn]是關(guān)于fn的接收機(jī)的局部PRS,x*是x的復(fù)共軛,以及N1是第一累加器620的累加長(zhǎng)度。
等式(3)和(4)分別指明了載頻偏移估計(jì)的整數(shù)倍fn的度量值。因此,與最大值相關(guān)的索引生成器660比較預(yù)定的頻率偏移估計(jì)范圍內(nèi)的度量值,并選擇被映射為最大度量值的頻率偏移估計(jì)作為載頻偏移值。這樣,與最大值相關(guān)的索引生成器660的輸出可表達(dá)為如等式(5)所示。
另一方面,等式(5)中的與最大值相關(guān)的索引檢測(cè)器660可以用閾值比較器670替代。閾值比較器670確定用等式(3)或(4)計(jì)算的度量值是否超過(guò)關(guān)于載頻偏移估計(jì)fn的特定閾值。如果所述度量值超過(guò)所述閾值,則將相關(guān)聯(lián)的載頻偏移估計(jì)設(shè)置為載頻偏移值的整數(shù)倍。
將結(jié)合圖7描述根據(jù)本發(fā)明的示范實(shí)施例的在基于OFDM的無(wú)線通信系統(tǒng)中的初始載頻同步方法。圖7是圖示了等式(5)所示的用于選擇最大值的頻率偏移檢測(cè)方法。
在步驟701中,存儲(chǔ)器存儲(chǔ)通過(guò)接收在預(yù)定義碼元的位置上的OFDM碼元并對(duì)所接收的OFDM碼元執(zhí)行FFT處理而獲得的結(jié)果。在步驟703中,頻率偏移估計(jì)器460基于頻率索引、使用生成器來(lái)使能所存儲(chǔ)的序列或生成預(yù)定義的序列。
在步驟705中,頻率偏移估計(jì)器460如參考圖6A和6B所描述的來(lái)計(jì)算初始頻率估計(jì)的度量值Zn。在步驟707中,與最大值相關(guān)的索引生成器660確定要使用Zn檢查的索引范圍是否結(jié)束。如果所檢查的索引不是最后,則與最大值相關(guān)的索引生成器660在步驟709中改變所估計(jì)的頻率范圍內(nèi)的頻率索引。然而,如果所檢查的索引是最后,則與最大值相關(guān)的索引生成器660在步驟711中將具有在頻率索引中存儲(chǔ)的Zn值的最大值的頻率索引設(shè)置為初始載頻偏移值、并輸出該初始載頻偏移值。
在步驟713中,頻率偏移校正器440校正由頻率偏移估計(jì)器460估計(jì)的頻率偏移。
將參考圖8描述根據(jù)本發(fā)明的示范實(shí)施例的、在基于OFDM的無(wú)線通信系統(tǒng)中的初始載頻同步方法。圖8是圖示了基于與閾值的比較的頻率偏移檢測(cè)方法的流程圖。
在步驟801中,存儲(chǔ)器存儲(chǔ)通過(guò)接收在預(yù)定義碼元的位置上的OFDM碼元并對(duì)所所收的OFDM碼元執(zhí)行FFT處理而獲得的結(jié)果。在步驟803中,頻率偏移估計(jì)器460基于頻率索引、使用生成器來(lái)使能所存儲(chǔ)的序列或生成預(yù)定義的序列。
在步驟805中,頻率偏移估計(jì)器460如參考圖6A和6B所描述的計(jì)算初始頻率估計(jì)的度量值Zn。在步驟807中,閾值比較器670確定Zn是否大于閾值。如果Zn小于或等于閾值,則閾值比較器670在步驟809中改變所估計(jì)的頻率范圍內(nèi)的頻率索引。
然而,如果Zn大于閾值,則閾值比較器670在步驟811中將相關(guān)聯(lián)的頻率索引的值設(shè)置為初始載頻偏移值、并然后輸出該初始載頻偏移值。
在步驟813中,頻率偏移校正器440校正由頻率偏移估計(jì)器460估計(jì)的頻率偏移。
圖9圖示了本發(fā)明的示范實(shí)施例的性能以及載頻偏移的錯(cuò)誤檢測(cè)概率對(duì)碼元定時(shí)偏移。圖9圖示了在所提出的方案與先前的方案之間的性能比較。根據(jù)圖9,可以看出,即使在接收級(jí)的FFT定時(shí)偏移與先前的方案相比相對(duì)大的環(huán)境中,所提出的初始載頻同步方案也可通過(guò)進(jìn)一步改善自相關(guān)特性的降低、來(lái)改善初始載頻偏移檢測(cè)的性能。這從上面的描述中是顯然的,本發(fā)明的示范實(shí)施例至少具有接下來(lái)的優(yōu)點(diǎn)。
即使在接收級(jí)的FFT定時(shí)偏移與傳統(tǒng)方法相比大的環(huán)境中,本發(fā)明的示范實(shí)施例也可通過(guò)進(jìn)一步改善自相關(guān)特性的降低、來(lái)改善初始載頻偏移檢測(cè)的性能。
即使在信道延遲擴(kuò)展大的多徑信道環(huán)境中,本發(fā)明的示范實(shí)施例也可以采用差分碼元檢測(cè)結(jié)構(gòu)并通過(guò)更有效地采用所有多徑分量來(lái)獲得自相關(guān)特性,從而改善了初始載頻偏移檢測(cè)的性能。
與具有高硬件復(fù)雜度的傳統(tǒng)系統(tǒng)相比,本發(fā)明的示范實(shí)施例還可通過(guò)在頻域處理信號(hào)來(lái)減少硬件復(fù)雜度。
通常,執(zhí)行幀或定時(shí)同步,使得FFT定時(shí)偏移足夠小。然而,本發(fā)明的示范實(shí)施例可粗略地執(zhí)行幀和/或定時(shí)同步。
盡管已經(jīng)結(jié)合本發(fā)明的特定示范實(shí)施例示出并描述了本發(fā)明,但是本領(lǐng)域的技術(shù)人員將理解,在不脫離由所附權(quán)利要求以及它們的等效物限定的本發(fā)明的精神和范圍的情況下,可以在其中進(jìn)行形式和細(xì)節(jié)上的各種改變。
權(quán)利要求
1.一種用于正交頻分多路復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)中的載頻同步的設(shè)備,所述設(shè)備包括
用于頻率估計(jì)的度量生成器,對(duì)將從接收級(jí)生成的相位參考碼元(PRS)乘以在預(yù)定義幀內(nèi)的PRS位置上的OFDM碼元的快速傅立葉變換(FFT)輸出信號(hào)而計(jì)算的值執(zhí)行第一累加處理,從相鄰FFT輸出碼元的乘積獲取差分碼元,對(duì)從差分碼元提取的實(shí)部執(zhí)行第二累加處理,并輸出用于頻率估計(jì)的度量值;以及
與最大值相關(guān)的索引生成器,用以比較在頻率偏移估計(jì)范圍內(nèi)的用于初始頻率估計(jì)的度量值,并選擇和輸出最大度量值作為頻率偏移估計(jì)。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的設(shè)備,還包括
頻率偏移校正器,用于根據(jù)從與最大值相關(guān)的索引生成器輸出的頻率偏移估計(jì),來(lái)校正由接收級(jí)接收的數(shù)據(jù)的頻率偏移。
3.根據(jù)權(quán)利要求1的設(shè)備,其中用于頻率估計(jì)的度量生成器包括
偽噪聲(PN)檢測(cè)器,將從接收級(jí)生成的PRS乘以在預(yù)定義幀內(nèi)的PRS位置上的OFDM碼元的FFT輸出信號(hào);
第一累加器,對(duì)PN檢測(cè)器的輸出執(zhí)行第一累加處理;
差分碼元檢測(cè)器,使用相鄰FFT輸出碼元的乘積輸出差分碼元;
實(shí)部檢測(cè)器,從差分碼元提取實(shí)部;以及
第二累加器,對(duì)實(shí)部檢測(cè)器在間隔期間的輸出執(zhí)行第二累加處理。
4.根據(jù)權(quán)利要求1的設(shè)備,其中用于頻率估計(jì)的度量生成器包括
偽噪聲(PN)檢測(cè)器,將從接收級(jí)生成的PRS乘以在預(yù)定義幀內(nèi)的PRS位置上的OFDM碼元的FFT輸出信號(hào);
第一累加器,對(duì)PN檢測(cè)器的輸出執(zhí)行第一累加處理;
差分碼元檢測(cè)器,使用相鄰FFT輸出碼元的乘積輸出差分碼元;
幅度生成器,從差分碼元提取幅度分量;以及
第二累加器,對(duì)幅度生成器的輸出執(zhí)行第二累加處理。
5.根據(jù)權(quán)利要求1的設(shè)備,其中用于頻率估計(jì)的度量值定義如下
和
其中,Y[k]是PRS位置中的OFDM碼元的第k個(gè)FFT輸出結(jié)果,fn是載頻偏移估計(jì)的整數(shù)倍,p[k-fn]是關(guān)于fn的接收機(jī)的局部PRS,x*是x的復(fù)共軛,以及Nl是第一累加處理的累加長(zhǎng)度。
6.根據(jù)權(quán)利要求1的設(shè)備,其中用于頻率估計(jì)的度量值定義如下
和
其中,p是大于0的整數(shù),Y[k]是PRS位置中的OFDM碼元的第k個(gè)FFT輸出結(jié)果,fn是載頻偏移估計(jì)的整數(shù)倍,p[k-fn]是關(guān)于fn的接收機(jī)的局部PRS,x*是x的復(fù)共軛,以及Nl是第一累加處理的累加長(zhǎng)度。
7.根據(jù)權(quán)利要求1的設(shè)備,其中與最大值相關(guān)的索引生成器的輸出定義為
8.根據(jù)權(quán)利要求1的設(shè)備,其中PRS利用使用自相關(guān)特性的偽噪聲(PN)序列來(lái)構(gòu)造。
9.一種用于正交頻分多路復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)中的載頻同步的設(shè)備,所述設(shè)備包括
用于頻率估計(jì)的度量生成器,對(duì)將從接收級(jí)生成的相位參考碼元(PRS)乘以在預(yù)定義幀內(nèi)的PRS位置上的OFDM碼元的快速傅立葉變換(FFT)輸出信號(hào)而計(jì)算的值執(zhí)行第一累加處理,從相鄰FFT輸出碼元的乘積獲取差分碼元,對(duì)從差分碼元提取的實(shí)部執(zhí)行第二累加處理,并輸出用于頻率估計(jì)的度量值;以及
閾值比較器,用以確定用于初始頻率估計(jì)的度量值是否超過(guò)閾值,并選擇和輸出超過(guò)閾值的度量值作為頻率偏移估計(jì)。
10.根據(jù)權(quán)利要求9的設(shè)備,還包括
頻率偏移校正器,用于根據(jù)從閾值比較器輸出的頻率偏移估計(jì),來(lái)校正由接收級(jí)接收的數(shù)據(jù)的頻率偏移。
11.根據(jù)權(quán)利要求9的設(shè)備,其中用于頻率估計(jì)的度量生成器包括
偽噪聲(PN)檢測(cè)器,將從接收級(jí)生成的PRS乘以在預(yù)定義幀內(nèi)的PRS位置上的OFDM碼元的FFT輸出信號(hào);
第一累加器,對(duì)PN檢測(cè)器的輸出執(zhí)行第一累加處理;
差分碼元檢測(cè)器,使用相鄰FFT輸出碼元的乘積輸出差分碼元;
實(shí)部檢測(cè)器,從差分碼元提取實(shí)部;以及
第二累加器,對(duì)實(shí)部檢測(cè)器在間隔期間的輸出執(zhí)行第二累加處理。
12.根據(jù)權(quán)利要求9的設(shè)備,其中用于頻率估計(jì)的度量生成器包括
偽噪聲(PN)檢測(cè)器,將從接收級(jí)生成的PRS乘以在預(yù)定義幀內(nèi)的PRS位置上的OFDM碼元的FFT輸出信號(hào);
第一累加器,對(duì)PN檢測(cè)器的輸出執(zhí)行第一累加處理;
差分碼元檢測(cè)器,使用相鄰FFT輸出碼元的乘積輸出差分碼元;
幅度生成器,從差分碼元提取幅度分量;以及
第二累加器,對(duì)幅度生成器的輸出執(zhí)行第二累加處理。
13.根據(jù)權(quán)利要求9的設(shè)備,其中用于頻率估計(jì)的度量值定義如下
和
其中,Y[k]是PRS位置中的OFDM碼元的第k個(gè)FFT輸出結(jié)果,fn是載頻偏移估計(jì)的整數(shù)倍,p[k-fn]是關(guān)于fn的接收機(jī)的局部PRS,x*是x的復(fù)共軛,以及Nl是第一累加處理的累加長(zhǎng)度。
14.根據(jù)權(quán)利要求9的設(shè)備,其中用于頻率估計(jì)的度量值定義如下
和
其中,p是大于0的整數(shù),Y[k]是PRS位置中的OFDM碼元的第k個(gè)FFT輸出結(jié)果,fn是載頻偏移估計(jì)的整數(shù)倍,p[k-fn]是關(guān)于fn的接收機(jī)的局部PRS,x*是x的復(fù)共軛,以及Nl是第一累加處理的累加長(zhǎng)度。
15.根據(jù)權(quán)利要求9的設(shè)備,其中閾值比較器的輸出定義為
16.根據(jù)權(quán)利要求9的設(shè)備,其中PRS利用使用自相關(guān)特性的偽噪聲(PN)序列來(lái)構(gòu)造。
17.一種用于正交頻分多路復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)中的載頻同步的方法,所述方法包括
對(duì)將從接收級(jí)生成的相位參考碼元(PRS)乘以在預(yù)定義幀內(nèi)的PRS位置上的OFDM碼元的快速傅立葉變換(FFT)輸出信號(hào)而計(jì)算的值執(zhí)行第一累加處理;
從相鄰FFT輸出碼元的乘積獲取差分碼元,對(duì)從差分碼元提取的實(shí)部執(zhí)行第二累加處理,并輸出用于頻率估計(jì)的度量值;以及
比較在頻率偏移估計(jì)范圍內(nèi)的用于初始頻率估計(jì)的度量值,并選擇和輸出最大度量值作為頻率偏移估計(jì)。
18.根據(jù)權(quán)利要求17的方法,還包括
根據(jù)所選擇的頻率偏移估計(jì),來(lái)校正由接收級(jí)接收的數(shù)據(jù)的頻率偏移。
19.根據(jù)權(quán)利要求17的方法,其中用于頻率估計(jì)的度量值定義如下
和
其中,Y[k]是PRS位置中的OFDM碼元的第k個(gè)FFT輸出結(jié)果,fn是載頻偏移估計(jì)的整數(shù)倍,p[k-fn]是關(guān)于fn的接收機(jī)的局部PRS,x*是x的復(fù)共軛,以及Nl是第一累加處理的累加長(zhǎng)度。
20.根據(jù)權(quán)利要求17的方法,其中用于頻率估計(jì)的度量值定義如下
和
其中,p是大于0的整數(shù),Y[k]是PRS位置中的OFDM碼元的第k個(gè)FFT輸出結(jié)果,fn是載頻偏移估計(jì)的整數(shù)倍,p[k-fn]是關(guān)于fn的接收機(jī)的局部PRS,x*是x的復(fù)共軛,以及Nl是第一累加處理的累加長(zhǎng)度。
21.根據(jù)權(quán)利要求17的方法,其中所選擇的頻率偏移估計(jì)定義為
22.根據(jù)權(quán)利要求17的方法,其中PRS利用使用自相關(guān)特性的偽噪聲(PN)序列來(lái)構(gòu)造。
23.一種用于正交頻分多路復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)中的載頻同步的方法,所述方法包括
對(duì)將從接收級(jí)生成的相位參考碼元(PRS)乘以在預(yù)定義幀內(nèi)的PRS位置上的OFDM碼元的快速傅立葉變換(FFT)輸出信號(hào)而計(jì)算的值執(zhí)行第一累加處理;
從相鄰FFT輸出碼元的乘積獲取差分碼元,對(duì)從差分碼元提取的實(shí)部執(zhí)行第二累加處理,并輸出用于頻率估計(jì)的度量值;以及
確定用于初始頻率估計(jì)的度量值是否超過(guò)閾值,并選擇和輸出超過(guò)閾值的度量值作為頻率偏移估計(jì)。
24.根據(jù)權(quán)利要求23的方法,還包括
根據(jù)所選擇的頻率偏移估計(jì),來(lái)校正由接收級(jí)接收的數(shù)據(jù)的頻率偏移。
25.根據(jù)權(quán)利要求24的方法,其中用于頻率估計(jì)的度量值定義如下
和
其中,Y[k]是PRS位置中的OFDM碼元的第k個(gè)FFT輸出結(jié)果,fn是載頻偏移估計(jì)的整數(shù)倍,p[k-fn]是關(guān)于fn的接收機(jī)的局部PRS,x*是x的復(fù)共軛,以及Nl是第一累加處理的累加長(zhǎng)度。
26.根據(jù)權(quán)利要求24的方法,其中用于頻率估計(jì)的度量值定義如下
和
其中,p是大于0的整數(shù),Y[k]是PRS位置中的OFDM碼元的第k個(gè)FFT輸出結(jié)果,fn是載頻偏移估計(jì)的整數(shù)倍,p[k-fn]是關(guān)于fn的接收機(jī)的局部PRS,x*是x的復(fù)共軛,以及Nl是第一累加處理的累加長(zhǎng)度。
27.根據(jù)權(quán)利要求24的方法,其中所選擇的頻率偏移估計(jì)定義為
28.根據(jù)權(quán)利要求24的方法,其中PRS利用使用自相關(guān)特性的偽噪聲(PN)序列來(lái)構(gòu)造。
29.一種用于正交頻分多路復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)中的載頻同步的方法,所述方法包括
對(duì)將從接收級(jí)生成的相位參考碼元(PRS)乘以在預(yù)定義幀內(nèi)的PRS位置上的OFDM碼元的快速傅立葉變換(FFT)輸出信號(hào)而計(jì)算的值執(zhí)行第一累加處理;
從相鄰FFT輸出碼元的乘積獲取差分碼元,對(duì)從差分碼元提取的實(shí)部執(zhí)行第二累加處理,并輸出用于頻率估計(jì)的度量值;以及
確定與用于頻率估計(jì)的度量值相關(guān)的頻率索引是否是最后;以及
當(dāng)確定相關(guān)的頻率索引為最后時(shí),選擇和輸出包括在頻率索引中存儲(chǔ)的度量值的最大值的頻率索引作為頻率偏移估計(jì)。
30.根據(jù)權(quán)利要求29的方法,還包括
根據(jù)所述頻率偏移估計(jì),來(lái)校正由接收級(jí)接收的數(shù)據(jù)的頻率偏移。
31.根據(jù)權(quán)利要求29的方法,其中用于頻率估計(jì)的度量值定義如下
和
其中,Y[k]是PRS位置中的OFDM碼元的第k個(gè)FFT輸出結(jié)果,fn是載頻偏移估計(jì)的整數(shù)倍,p[k-fn]是關(guān)于fn的接收機(jī)的局部PRS,x*是x的復(fù)共軛,以及Nl是第一累加處理的累加長(zhǎng)度。
32.根據(jù)權(quán)利要求29的方法,其中用于頻率估計(jì)的度量值定義如下
和
其中,p是大于0的整數(shù),Y[k]是PRS位置中的OFDM碼元的第k個(gè)FFT輸出結(jié)果,fn是載頻偏移估計(jì)的整數(shù)倍,p[k-fn]是關(guān)于fn的接收機(jī)的局部PRS,x*是x的復(fù)共軛,以及Nl是第一累加處理的累加長(zhǎng)度。
33.根據(jù)權(quán)利要求29的方法,其中所選擇的頻率偏移估計(jì)定義為
34.根據(jù)權(quán)利要求29的方法,其中PRS利用使用自相關(guān)特性的偽噪聲(PN)序列來(lái)構(gòu)造。
35.一種用于正交頻分多路復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)中的載頻同步的方法,所述方法包括
對(duì)將從接收級(jí)生成的相位參考碼元(PRS)乘以在預(yù)定義幀內(nèi)的PRS位置上的OFDM碼元的快速傅立葉變換(FFT)輸出信號(hào)而計(jì)算的值執(zhí)行第一累加處理;以及
從相鄰FFT輸出碼元的乘積獲取差分碼元,對(duì)從差分碼元提取的實(shí)部執(zhí)行第二累加處理,并輸出用于頻率估計(jì)的度量值。
36.根據(jù)權(quán)利要求35的方法,還包括比較在頻率偏移估計(jì)范圍內(nèi)的用于初始頻率估計(jì)的度量值,并選擇和輸出最大度量值作為頻率偏移估計(jì)。
37.根據(jù)權(quán)利要求35的方法,還包括確定用于初始頻率估計(jì)的度量值是否超過(guò)閾值,并選擇和輸出超過(guò)閾值的度量值作為頻率偏移估計(jì)。
38.根據(jù)權(quán)利要求35的方法,還包括
確定與用于頻率估計(jì)的度量值相關(guān)的頻率索引是否是最后;以及
當(dāng)確定相關(guān)的頻率索引為最后時(shí),選擇和輸出包括在頻率索引中存儲(chǔ)的度量值的最大值的頻率索引作為頻率偏移估計(jì)。
39.根據(jù)權(quán)利要求35的方法,還包括
根據(jù)所述頻率偏移估計(jì),來(lái)校正由接收級(jí)接收的數(shù)據(jù)的頻率偏移。
31.根據(jù)權(quán)利要求35的方法,其中用于頻率估計(jì)的度量值定義如下
和
其中,Y[k]是PRS位置中的OFDM碼元的第k個(gè)FFT輸出結(jié)果,fn是載頻偏移估計(jì)的整數(shù)倍,p[k-fn]是關(guān)于fn的接收機(jī)的局部PRS,x*是x的復(fù)共軛,以及Nl是第一累加處理的累加長(zhǎng)度。
32.根據(jù)權(quán)利要求35的方法,其中用于頻率估計(jì)的度量值定義如下
和
其中,p是大于0的整數(shù),Y[k]是PRS位置中的OFDM碼元的第k個(gè)FFT輸出結(jié)果,fn是載頻偏移估計(jì)的整數(shù)倍,p[k-fn]是關(guān)于fn的接收機(jī)的局部PRS,x*是x的復(fù)共軛,以及Nl是第一累加處理的累加長(zhǎng)度。
33.根據(jù)權(quán)利要求38的方法,其中所選擇的頻率偏移估計(jì)定義為
34.根據(jù)權(quán)利要求35的方法,其中PRS利用使用自相關(guān)特性的偽噪聲(PN)序列來(lái)構(gòu)造。
全文摘要
提供了一種用于正交頻分多路復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)中的載頻同步的設(shè)備和方法,以校正OFDM系統(tǒng)中的初始載頻偏移。用于頻率估計(jì)的度量生成器對(duì)將從接收級(jí)生成的相位參考碼元(PRS)乘以在幀內(nèi)的PRS位置上的OFDM碼元的快速傅立葉變換(FFT)輸出信號(hào)而計(jì)算的值執(zhí)行第一累加處理,從相鄰FFT輸出碼元的乘積獲取差分碼元,對(duì)從差分碼元提取的實(shí)部執(zhí)行第二累加處理,并輸出用于頻率估計(jì)的度量值。與最大值相關(guān)的索引生成器比較在預(yù)定義的頻率偏移估計(jì)范圍內(nèi)的用于初始頻率估計(jì)的度量值,并選擇和輸出最大度量值作為頻率偏移估計(jì)。
文檔編號(hào)H04J11/00GK101336522SQ200680051968
公開(kāi)日2008年12月31日 申請(qǐng)日期2006年11月29日 優(yōu)先權(quán)日2005年11月29日
發(fā)明者盧熙琎, 尹秀真, 金泯龜 申請(qǐng)人:三星電子株式會(huì)社