專利名稱：Td-scdma終端的頻偏估計(jì)與補(bǔ)償方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及無(wú)線通信技術(shù)領(lǐng)域，特別是一種TD-SCDMA終端的頻偏 估計(jì)與補(bǔ)償方法。
背景技術(shù)：
TD-SCDMA (時(shí)分雙工-同步碼分多址移動(dòng)通信系統(tǒng))是由中國(guó)提出 的一種第三代移動(dòng)通信標(biāo)準(zhǔn)，為世界三大標(biāo)準(zhǔn)之一。目前，TD-SCDMA 在中國(guó)即將走向應(yīng)用，有關(guān)TD-SCDMA的研究正如火如荼。
由于多普勒現(xiàn)象和晶振的不穩(wěn)定性，任何通信系統(tǒng)的接收信號(hào)中心頻 率和本地振蕩頻率都存在一個(gè)頻率偏差。因此必須予以矯正。 一般的矯正 電路使得本地振蕩頻率準(zhǔn)確地跟蹤接收信號(hào)頻率，稱之為自動(dòng)頻率跟蹤電 路。自動(dòng)頻率跟蹤可以在模擬域?qū)崿F(xiàn)，也可以在數(shù)字域?qū)崿F(xiàn)。隨著數(shù)字信 號(hào)處理技術(shù)的發(fā)展，現(xiàn)代接收機(jī)以數(shù)字實(shí)現(xiàn)為主。TD-SCDMA系統(tǒng)也是 一樣，終端接收機(jī)也必須進(jìn)行自動(dòng)頻率跟蹤。此外，由于TD-SCDMA的 基站同時(shí)接收多個(gè)移動(dòng)終端的信號(hào)，他們的頻率偏差各不相同，無(wú)法估計(jì) 與矯正。因此，各終端用戶在J:送信號(hào)前，應(yīng)對(duì)發(fā)送頻率做一個(gè)預(yù)偏置， 使得各用戶信號(hào)不但到達(dá)基站的時(shí)間相同，各用戶信號(hào)到達(dá)基站的頻率也 相同。本發(fā)明提供一種數(shù)字域的下行頻率估計(jì)算法，并將該算法用在鎖相 環(huán)路當(dāng)中，對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行頻率補(bǔ)償。并且，估計(jì)出來(lái)的下行頻率偏差， 同時(shí)用于對(duì)上行頻率進(jìn)行預(yù)偏置。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于提供一種TD-SCDMA終端的頻偏估計(jì)與補(bǔ)償方法。
為實(shí)現(xiàn)上述目的，本發(fā)明提供的TD-SCDMA終端的頻偏估計(jì)與補(bǔ)償 方法，接收信號(hào)模數(shù)轉(zhuǎn)換后，在數(shù)字域進(jìn)行頻偏估計(jì)與補(bǔ)償；發(fā)送信號(hào)在
送入數(shù)模轉(zhuǎn)換之前，在數(shù)字域先進(jìn)行頻率預(yù)偏置；其中
接收信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)后，首先與載波數(shù)控振蕩器(CarrierNCO)產(chǎn) 生的本地頻率混頻，混頻后的信號(hào)經(jīng)頻偏估計(jì)器(Frequency Offset Estimator)估計(jì)出殘余的頻偏信號(hào)；
將該頻偏信號(hào)經(jīng)載波數(shù)控振蕩器(CarrierNCO)內(nèi)的查找表、復(fù)數(shù)乘法 器和復(fù)數(shù)寄存器(Register)轉(zhuǎn)換成隨時(shí)間增長(zhǎng)的本地載波信號(hào)；
本地載波信號(hào)與接收信號(hào)相乘，如此構(gòu)成一個(gè)環(huán)路。
所述的頻偏估計(jì)與補(bǔ)償方法，其中，殘余的頻偏信號(hào)A 的估計(jì)，是 將接收信號(hào)進(jìn)行下行幀同步獲得所用的下行同步碼W")和其位置后，再將 接收信號(hào)與下行同步碼^(n)的復(fù)共軛對(duì)齊相乘，得/&);將下行同步碼s(") 延遲一個(gè)碼片后得s("-l)，將^7-l)的復(fù)共軛與接收信號(hào)相乘，得乂0^; 如此得到/(")、 /(")、 、 其中￡為多徑的延遲長(zhǎng)度；
根據(jù)公式l:
計(jì)算出各乂("),、0,l,…,i:-l的延遲相關(guān)/ '("X2,…,M; M為正整數(shù)；iV為下行同步碼的長(zhǎng)度；
將各/ '(", 0,I，…,丄一l相力口 =++ + 用公式3
t;為頻率估計(jì)處的采樣間隔時(shí)間，即一個(gè)碼片周期， 計(jì)算出殘余的頻偏信號(hào)。
所述的頻偏估計(jì)與補(bǔ)償方法，其中，M取iV/2。
所述的頻偏估計(jì)與補(bǔ)償方法，其中，頻偏信號(hào)經(jīng)過(guò)低通濾波器后進(jìn)入 本地?cái)?shù)控振蕩器。
所述的頻偏估計(jì)與補(bǔ)償方法，其中，頻偏信號(hào)經(jīng)載波數(shù)控振蕩器轉(zhuǎn)換 時(shí)，該載波數(shù)控振蕩器通過(guò)查找表將該頻偏信號(hào)轉(zhuǎn)換成本地載波增量信
號(hào)。 i
(式1)
所述的頻偏估計(jì)與補(bǔ)償方法，其中，數(shù)控振蕩器內(nèi)寄存器中的數(shù)據(jù)與 本地載波增量信號(hào)相乘后的結(jié)果，在下一個(gè)時(shí)鐘存入寄存器。
所述的頻偏估計(jì)與補(bǔ)償方法，其中，接收信號(hào)在一個(gè)6MHz左右的時(shí) 鐘下進(jìn)行采樣；
采樣后的數(shù)字信號(hào)首先送入一個(gè)內(nèi)插器(Interpolator),該內(nèi)插器在采 樣數(shù)控振蕩器(SamplingNCO)的控制下以四倍的碼片速率輸出；輸出信 號(hào)與載波數(shù)控振蕩器(CarrierNCO)輸出的載波經(jīng)乘法器相乘，然后送入 平方根升余弦濾波器(SRRC);
該乘法器和平方根升余弦濾波器均以四倍的碼片速率工作，平方根升 余弦濾波器的輸出一路送入定時(shí)偏差檢測(cè)(TED)電路檢測(cè)采樣時(shí)鐘偏差， 形成采樣時(shí)鐘跟蹤環(huán)路；另一路按照與定時(shí)偏差檢測(cè)環(huán)路相同的時(shí)間零 點(diǎn)，對(duì)平方根升余弦濾波器的輸出進(jìn)行抽取，抽取到一個(gè)碼片一個(gè)采樣；
頻偏信號(hào)經(jīng)式3
其中z;為碼片周期。
所述的頻偏估計(jì)與補(bǔ)償方法，其中，采樣時(shí)鐘跟蹤環(huán)路和頻率估計(jì)與 跟蹤環(huán)路結(jié)合在一起，頻偏估計(jì)可以在一個(gè)數(shù)字信號(hào)處理器(DSP)內(nèi)完 成。


圖1是說(shuō)明TD-SCDMA的下行頻率補(bǔ)償與上行頻率預(yù)偏置的原理圖。 圖2是接收頻率跟蹤鎖相環(huán)路的原理框圖。 圖3是頻偏估計(jì)的算法流程圖。
圖4是采樣時(shí)鐘跟蹤環(huán)路和頻偏估計(jì)與補(bǔ)償環(huán)路的結(jié)合框圖。 圖5是說(shuō)明采樣時(shí)鐘跟蹤環(huán)路和頻偏估計(jì)與補(bǔ)償環(huán)路結(jié)合框圖具體實(shí) 現(xiàn)時(shí)的軟硬件劃分。
具體實(shí)施例方式
下面結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明提供的頻偏估計(jì)與補(bǔ)償方法作描述。
如圖1所示，下行頻率的補(bǔ)償與上行頻率的^置都在數(shù)字域進(jìn)行。設(shè) 估計(jì)出來(lái)的頻偏為A/，則下行采用載波e-^A;> (r為頻率補(bǔ)償處的采樣間 隔時(shí)間)進(jìn)行頻率補(bǔ)償，上行采用載波—2^"進(jìn)行頻率預(yù)偏置。上/下行的 頻率變換在數(shù)模/模數(shù)轉(zhuǎn)換和升余弦濾波之間進(jìn)行。
下行頻率的跟蹤在一個(gè)鎖相環(huán)路中進(jìn)行。如圖2所示，接收的數(shù)字信 號(hào)K力首先與載波數(shù)控振蕩器(N.C.O)產(chǎn)生的本地頻率廣2";>混頻?；祛l后 的信號(hào)送進(jìn)一個(gè)頻偏估計(jì)器(Fr叫uency Offset Estimator)估計(jì)出殘余的頻 偏A/。該頻偏經(jīng)過(guò)一個(gè)低通濾波(L.P.F)后，得到A 。 A 送進(jìn)本地載波 數(shù)控振蕩器。載波數(shù)控振蕩器首先通過(guò)一個(gè)查找表(L.U.T)，將頻偏信號(hào) 轉(zhuǎn)換成載波相位增長(zhǎng)信號(hào)e"^A 。該相位增長(zhǎng)信號(hào)通過(guò)一個(gè)復(fù)數(shù)乘法器， 一個(gè)寄存器轉(zhuǎn)(Register)換成隨時(shí)間增長(zhǎng)的本地載波一2^"。本地載波又與
接收信號(hào)K")相乘。如此構(gòu)成一個(gè)環(huán)路。
圖2中的頻偏估計(jì)器(Frequency Offset Estimator)的估計(jì)算法流程如 圖3所示。首先，接收信號(hào)進(jìn)行下行幀同步，同步后就能獲得所用的下行 同步碼"n)和其位置。將接收信號(hào)Kn)與下行同步碼^n)的復(fù)共軛對(duì)齊相 乘，得/W。將下行同步碼延遲一個(gè)碼片后得^-1)，將*-l)的復(fù)共軛 與接收信號(hào)K")相乘，得y^)。如此等等，可以得到/K)， …， /-乂力。這里z是指多徑的延遲長(zhǎng)度。根據(jù)公式l
<formula>formula see original document page 7</formula> (式i)
可計(jì)算出各乂("),/ = 0,1,..，丄-1的延遲相關(guān); '(;1),* = 1,2,...,肘。這里
M是一個(gè)正整數(shù)，通常取M-^。
W為下行同步碼的長(zhǎng)度。獲得各
2
/ '(&),!' = 0,1,...,￡ — 1后，按公式2相力口，
<formula>formula see original document page 7</formula> (式2)
然后，利用公式3
<formula>formula see original document page 7</formula> (式3)
7;為頻率估計(jì)處的采樣間隔時(shí)間，即一個(gè)碼片周期，
即可計(jì)算出殘余的頻偏。
實(shí)際實(shí)施時(shí)，必須把采樣時(shí)鐘跟蹤電路和頻偏估計(jì)與補(bǔ)償環(huán)路絞合在 一起。如圖4所示。接收的模擬信號(hào)在一個(gè)自由振蕩的時(shí)鐘下進(jìn)行采樣。
采樣后的數(shù)字信號(hào)首先送入一個(gè)內(nèi)插器(Interpolator),該內(nèi)插器在采樣時(shí) 鐘數(shù)控振蕩器(SamplingNCO)的控制下以四倍的碼片速率輸出。這些輸 出信號(hào)與載波數(shù)控振蕩器(CarrierNCO)輸出的載波相乘，然后送入一個(gè) 平方根升余弦濾波器(SRRC)。該乘法器和平方根升余弦濾波器均以四倍 的碼片速率工作。平方根升余弦濾波器的輸出一方面送入一個(gè)定時(shí)偏差檢 測(cè)(TED)電路去檢測(cè)采樣時(shí)鐘偏差，形成采樣時(shí)鐘跟蹤環(huán)路；另一方面 按照與定時(shí)偏差檢測(cè)環(huán)路相同的時(shí)間零點(diǎn)，對(duì)平方根升余弦濾波器的輸出 進(jìn)行抽取，抽取到一個(gè)碼片一個(gè)采樣。這些抽取后的采樣，送入頻偏估計(jì) 器(Fr叫.Estimate)估計(jì)出頻偏并進(jìn)行濾波、通過(guò)査找表，輸出本地載波 增量信號(hào)。該本地載波增量信號(hào)送入載波數(shù)控振蕩器，形成隨時(shí)間增長(zhǎng)的 載波信號(hào)。該載波信號(hào)又與內(nèi)插器的插值輸出相乘，如此形成一個(gè)環(huán)路。 注意，環(huán)路中頻偏估計(jì)是按照一個(gè)碼片一個(gè)采樣所得，而頻率糾正是按照 一個(gè)碼片四個(gè)采樣進(jìn)行，中間需要一個(gè)轉(zhuǎn)換。
具體轉(zhuǎn)換方式是在載波數(shù)控振蕩器(N.C.O)的查找表(L.U.T)設(shè)計(jì)時(shí)，
查找表(L.U.T)輸入式3的厶>，輸出的本地載波信號(hào)一wA中的r取i。
4
圖5表示，頻偏估計(jì)可以在軟件中，由一個(gè)數(shù)字信號(hào)處理器(DSP) 完成。其他部分由硬線邏輯的專用集成電路(ASIC)完成。
權(quán)利要求
1、一種TD-SCDMA終端的頻偏估計(jì)與補(bǔ)償方法，接收信號(hào)模數(shù)轉(zhuǎn)換后，在數(shù)字域進(jìn)行頻偏估計(jì)與補(bǔ)償；發(fā)送信號(hào)在送入數(shù)模轉(zhuǎn)換之前，在數(shù)字域先進(jìn)行頻率預(yù)偏置；其中接收信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)后，首先與載波數(shù)控振蕩器產(chǎn)生的本地頻率混頻，混頻后的信號(hào)經(jīng)頻偏估計(jì)器估計(jì)出殘余的頻偏信號(hào)；將該頻偏信號(hào)經(jīng)載波數(shù)控振蕩器內(nèi)的查找表、復(fù)數(shù)乘法器和復(fù)數(shù)寄存器轉(zhuǎn)換成隨時(shí)間增長(zhǎng)的本地載波信號(hào)；本地載波信號(hào)與接收信號(hào)相乘，如此構(gòu)成一個(gè)環(huán)路。
2、 根據(jù)權(quán)利要求1所述的頻偏估計(jì)與補(bǔ)償方法，其中，殘余的頻偏 信號(hào)A/'的估計(jì)，是將接收信號(hào)進(jìn)行下行幀同步獲得所用的下行同步碼 ^7)和其位置后，再將接收信號(hào)與下行同步碼s(")的復(fù)共軛對(duì)齊相乘，得 /(力；將下行同步碼傘)延遲一個(gè)碼片后得傘-l)，將s("-l)的復(fù)共軛與 接收信號(hào)相乘，得乂(")；如此得到？(")、 y(")、…、'(");其中丄為 多徑的延遲長(zhǎng)度；根據(jù)公式l:<formula>formula see original document page 2</formula> (式l)計(jì)算出各乂("), 0,l，…,I-l的延遲相關(guān)/ '(A:),h1,2,…,M; M為正整數(shù)；iV為下行同步碼的長(zhǎng)度；將各<formula>formula see original document page 2</formula> 用公式3式3中，Tc為碼片周期；計(jì)算出殘余的頻偏信號(hào)。
3、 根據(jù)權(quán)利要求2所述的頻偏估計(jì)與補(bǔ)償方法，其中，M取;W2。
4、 根據(jù)權(quán)利要求1所述的頻偏估計(jì)與補(bǔ)償方法，其中，頻偏信號(hào)經(jīng) 過(guò)低通濾波器后進(jìn)入本地?cái)?shù)控振蕩器。
5、 根據(jù)權(quán)利要求1所述的頻偏估計(jì)與補(bǔ)償方法，其中，頻偏信號(hào)經(jīng) 載波數(shù)控振蕩器轉(zhuǎn)換時(shí)，該載波數(shù)控振蕩器通過(guò)查找表將該頻偏信號(hào)轉(zhuǎn)換 成本地載波增量信號(hào)。
6、 根據(jù)權(quán)利要求1所述的頻偏估計(jì)與補(bǔ)償方法，其中，載波數(shù)控振 蕩器內(nèi)寄存器中的數(shù)據(jù)與本地載波增量信號(hào)相乘后的結(jié)果，在下一個(gè)時(shí)鐘 存入寄存器。
7、 根據(jù)權(quán)利要求1所述的頻偏估計(jì)與補(bǔ)償方法，其中，接收信號(hào)在6MHz的時(shí)鐘下進(jìn)行采樣；采樣后的數(shù)字信號(hào)首先送入一個(gè)內(nèi)插器，該內(nèi)插器在采樣數(shù)控振蕩器的控制下以四倍的碼片速率輸出；輸出信號(hào)與載波數(shù)控振蕩器輸出的載波 經(jīng)乘法器相乘，然后送入平方根升余弦濾波器；該乘法器和平方根升余弦濾波器均以四倍的碼片速率工作，平方根升 余弦濾波器的輸出一路送入定時(shí)偏差檢測(cè)電路檢測(cè)采樣時(shí)鐘偏差，形成采 樣時(shí)鐘跟蹤環(huán)路；另一路按照與定時(shí)偏差檢測(cè)環(huán)路相同的時(shí)間零點(diǎn)，對(duì)平 方根升余弦濾波器的輸出進(jìn)行抽取，抽取到一個(gè)碼片一個(gè)采樣；頻偏信號(hào)經(jīng)式3計(jì)算其中z;為碼片周期。
8、根據(jù)權(quán)利要求7所述的頻偏估計(jì)與補(bǔ)償方法，其中，采樣時(shí)鐘跟 蹤環(huán)路和頻率估計(jì)與跟蹤環(huán)路結(jié)合在一起，頻偏估計(jì)在一個(gè)數(shù)字信號(hào)處理 器內(nèi)完成。
全文摘要
一種TD-SCDMA終端的頻偏估計(jì)與補(bǔ)償方法，接收信號(hào)模數(shù)轉(zhuǎn)換后，在數(shù)字域進(jìn)行頻偏估計(jì)與補(bǔ)償；發(fā)送信號(hào)在送入數(shù)模轉(zhuǎn)換之前，在數(shù)字域先進(jìn)行頻率預(yù)偏置；其中接收信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)后，首先與載波數(shù)控振蕩器產(chǎn)生的本地頻率混頻，混頻后的信號(hào)經(jīng)頻偏估計(jì)器估計(jì)出殘余的頻偏信號(hào)；將該頻偏信號(hào)經(jīng)載波數(shù)控振蕩器內(nèi)的復(fù)數(shù)乘法器和復(fù)數(shù)寄存器轉(zhuǎn)換成隨時(shí)間增長(zhǎng)的本地載波信號(hào)；本地載波信號(hào)與接收信號(hào)相乘，如此構(gòu)成一個(gè)環(huán)路。隨著環(huán)路的收斂，頻率偏差最后就會(huì)收斂到期望的誤差以內(nèi)。同時(shí)，本發(fā)明將該頻率鎖相環(huán)路與采樣時(shí)鐘調(diào)整環(huán)路絞合在一起，使得該算法能容忍一定的采樣頻率偏差。
文檔編號(hào)H04L27/38GK101383631SQ20071012137
公開(kāi)日2009年3月11日 申請(qǐng)日期2007年9月5日 優(yōu)先權(quán)日2007年9月5日
發(fā)明者胡東偉, 杰 陳 申請(qǐng)人:中國(guó)科學(xué)院微電子研究所