專利名稱：估算發(fā)射器與接收器的小數(shù)頻偏的裝置與方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種估算發(fā)射器與接收器的小數(shù)頻偏(fractional carrierfrequency offset between transmitter and receiver)的裝置與方法。本發(fā)明通常應用于正交頻分復用(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，OFDM)相關系統(tǒng)，其中，包括正交頻分復用存取技術(Ort hogonal Frequency Division Multiplexing Access，OFDMA)，如微波存取全球互通技術(Worldwide Interoperability for Microwave Access，WiMAX)。
背景技術：
圖1為一無線通信系統(tǒng)100，其中包括一發(fā)射器102以及一接收器104。該發(fā)射器1 02以一信號ej2πftxt混頻所欲發(fā)射的信號s(t)，并且以一天線106發(fā)射混頻后的信號。該接收器104利用天線108接收發(fā)射器102所發(fā)射的信號，并且將其以一信號e-j2πfrxt混頻。本說明書將該接收器104混頻后的信號r(t)稱為一接收信號，其值如下fΔ即(ftx-frx)，稱為該發(fā)射器102與該接收器104之間的一頻偏(carrierfrequency offset)。以該無線通信系統(tǒng)100的一子載波間距(subcarrierspacing)將該頻偏fΔ單位化，可將該頻偏fΔ分割成一整數(shù)部份fint以及一小數(shù)部份ffrac，其中，fΔ＝fint+ffrac。本發(fā)明將估算該小數(shù)部分ffrac。
已有多種估算上述小數(shù)頻偏(ffrac)的技術揭露于世上。如美國專利案U.S.5,732,113，將計算該接收信號r(t)的第一與第二前導重復碼(preamblerepetition)之間的延遲相關性(delay correlation)；并且將該延遲相關性的相位乘以弧長系數(shù)，藉以求得上述小數(shù)頻偏ffrac。
以下舉例說明專利案U.S.5,732,113的技術內(nèi)容。圖2圖解一無線網(wǎng)絡區(qū)域系統(tǒng)(Wireless Local Area Networks，簡稱WLAN，即 IEEE 802.11a)的接收信號r(t)的前導信號。該前導信號包括短前導數(shù)據(jù)(short preamble)以及長前導數(shù)據(jù)(long preamble)。該短前導數(shù)據(jù)包括十段完全相同的前導重復碼A1-A10該長前導數(shù)據(jù)包括兩段完全相同的前導重復碼B1、與B2。該接收信號r(t)的短前導數(shù)據(jù)的任意兩段重復信號(如A1與A2)間存在延遲相關性(標示為z12)，其估算公式如下 其中，N代表累加的取樣點數(shù)，d代表該兩段前導重復碼A1與A2相同點之間的延遲(delay)。r0-rN-1組成該前導重復碼A1，并且rD-rN+D-1組成該前導重復碼A2。’*’代表共軛運算(complex conjugation)。上述接收信號r(t)的取樣周期為Ts。
以圖1的無線通信系統(tǒng)為例，由于故并且在沒有噪聲與頻率擾動(frequency disturbance)的狀況下，Sn＝Sn+D。上述第一與第二重復區(qū)段A1與A2之間延遲相關性z12可依以下方式簡化 (公式1) 該延遲相關性的相位∠z12乘上弧長系數(shù)1/(-2πDTs)后即可求得上述小數(shù)頻偏ffrac。總結專利案U.S.5,732,113的內(nèi)容如下當接收信號r(t)中第一前導重復碼以及第二前導重復碼A1與A2完全相同時，其無線通信系統(tǒng)的小數(shù)頻偏可由下列公式計算出來 (公式2) 然而，部分通信系統(tǒng)中接收信號之前導重復碼的特性并不完全相同于圖2所示的WLAN系統(tǒng)，如IEEE8 02.16e，故專利案U.S.5,732,113并不適用于IEEE 802.16e(通常稱為WiMAX)。
如圖3所示，WiMAX系統(tǒng)的服務區(qū)域就像一個蜂巢式移動通信系統(tǒng)(cellular mobile communication system)，是由一群六角形彼此相接的單位小區(qū)(cell)所組成，系統(tǒng)包含了移動電話交換中心、基站、和移動站等幾個部份，并且每一個小區(qū)更被劃分成三個扇面(3-sector cellularplanning)，每一扇面都有各自的前導信號識別碼(preamble index)。接收信號r(t)的前導重復碼可以幫助使用端辨別自身目前位于某一單位小區(qū)的某一扇面。然而，由于編碼問題，WiMAX系統(tǒng)的前導重復碼并不像WLAN系統(tǒng)一樣為彼此完全相同的信號。WiMAX系統(tǒng)的接收信號r(t)具有三個前導重復碼，但在接收端以2倍頻或4倍頻取樣下來的信號并不具有完全相同的三段重復碼，將導致前導重復碼間的延遲相關性存在旋轉相位。以第一個扇面為例，接收信號中，第一與第二前導重復碼的延遲相關性z12為C1·e-j2πfΔDTs·ej1。與公式1相較，該第一扇面的延遲相關性z12更包括旋轉相位φ1。同樣地，于第二與第三扇面中，上述延遲相關性z12所存在的旋轉相位分別為φ2與φ3。專利案U.S.5,732,113所揭露的公式2并無法克服旋轉相位的問題。
發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明將提供一種估測發(fā)射器與接收器的小數(shù)頻偏的方法與裝置。
本發(fā)明的一種實施方式包括下列步驟估算接收信號的第一延遲相關性，存在于該接收信號的第一前導重復碼以及第二前導重復碼之間；對該第一延遲相關性的相位進行旋轉相位補償運算，以補償該第一延遲相關性的旋轉相位，其中，該第一延遲相關性的相位經(jīng)過該旋轉相位補償運算后，將轉變?yōu)樘幚砗笙辔粩?shù)據(jù)；以及將該處理后相位數(shù)據(jù)乘以弧長系數(shù)，以計算發(fā)射器與接收器之間的小數(shù)頻偏。上述方法亦可以硬件方式實現(xiàn)。
為讓本發(fā)明的上述和其它目的、特征、和優(yōu)點能更明顯易懂，下文特舉出數(shù)個實施例，并配合附圖作詳細說明。
圖1圖解一無線通信系統(tǒng)； 圖2圖解WLAN系統(tǒng)內(nèi)接收信號的前導信號； 圖3圖解WiMAX技術的3-sector cellular planning； 圖4為本發(fā)明的小數(shù)頻偏估算方法； 圖5為本發(fā)明的小數(shù)頻偏估算裝置；以及 圖6為本發(fā)明另一小數(shù)頻偏估算裝置。
附圖符號說明 100-無線通信系統(tǒng)； 102-發(fā)射器； 104-接收器； 106、108-天線； 402-計算z12； 404-補償z12中的一旋轉相位φ，其中產(chǎn)生f(∠Z12)； 406-A·f(∠z12)； 500-小數(shù)頻偏估算裝置； 502-第一延遲相關性估算器； 504-旋轉相位補償器； 506-第一乘法器； 508-相位估算器； 510-第二乘法器 512-相位轉換器； 600-小數(shù)頻偏估算裝置； 602-旋轉相位補償器； 604-第一相位估算器； 606-第二延遲相關性估測器； 608-第二相位估算器；以及 610-加法器。
具體實施例方式 以IEEE802.16e為例，若以時間軸觀察其接收信號，可發(fā)現(xiàn)其前導數(shù)據(jù)具有三段前導重復碼。通信系統(tǒng)的取樣速度通常為信號頻寬的兩倍或四倍。在取樣速度并非三倍信號頻寬的狀況下，上述三段前導重復碼并不完全相等，因此無法采用傳統(tǒng)技術(如專利案U.S.5,732,113)觀察其小數(shù)頻偏。
在WiMAX系統(tǒng)之接收信號r(t)的三個前導重復碼中，任選連續(xù)的兩段前導重復碼，分別命名為第一前導重復碼以及第二前導重復碼。以下為了說明方便，取三個前導重復碼中，時間最早的前導重復碼為該第一前導重復碼，其次為該第二前導重復碼。上述第一與第二前導重復碼之間的延遲相關性z12如下
其中，并且
WiMAX的z12較公式1多了 一個旋轉相位φ。由于WiMAX系統(tǒng)將傳播區(qū)域劃分成復數(shù)個單位區(qū)域(cellular planning)，每一個單位區(qū)域又劃分為三個扇面(sector)。在三個扇面區(qū)域所做出來的延遲相關其上述旋轉相位φ值并不相同，分別為φ1、φ2、與φ3，彼此相位差皆為120度角。本發(fā)明的實施方式中，上述旋轉相位分別為0度、120度、以及-120度。由于系統(tǒng)用戶事先并不清楚本身處于某一扇面，亦無法預知上述延遲相關性z12的上述旋轉相位φ為何。故本發(fā)明提出的方法，將把ej1、ej2、以及ej3分別乘以上述延遲相關性z12，以分別產(chǎn)生z1、z2、以及z3如下，分別為
以及
以使用者位于第二扇面為例，由于使用者接收到的信號屬于第二扇面，上述旋轉相位應為φ＝2π/3。上述z1、z2、以及z3的相位如下
∠z2＝-2πfΔDTs+(2-2)＝-2πfΔDTs；以及
上述相位∠z1、∠z2、以及∠z3之和為(-6πf□DTs+2π)將其轉換至相位-π-π并且乘以弧長系數(shù)
后，即可得出該接收器與發(fā)射器之間的上述小數(shù)頻偏ffrac。當使用端不是位于上述第二扇面，而是位于第一或第三扇面時，亦可以同樣的方法估算出小數(shù)頻偏。此方法可以公式表示如下 其中， ∠z1+∠z2+∠z3 ＝(-2πf□DTs+φ-φ1)+(-2πf□DTs+φ-φ2)+(-2πf□DTs+φ-φ3) ＝3□(-2πf□DTs+φ)-(φ1+φ2+φ3) ＝3□∠z12-(0+2π/3-2π/3)＝3□∠z12。
[phase]-ππ將把相位phase轉換至-π-π。本發(fā)明提出的發(fā)射器與接收器之間的小數(shù)頻偏估算方法可簡化如下 (公式3) 上述公式3并不止限定于φ1為0度角、φ2為120度角、與φ3為-120度角的無線通信系統(tǒng)。任何上述三個相位φ1、φ2、與φ3彼此相差120度角的系統(tǒng)皆可使用本發(fā)明。
此外，必須注意的是，本發(fā)明所提及的第一、第二、或之后所提及的第三前導重復碼并不限定其于接收信號中的時間順序。亦可不依照時間順序命名接收信號內(nèi)的前導重復碼為本發(fā)明所指的第一、第二、與第三前導復碼，僅需依照所采用前導重復碼，適當調(diào)整本發(fā)明內(nèi)相關系數(shù)即可。
上述公式3可以應用于各式頻道模型，例如SUI-4頻道模型或AWGN頻道模型。在本發(fā)明的另一實施例，本發(fā)明提出一種小數(shù)頻偏估測方式，不僅需要接收信號r(t)的第一與第二前導重復碼的延遲相關性z12(本發(fā)明稱之為第一延遲相關性)，尚需要該第一與一第三前導重復碼之延遲相關性z13(本發(fā)明稱之為第二延遲相關性)。上述第一與第二延遲相關性z12與z13的計算方式如下
其中，
并且由 于本實施例所采用的WiMAX系統(tǒng)中，θ＝-φ，故上述第一與第二延遲相關性的相位和(∠z12+∠z13)為(-6πf□DTs)。發(fā)射器與接收器之間的一小數(shù)頻偏的計算方法如下 (公式4) 上述公式4不僅可應用于移動裝置的頻道模型(如ITU-R Vehicular A頻道模型)，在固定頻道模型(例如SUI-4頻道模型或AWGN頻道模型)中亦有相當良好的表現(xiàn)。
圖4為本發(fā)明所揭露的小數(shù)頻偏估測方法的一種實施方式的流程圖。步驟402計算接收信號r(t)的第一與第二前導重復碼的延遲相關性z12。N代表一個前導重復碼的取樣數(shù)。D代表該第二前導重復碼與該第一前導重復碼之間的延遲?！?’代表共軛運算。步驟404對該延遲相關性z12的相位進行旋轉相位補償運算，以補償該延遲相關性z12內(nèi)的旋轉相位φ，補償后結果為處理后相位數(shù)據(jù)f(∠z12)。步驟4 06將以弧長系數(shù)A乘以該處理后相位數(shù)據(jù)f(∠z12)，所得的結果即發(fā)射器與接收器之間的小數(shù)頻偏。必須注意的是，該接收信號r(t)的任兩個前導重復碼(例如最早出現(xiàn)與其次出現(xiàn)的前導重復碼，最早出現(xiàn)與最后出現(xiàn)的前導重復碼，或最后出現(xiàn)與稍前出現(xiàn)的前導重復碼)皆可用來當作本發(fā)明所提及的第一與第二前導重復碼以估算小數(shù)頻偏。為了說明方便，本說明書以最早出現(xiàn)的前導重復碼為上述第一前導重復碼，并且以稍后出現(xiàn)的前導重復碼為上述第二前導重復碼，其中， 在某些無線通信系統(tǒng)中，上述接收信號r(t)可能屬于第一扇面、第二扇面、或第三扇面。當該接收信號r(t)屬于上述第一、第二、或第三扇面時，上述延遲相關性z12將分別存在旋轉相位φ1、φ2、或φ3，彼此相差120度角。此類無線通信系統(tǒng)所采用的調(diào)變方法可為正交頻分復用(OFDM)技術，如IEEE802.16e(通稱為WiMAX)。
在上述第一與第二前導重復碼分別為最早出現(xiàn)與其次出現(xiàn)的前導重復碼的例子中，基于上述公式3，步驟404更包括以下技術將上述延遲相關性的相位∠z12乘以3以產(chǎn)生第一數(shù)值3·∠z12；以及將該第一數(shù)值3·∠z12轉換至相位區(qū)間-π至π以產(chǎn)生處理后相位數(shù)據(jù)f(∠z12)。[phase]-ππ將把phase轉換至-π-π。此時，步驟406所采用的弧長系數(shù)A為
其中，π代表圓周率，Ts為該接收信號r(t)的取樣周期。若則步驟406所采用的弧長系數(shù)A為
此外，本發(fā)明更基于公式4揭露一種適用于移動裝置的頻道模型的小數(shù)頻偏估測方法。在第一、第二、與第三前導重復碼分別為最早出現(xiàn)、其次出現(xiàn)、與最后出現(xiàn)的前導重復碼的例子中，上述步驟404更包括下列技術計算該接收信號r(t)的第一前導重復碼與第三前導重復碼的延遲相關性z13，其中，將上述延遲相關性z12與z13的相位相加以產(chǎn)生上述處理后相位數(shù)據(jù)f(∠z12)，其中，f(∠z12)＝(∠z12+∠z13)。此時，步驟406所采用的弧長系數(shù)A為
π代表圓周率，Ts為該接收信號r(t)的取樣周期。若、則步驟406所采用的弧長系數(shù)A為
圖5為本發(fā)明所揭露的小數(shù)頻偏估算裝置，其理論為公式3。小數(shù)頻偏估算裝置500包括第一延遲相關性估算器502、旋轉相位補償器504、以及第一乘法器506。該第一延遲相關性估算器502將估算接收信號r(t)的第一前導重復碼以及第二前導重復碼之間的延遲相關性z12。在上述第一與第二前導重復碼分別為最早出現(xiàn)與其次出現(xiàn)的前導重復碼的例子中，該第一延遲相關性估算器502所執(zhí)行的運算為N代表一個前導重復碼的取樣數(shù)。D代表該第二前導重復碼與該第一前導重復碼之間的延遲?！?’代表共軛運算。該延遲相關性z12中包括旋轉相位φ。為了補償該旋轉相位φ，該旋轉相位補償器504將對該延遲相關性的相位∠z12進行運算，以產(chǎn)生處理后相位數(shù)據(jù)f(∠z12)。該旋轉相位補償器504包括相位估算器508、第二乘法器510、以及相位轉換器512。該相位估算器508將估算該該延遲相關性的相位∠z12。該第二乘法器510將把該相位乘以三，以得第一數(shù)值3·∠z12。該相位轉換器512將令該第一數(shù)值轉換至弧度區(qū)間-π-π，以產(chǎn)生上述處理后相位數(shù)據(jù)f(∠z12)。[phase]-ππ運算將把phase轉換至-π-π。該第一乘法器506將令該處理后相位數(shù)據(jù)f(∠z12)乘以弧長系數(shù)
其結果即發(fā)射器以及接收器之間的小數(shù)頻偏。π代表圓周率，Ts為該接收信號r(t)的取樣周期。若則該第一乘法器506將令該處理后相位數(shù)據(jù)f(∠z12)乘以弧長系數(shù)
基于公式4，圖6為本發(fā)明所揭露的另一種小數(shù)頻偏估算裝置。小數(shù)頻偏估算裝置600與圖5的小數(shù)頻偏估算裝置500的不同處在于其旋轉相位補償器602。該旋轉相位補償器602包括第一相位估算器604、第二延遲相關性估測器606、第二相位估算器608、以及加法器610。該第二延遲相關性估測器606將估算接收信號r(t)的第一前導重復碼與第三前導重復碼的延遲相關性z13。在第一、第二、與第三前導重復碼分別為最早出現(xiàn)、其次出現(xiàn)、與最后出現(xiàn)的前導重復碼的例子中，上述第一與第二相位估算器604與608將估算上述延遲相關性z12與z13的相位∠z12與∠z13。該加法器610將令∠z12與∠z13相加以產(chǎn)生上述處理后相位數(shù)據(jù)f(∠z12)，其中，f(∠z12)＝∠z12+∠z13小數(shù)頻偏估算裝置600不僅可應用于移動裝置的頻道模型(如ITU-R Vehicular A頻道模型)，在固定頻道模型(例如SUI-4頻道模型或AWGN頻道模型)中亦有相當良好的表現(xiàn)。
本發(fā)明雖以較佳實施例揭露如上，然其并非用以限定本發(fā)明的范圍，任何熟習此項技藝者，在不脫離本發(fā)明的精神和范圍內(nèi)，當可做些許的更動與潤飾，因此本發(fā)明的保護范圍當視本發(fā)明的申請專利范圍所界定者為準。
權利要求
1.一種估算發(fā)射器與接收器的小數(shù)頻偏的方法，其中包括
估算第一延遲相關性，該第一延遲相關性存在于接收信號的第一前導重復碼以及第二前導重復碼之間；
對該第一延遲相關性的相位進行旋轉相位補償運算，以補償該第一延遲相關性的旋轉相位，其中，該第一延遲相關性的相位經(jīng)過該旋轉相位補償運算后，將轉變?yōu)樘幚砗笙辔粩?shù)據(jù)；以及
將該處理后相位數(shù)據(jù)乘以弧長系數(shù)，以計算發(fā)射器與接收器之間的小數(shù)頻偏。
2.如權利要求1所述的估算發(fā)射器與接收器的小數(shù)頻偏的方法，其中，該接收信號經(jīng)判斷后，將被歸類至第一扇面、第二扇面、或第三扇面，其中，屬于不同扇面的上述接收信號的上述旋轉相位彼此不同并且相差
，其中，π代表圓周率。
3.如權利要求1所述的估算發(fā)射器與接收器的小數(shù)頻偏的方法，其中，上述接收信號所采用的調(diào)變模式為正交頻分復用技術。
4.如權利要求3所述的估算發(fā)射器與接收器的小數(shù)頻偏的方法，其中，該正交頻分復用技術將應用于IEEE 802.16e規(guī)范，IEEE 802.16e、即微波存取全球互通技術。
5.如權利要求2所述的估算發(fā)射器與接收器的小數(shù)頻偏的方法，其中，上述旋轉相位補償運算更包括
將該第一延遲相關性的相位乘以三，以計算出第一數(shù)值；以及
藉由轉換該第一數(shù)值至弧度區(qū)間以產(chǎn)生上述處理后相位數(shù)據(jù)，該弧度區(qū)間為-π至π。
6.如權利要求5所述的估算發(fā)射器與接收器的小數(shù)頻偏的方法，其中，該弧長系數(shù)為
，其中，Ts為該接收信號的取樣周期，D代表上述第一與第二前導重復碼間的延遲。
7.如權利要求2所述的估算發(fā)射器與接收器的小數(shù)頻偏的方法，其中，上述旋轉相位補償運算更包括
估算第二延遲相關性，該第二延遲相關性存在于該第一前導重復碼以及該接收信號的第三前導重復碼之間；
將上述第一延遲相關性的相位與該第二延遲相關性的相位相加，以計算出上述處理后相位數(shù)據(jù)。
8.如權利要求7所述的估算發(fā)射器與接收器的小數(shù)頻偏的方法，其中，該弧長系數(shù)為
其中，Ts為該接收信號的取樣周期，D代表上述第一與第二前導重復碼間的延遲。
9.一種估算發(fā)射器與接收器的小數(shù)頻偏的裝置，其中包括
第一延遲相關性估算器，估算第一延遲相關性，該第一延遲相關性存在于接收信號的第一前導重復碼以及第二前導重復碼之間；
旋轉相位補償器，對該第一延遲相關性的相位進行運算，以補償該第一延遲相關性的旋轉相位，該旋轉相位補償器將輸出處理后相位數(shù)據(jù)；以及
第一乘法器，將該處理后相位數(shù)據(jù)乘以弧長系數(shù)，以計算發(fā)射器與接收器之間的小數(shù)頻偏。
10.如權利要求9所述的估算發(fā)射器與接收器的小數(shù)頻偏的裝置，其中，該接收信號經(jīng)判斷后，將被歸類至第一扇面、第二扇面、或第三扇面，其中，屬于不同扇面的上述接收信號的上述旋轉相位彼此不同并且相差
，其中，π代表圓周率。
11.如權利要求9所述的估算發(fā)射器與接收器的小數(shù)頻偏的裝置，其中，上述接收信號所采用的調(diào)變模式為正交頻分復用技術。
12.如權利要求11所述的估算發(fā)射器與接收器的小數(shù)頻偏的裝置，其中，該正交頻分復用技術將應用于IEEE 802.16e規(guī)范，IEEE 802.16e、即微波存取全球互通技術。
13.如權利要求10所述的估算發(fā)射器與接收器的小數(shù)頻偏的裝置，其中，該旋轉相位補償器更包括
相位估算器，估算該第一延遲相關性的相位；
第二乘法器，將該第一延遲相關性的相位乘以三，以計算出第一數(shù)值；以及
相位轉換器，藉由轉換該第一數(shù)值至弧度區(qū)間以產(chǎn)生上述處理后相位數(shù)據(jù)，該弧度區(qū)間為-π至π。
14.如權利要求13所述的估算發(fā)射器與接收器的小數(shù)頻偏的裝置，其中，該弧長系數(shù)為
其中，Ts為該接收信號的取樣周期，D代表上述第一與第二前導重復碼間的延遲。
15.如權利要求10所述的估算發(fā)射器與接收器的小數(shù)頻偏的裝置，其中，該旋轉相位補償器更包括
第一相位估算器，估算該第一延遲相關性的相位；
第二延遲相關性估算器，估算第二延遲相關性，該第二延遲相關性存在于該第一前導重復碼以及該接收信號的第三前導重復碼之間；
第二相位估算器，估算該第二延遲相關性的相位；以及
加法器，將上述第一延遲相關性的相位與該第二延遲相關性的相位相加，以計算出上述處理后相位數(shù)據(jù)。
16.如權利要求15所述的估算發(fā)射器與接收器的小數(shù)頻偏的裝置，其中，該弧長系數(shù)為
其中，Ts為該接收信號的取樣周期，D代表上述第一與第二前導重復碼間的延遲。
全文摘要
本發(fā)明揭露一種估算發(fā)射器與接收器的小數(shù)頻偏的裝置與方法，可應用于正交頻分復用(OFDM)的系統(tǒng)，如WLAN，WiMAX等技術。本發(fā)明的主要技術包括估算第一延遲相關性，存在于接收信號中第一與第二前導重復碼之間；對該第一延遲相關性的相位進行旋轉相位補償運算，以補償該第一延遲相關性內(nèi)的旋轉相位，該第一延遲相關性的相位經(jīng)過該旋轉相位補償運算后，將轉變?yōu)樘幚砗笙辔粩?shù)據(jù)；最后，將該處理后相位數(shù)據(jù)乘以弧長系數(shù)，即可計算發(fā)射器與接收器之間的小數(shù)頻偏。
文檔編號H04L27/26GK101110807SQ20071012875
公開日2008年1月23日 申請日期2007年7月12日 優(yōu)先權日2006年7月20日
發(fā)明者賴俊佑, 許仁源, 簡永懿, 丁邦安 申請人:財團法人工業(yè)技術研究院