專利名稱：電平檢測(cè)器、通信裝置、以及調(diào)諧器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及輸出指示輸入信號(hào)的強(qiáng)度的信號(hào)的電平檢測(cè)器，并且還涉及其中 包括該檢測(cè)器的通信裝置和調(diào)諧器。
背景技術(shù)：
在通信裝置的接收或發(fā)送電路中，必須控制放大器的增益以使得接收信號(hào)或 發(fā)送信號(hào)具有最佳電平。為此，需要電平檢測(cè)器來(lái)檢測(cè)信號(hào)的平均強(qiáng)度即平均電平。例如，在日本未審專利特開2000-134163號(hào)公報(bào)中公開的電平檢測(cè)器輸出接收信號(hào) 強(qiáng)度指示(RSSI)來(lái)指示接收信號(hào)的強(qiáng)度。該公報(bào)中的電平檢測(cè)器具有以下構(gòu)造 從而在接收信號(hào)關(guān)于包絡(luò)曲線變化時(shí)降低檢測(cè)誤差。圖IO示出了上述公報(bào)中的電平檢測(cè)器的構(gòu)造。在圖10的電平檢測(cè)器900中， 使用二極管的檢波電路和對(duì)數(shù)放大器901對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行波形檢測(cè)。對(duì)數(shù)放大器 901是壓縮信號(hào)強(qiáng)度的動(dòng)態(tài)范圍的電路。峰值保持電路902然后保持從對(duì)數(shù)放大器 901輸出的信號(hào)強(qiáng)度的峰值以獲得該信號(hào)的包絡(luò)曲線。在由于例如信號(hào)包含噪聲而 使得在該信號(hào)中出現(xiàn)瞬時(shí)峰值的情形中，峰值保持電路902不能保持該峰值，因?yàn)?為峰值保持電路902所設(shè)的充電/放電電路903充電需要相對(duì)較長(zhǎng)的時(shí)間。另一方 面，當(dāng)該信號(hào)強(qiáng)度以形成較緩和的包絡(luò)曲線的方式變化時(shí)，則峰值在從峰值保持電 路902輸出的信號(hào)中變化，因?yàn)閷?duì)充電/放電電路903充電/放電能夠跟隨信號(hào)強(qiáng)度 的變化。積分電路卯4對(duì)峰值的變化進(jìn)行積分以計(jì)算平均包絡(luò)值。電平檢測(cè)器900 將積分電路904的輸出信號(hào)作為輸入信號(hào)強(qiáng)度輸出。以上公報(bào)中具有上述構(gòu)造的電平檢測(cè)器900降低了當(dāng)輸入信號(hào)的強(qiáng)度關(guān)于包 絡(luò)曲線變化時(shí)由于電平檢測(cè)器的非線性所產(chǎn)生的檢測(cè)誤差。電平檢測(cè)器900針對(duì)經(jīng)相移鍵控(PSK)方法調(diào)制的信號(hào)或經(jīng)諸如碼分多址 (CDMA)方法等其中復(fù)用次數(shù)相對(duì)較小的方法數(shù)字調(diào)制的信號(hào)。經(jīng)PSK方法調(diào) 制的信號(hào)的包絡(luò)曲線在沒(méi)有衰弱影響時(shí)被保持在一固定值。經(jīng)CDMA方法調(diào)制的 信號(hào)的包絡(luò)曲線略微根據(jù)復(fù)用次數(shù)而變化。然而，這可以通過(guò)最優(yōu)化電平檢測(cè)器900的充電/放電電路903中的電阻器和電容器的電路特性所對(duì)應(yīng)的時(shí)間常數(shù)來(lái)處理。另一方面，在經(jīng)例如正交頻分復(fù)用(OFDM)方法數(shù)字調(diào)制的信號(hào)中，瞬時(shí) 強(qiáng)度正態(tài)分布。即，經(jīng)OFDM方法調(diào)制的信號(hào)的強(qiáng)度隨機(jī)地變化。強(qiáng)度越低，出 現(xiàn)的頻率越高。高強(qiáng)度出現(xiàn)的頻率較低。更具體地，瞬時(shí)強(qiáng)度可從正態(tài)分布(N(0,(72)) 的特性獲得，其中均值為0，標(biāo)準(zhǔn)差即有效值為ct。例如，出現(xiàn)信號(hào)強(qiáng)度不小于3.5o 的頻率為0.03%。值3.5cy被認(rèn)為是基本無(wú)誤差地解調(diào)OFDM信號(hào)所必需的解調(diào)電 路的輸入的動(dòng)態(tài)范圍的最小值。出現(xiàn)頻率值0.03%是在觀察了該信號(hào)足夠長(zhǎng)的時(shí)間 時(shí)得到的。不小于3.5ct的強(qiáng)度可能在相對(duì)較短的時(shí)間里出現(xiàn)，也可能相對(duì)較長(zhǎng)時(shí) 間都不出現(xiàn)。然而，在經(jīng)OFDM方法解調(diào)的信號(hào)中，由于信號(hào)頻帶已被限制，所 以得不到強(qiáng)度急劇變化的波形。因此，即使在電平檢測(cè)器900獲得了這種OFDM信號(hào)的包絡(luò)曲線以及該包絡(luò) 曲線的平均值時(shí)，也不能獲得該信號(hào)強(qiáng)度的準(zhǔn)確平均值。其原因?qū)⒃谝韵逻M(jìn)行說(shuō)明。由于OFDM信號(hào)己在頻帶中被限制，所以即使在很少出現(xiàn)的不小于3.5(j的高 強(qiáng)度情形中，峰值波形也不急劇。因此，即使想要去除這種高強(qiáng)度分量，也不能將 該波形與其它低強(qiáng)度波形區(qū)分開來(lái)。因此，充電/放電電路903不能去除很少出現(xiàn) 的高強(qiáng)度分量。從而，峰值保持電路902根據(jù)充電/放電電路903的放電特性繼續(xù) 保持該高強(qiáng)度分量。因此，電平檢測(cè)器900在某一時(shí)刻輸出與正確平均強(qiáng)度相差較 大的值。即，很少出現(xiàn)的高強(qiáng)度分量的影響在時(shí)間上被擴(kuò)大了。另一方面，如果充 電/放電電路903的放電特性被設(shè)計(jì)得較快，則在低強(qiáng)度的變化的情形中將不能保 持峰值。因此，電平檢測(cè)器900的輸出繼續(xù)改變。這使得不能獲得平均強(qiáng)度。因此，電平檢測(cè)器900不適用于根據(jù)例如OFDM方法的移動(dòng)通信設(shè)備的接收 電路。另一方面，還可想到不使用峰值保持電路902并將檢波電路/對(duì)數(shù)放大器901 的輸出直接輸入到積分電路904，從而使得所獲得的不是信號(hào)強(qiáng)度的包絡(luò)曲線的平 均值而是該信號(hào)強(qiáng)度絕對(duì)值或經(jīng)壓縮的信號(hào)強(qiáng)度的平均值。然而在這種情形中，包 含在該信號(hào)中的噪聲分量也被直接積分。因此，當(dāng)輸入到電平檢測(cè)器900的OFDM 信號(hào)的平均強(qiáng)度較低且相對(duì)于接收電路中生成的噪聲信噪比不夠時(shí)，積分結(jié)果中出 現(xiàn)的噪聲影響會(huì)增大。這使得很難準(zhǔn)確地指示接收信號(hào)的平均強(qiáng)度。發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明的目的是提供其中噪聲影響己被抑制到適合用于諸如OFDM信號(hào)等瞬 時(shí)強(qiáng)度變化多端的信號(hào)的一種電平檢測(cè)器、通信裝置、以及調(diào)諧器。根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)方面， 一種電平檢測(cè)器包括信號(hào)輸入端子；比較電路， 用于生成包括各自寬度對(duì)應(yīng)于其間來(lái)自輸入端子的輸入信號(hào)的強(qiáng)度高于第一基準(zhǔn) 值的時(shí)間段的長(zhǎng)度的多個(gè)在時(shí)間上連續(xù)的脈沖的信號(hào)；以及積分電路，用于輸出其強(qiáng)度對(duì)應(yīng)于通過(guò)時(shí)間積分由比較電路生成的信號(hào)的強(qiáng)度得到的積分值的信號(hào)。根據(jù)本發(fā)明的另一方面， 一種電平檢測(cè)器包括信號(hào)輸入端子；比較電路， 用于生成包括各自寬度對(duì)應(yīng)于其間來(lái)自輸入端子的輸入信號(hào)的強(qiáng)度低于第二基準(zhǔn) 值的時(shí)間段的長(zhǎng)度的多個(gè)在時(shí)間上連續(xù)的脈沖的信號(hào)；以及積分電路，用于輸出其 強(qiáng)度對(duì)應(yīng)于通過(guò)時(shí)間積分由比較電路生成的信號(hào)的強(qiáng)度得到的積分值的信號(hào)。根據(jù)本發(fā)明的又一方面， 一種通信裝置包括輸入端子，用于向其輸入通信 信號(hào)；比較電路，用于生成包括各自寬度對(duì)應(yīng)于其間來(lái)自輸入端子的輸入信號(hào)的強(qiáng) 度高于預(yù)定基準(zhǔn)值的時(shí)間段的長(zhǎng)度的多個(gè)在時(shí)間上連續(xù)的脈沖的信號(hào)；以及積分電 路，用于輸出其強(qiáng)度對(duì)應(yīng)于通過(guò)時(shí)間積分由比較電路生成的信號(hào)的強(qiáng)度獲得的積分 值的信號(hào)。該裝置根據(jù)來(lái)自積分電路的輸出檢測(cè)通信信號(hào)的電平。根據(jù)本發(fā)明的又一方面， 一種調(diào)諧器包括放大器，用于放大輸入信號(hào)并隨 后將經(jīng)放大的信號(hào)輸出；信道選擇單元，用于對(duì)從放大器輸出的信號(hào)應(yīng)用信道選擇 處理；比較電路，用于生成各自寬度對(duì)應(yīng)于其間經(jīng)信道選擇單元作信道選擇處理后 的信號(hào)的強(qiáng)度高于預(yù)定基準(zhǔn)值的時(shí)間段的長(zhǎng)度的多個(gè)脈沖的信號(hào)；積分電路，用于 輸出其強(qiáng)度對(duì)應(yīng)于通過(guò)時(shí)間積分由比較電路生成的信號(hào)的強(qiáng)度獲得的積分值的信 號(hào)；以及增益控制器，用于根據(jù)從積分電路輸出的信號(hào)的強(qiáng)度高于一希望值的程度 減小放大器的增益，以及根據(jù)從積分電路輸出的信號(hào)的強(qiáng)度低于該希望值的程度增 大放大器的增益。根據(jù)本發(fā)明，輸入信號(hào)的平均強(qiáng)度越高，輸入信號(hào)的瞬時(shí)強(qiáng)度大于或小于該 基準(zhǔn)值的比率就越高。這增大了脈沖的出現(xiàn)頻率，并由此增大積分電路的積分值。 另一方面，輸入信號(hào)的平均強(qiáng)度越低，輸入信號(hào)的瞬時(shí)強(qiáng)度大于或小于基準(zhǔn)值的比 率就越低。這降低了脈沖出現(xiàn)的頻率，并由此減小了積分電路的積分值。因此，在 本發(fā)明的電平檢測(cè)器和通信裝置中，即使在輸入信號(hào)的強(qiáng)度變化多端時(shí)，例如 OFDM調(diào)制信號(hào)的情形中，也能輸出正確指示輸入信號(hào)的平均強(qiáng)度的信號(hào)。另外， 在本發(fā)明的調(diào)諧器中，通過(guò)使用本發(fā)明的電平檢測(cè)器自動(dòng)地適當(dāng)控制放大器的增 顯本發(fā)明的電平檢測(cè)器優(yōu)選地還包括脈沖寬度擴(kuò)展電路，用于生成其中已將由 比較電路生成的信號(hào)中所包含的每個(gè)脈沖在時(shí)間上進(jìn)行擴(kuò)展的信號(hào)，并將生成的信 號(hào)輸出至積分電路。本發(fā)明的該特征適用于其中信號(hào)強(qiáng)度很少大于或小于基準(zhǔn)值例如檢測(cè)到OFDM信號(hào)強(qiáng)度中極寬的變化時(shí)的情形。這是出于以下原因。當(dāng)信號(hào)強(qiáng)度很少大于或小于基準(zhǔn)值時(shí)，脈沖出現(xiàn)的頻率降低。因此，即使在來(lái)自比較電路的 信號(hào)被直接積分時(shí)，脈沖的出現(xiàn)頻率也較難反映積分結(jié)果。然而在本發(fā)明的以上特 征中，來(lái)自比較電路的信號(hào)中的窄脈沖由脈沖寬度擴(kuò)展電路改變?yōu)閷捗}沖。因此， 對(duì)具有擴(kuò)展寬度的脈沖進(jìn)行積分。這使得更加確保脈沖的出現(xiàn)頻率反映了積分結(jié)果。另外，由于噪聲強(qiáng)度低于目標(biāo)信號(hào)的強(qiáng)度，所以噪聲強(qiáng)度大于基準(zhǔn)值的概率非 常低。這實(shí)現(xiàn)了其中噪聲影響己被抑制的電平檢測(cè)器。在本發(fā)明的電平檢測(cè)器中，脈沖寬度擴(kuò)展電路可包括第一二極管，比較電 路生成的信號(hào)被輸入到其陽(yáng)極；第一電阻器，其一端被連接至二極管的陰極而另一 端被接地；以及電容器，其一端被連接至二極管的陰極而另一端被接地，從而使得 脈沖寬度擴(kuò)展電路向積分電路輸出其寬度對(duì)應(yīng)于其間存儲(chǔ)在電容器中的電壓高于 基準(zhǔn)電壓值的時(shí)間段的長(zhǎng)度的脈沖。在本發(fā)明的該特征中，在脈沖通過(guò)二極管的陰 極被輸入時(shí)電容器被充電。在脈沖輸入結(jié)束后，電容器被放電，并且電容器的電壓 逐漸降低。脈沖寬度擴(kuò)展電路輸出其寬度對(duì)應(yīng)于其間存儲(chǔ)在電容器中的電壓高于預(yù) 定基準(zhǔn)電壓值的時(shí)間段的長(zhǎng)度的脈沖。因此，脈沖寬度擴(kuò)展電路能夠輸出比包含在 來(lái)自比較電路的信號(hào)中的相應(yīng)脈沖寬的脈沖。在本發(fā)明的電平檢測(cè)器中，脈沖寬度擴(kuò)展電路優(yōu)選地還包括與第一二極管 具有基本相同電路特性的第二二極管；與第一電阻器具有基本相同電路特性的第二 電阻器；以及脈沖寬度擴(kuò)展比較器。脈沖寬度擴(kuò)展比較器包括連接至第一二極管的 陰極的第一輸入端子以及連接至第二二極管和第二電阻器兩者的第二輸入端子。脈 沖寬度擴(kuò)展比較器向積分電路輸出對(duì)應(yīng)于其間第一輸入端子處的電壓高于第二輸 入端子處的電壓的時(shí)間段的長(zhǎng)度的脈沖。在這種情形中，第二二極管和電阻器優(yōu)選 地被連接至第二輸入端子以減小由于第一二極管和電阻器的電路特性和溫度變化 中的至少一個(gè)而導(dǎo)致在從脈沖寬度擴(kuò)展比較器輸出的脈沖寬度中所產(chǎn)生的變化。二 極管的正向電壓會(huì)由于二極管本身和對(duì)應(yīng)電阻器的溫度變化以及它們的制造變化 而較寬地改變。這會(huì)引起用于電容器放電的時(shí)間段變化，以及由此引起從脈沖寬度 擴(kuò)展電路輸出的脈沖寬度的變化。然而在本發(fā)明的該特征中，與連接至第一端子的 第一二極管和電阻器分別具有相同電路特性的第二二極管和電阻器被連接至第二端子以減小從脈沖寬度擴(kuò)展電路輸出的脈沖寬度的變化。這減小了在從脈沖寬度擴(kuò) 展電路輸出的脈沖中由于電路特性和溫度變化所產(chǎn)生的變化。
本發(fā)明的電平檢測(cè)器優(yōu)選地包括信號(hào)輸入端子；第一比較電路，用于生成 包括各自寬度對(duì)應(yīng)于其間來(lái)自輸入端子的輸入信號(hào)的強(qiáng)度高于第一基準(zhǔn)值的時(shí)間 段的長(zhǎng)度的多個(gè)在時(shí)間上連續(xù)的脈沖的信號(hào)；第二比較電路，用于生成包括各自寬 度對(duì)應(yīng)于其間來(lái)自輸入端子的輸入信號(hào)的強(qiáng)度低于比第一基準(zhǔn)值低的第二基準(zhǔn)值
的時(shí)間段的長(zhǎng)度的多個(gè)在時(shí)間上連續(xù)的脈沖的信號(hào)；OR電路，用于生成其強(qiáng)度對(duì) 應(yīng)于由第一比較電路生成的信號(hào)與由第二比較電路生成的信號(hào)的邏輯和的信號(hào)；脈 沖寬度擴(kuò)展電路，用于生成其中由OR電路生成的信號(hào)中所包含的每個(gè)脈沖已在時(shí) 間上被擴(kuò)展的信號(hào)；以及積分電路，用于輸出其強(qiáng)度對(duì)應(yīng)于通過(guò)時(shí)間積分由脈沖寬 度擴(kuò)展電路生成的信號(hào)的強(qiáng)度獲得的積分值的信號(hào)。在本發(fā)明的該特征中，OR電 路在其中輸入信號(hào)的強(qiáng)度高于第一基準(zhǔn)值的情形以及其中輸入信號(hào)的強(qiáng)度低于比 第一基準(zhǔn)值低的第二基準(zhǔn)值的情形中的任一情形中都輸出一脈沖。因此，當(dāng)輸入信 號(hào)的DC電壓變化時(shí)，脈沖的出現(xiàn)頻率在第一和第二比較電路當(dāng)中的一個(gè)中增大而 脈沖的出現(xiàn)頻率在第一和第二比較電路當(dāng)中的另一個(gè)中減小。因此，即使在DC電 壓變化時(shí)，也抑制了脈沖的出現(xiàn)頻率的變化。這抑制了信號(hào)強(qiáng)度的檢測(cè)誤差。
本發(fā)明的電平檢測(cè)器優(yōu)選地包括對(duì)應(yīng)于n個(gè)輸入信號(hào)的第1到第n個(gè)信號(hào) 輸入端子，其中n表示大于l的自然數(shù)；第l到第n個(gè)比較電路，各自用于生成包 括各自寬度對(duì)應(yīng)于其間來(lái)自第l到第n個(gè)輸入端子中相應(yīng)一個(gè)的輸入信號(hào)的強(qiáng)度高 于第一基準(zhǔn)值的時(shí)間段的時(shí)間長(zhǎng)度的多個(gè)在時(shí)間上連續(xù)的脈沖的信號(hào);OR電路， 用于生成其強(qiáng)度對(duì)應(yīng)于由第1到第n個(gè)比較電路生成的信號(hào)的邏輯和的信號(hào)；脈沖 寬度擴(kuò)展電路，用于生成其中由OR電路生成的信號(hào)中包含的每個(gè)脈沖已在時(shí)間上 被擴(kuò)展的信號(hào)；以及積分電路，用于輸出其強(qiáng)度對(duì)應(yīng)于通過(guò)時(shí)間積分脈沖寬度擴(kuò)展 電路生成的信號(hào)的強(qiáng)度獲得的積分值的信號(hào)。本發(fā)明的該特征對(duì)于其中在輸入信號(hào) 中的一個(gè)中DC電壓增大而在另一輸入信號(hào)中DC電壓減小的情形是有效的。例如， 當(dāng)在差分信號(hào)的分量之間生成了 DC偏移電壓時(shí)，該差分信號(hào)中的一個(gè)分量的DC 電壓增大而該差分信號(hào)的其它分量的DC電壓減小。然而在本發(fā)明的以上第1到第 n個(gè)比較電路的特征中，在輸入其DC電壓增大的信號(hào)的比較電路中脈沖的出現(xiàn)頻 率增大，而在輸入其DC電壓減小的信號(hào)的比較電路中脈沖的出現(xiàn)頻率減小。這消 除了偏移電壓對(duì)脈沖出現(xiàn)頻率的影響。
在本發(fā)明的電平檢測(cè)器中，檢測(cè)器優(yōu)選地還包括第(n+l)到第2n個(gè)比較電路，各自用于生成包括各自寬度對(duì)應(yīng)于其間來(lái)自第1到第n個(gè)輸入端子中相應(yīng)一 個(gè)的輸入信號(hào)的強(qiáng)度低于比第一基準(zhǔn)值低的第二基準(zhǔn)值的時(shí)間段的長(zhǎng)度的多個(gè)在 時(shí)間上連續(xù)的脈沖的信號(hào)；以及OR電路，用于生成其強(qiáng)度對(duì)應(yīng)于第1到第2n個(gè) 比較電路生成的信號(hào)的邏輯和的信號(hào)。本發(fā)明的該特征不僅對(duì)于其中在一個(gè)輸入信 號(hào)中DC電壓增大而在另一輸入信號(hào)中DC電壓減小的情形有效，而且對(duì)所有輸入 信號(hào)在DC電壓中包含一致的變化的情形有效。這是由于以下原因。例如，當(dāng)所有 輸入信號(hào)的DC電壓都增大時(shí)，脈沖出現(xiàn)頻率在第1到第n個(gè)比較電路中增大而脈 沖出現(xiàn)頻率在第(n+l)到第2n個(gè)比較電路中減小。


結(jié)合附圖考慮以下說(shuō)明，本發(fā)明的其它和進(jìn)一步目的、特征及優(yōu)點(diǎn)將顯得更
為全面，附圖中
圖1是示出了根據(jù)本發(fā)明的第一實(shí)施例的接收機(jī)的一般性構(gòu)造的框圖； 圖2是示出了圖1的接收機(jī)中所包括的電平檢測(cè)器的構(gòu)造的框圖； 圖3是示出了圖2的比較電路、脈沖寬度擴(kuò)展電路以及積分電路各自的具體 構(gòu)造的框圖4是示出了在OFDM信號(hào)被輸入到電平檢測(cè)器時(shí)圖2的電平檢測(cè)器中節(jié)點(diǎn) A到E處各自電壓值的變化的示圖5是示出了圖2的電平檢測(cè)器的變形的電路框圖6是示出了根據(jù)本發(fā)明的第二實(shí)施例的脈沖寬度擴(kuò)展電路的構(gòu)造的電路圖； 圖7是示出了根據(jù)本發(fā)明的第三實(shí)施例的比較電路的構(gòu)造的電路圖； 圖8是示出了根據(jù)本發(fā)明的第四實(shí)施例的比較電路的構(gòu)造的電路圖； 圖9是示出了根據(jù)本發(fā)明的第五實(shí)施例的比較電路的構(gòu)造的電路圖； 圖IO是具有示出了現(xiàn)有技術(shù)電平檢測(cè)器的構(gòu)造的部分電路圖的框圖。
具體實(shí)施例方式
以下將參照附圖對(duì)本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例進(jìn)行說(shuō)明。圖1是示出了根據(jù)本發(fā)明 的第一實(shí)施例的接收機(jī)1000的一般性構(gòu)造的框圖。
(第一實(shí)施例)
接收機(jī)1000包括天線單元1001;調(diào)諧器單元1100、模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC) 電路804、以及OFDM解調(diào)器805。 OFDM調(diào)制信號(hào)通過(guò)天線單元1001被輸入到調(diào)諧器單元1100。調(diào)諧器單元1100對(duì)OFDM調(diào)制信號(hào)應(yīng)用信道選擇處理。經(jīng)過(guò) 信道選擇處理的信號(hào)被輸入到ADC電路804。 ADC電路804將經(jīng)過(guò)信道選擇處理 的信號(hào)從模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號(hào)。經(jīng)過(guò)轉(zhuǎn)換的數(shù)字信號(hào)被輸入到OFDM解調(diào)器 805。 OFDM解調(diào)器805將該數(shù)字信號(hào)解調(diào)成數(shù)據(jù)串信號(hào)。經(jīng)過(guò)解調(diào)的數(shù)據(jù)串信號(hào) 通過(guò)輸出端子1002被輸出到接收機(jī)1000的外部。
調(diào)諧器單元1100包括可變?cè)鲆娣糯笃?VGA) 801、混頻器電路802、濾 波器電路803、以及電平檢測(cè)器100。發(fā)送自天線單元1001的接收信號(hào)經(jīng)可變?cè)鲆?放大器801放大，然后被輸入到混頻器電路802?；祛l器電路802對(duì)發(fā)送自可變?cè)?益放大器801的信號(hào)進(jìn)行頻率變換。經(jīng)過(guò)頻率變換的信號(hào)被輸入到濾波器電路803。 濾波器電路803從該經(jīng)過(guò)頻率變換的信號(hào)當(dāng)中提取目標(biāo)頻帶的OFDM信號(hào)。在這 種情形中，濾波器電路803用作信道選擇單元。例如，接收機(jī)1000可被設(shè)計(jì)成信 道指示信號(hào)從一未示出的控制器被發(fā)送到調(diào)諧器單元1100并且濾波器電路803提 取對(duì)應(yīng)于由該信道指示信號(hào)指示的信道的頻帶的信號(hào)。
來(lái)自濾波器電路803的經(jīng)過(guò)頻率變換的信號(hào)不僅被輸入到ADC電路804，還 被輸入到電平檢測(cè)器100。電平檢測(cè)器100向可變?cè)鲆娣糯笃?01輸出其強(qiáng)度對(duì)應(yīng) 于來(lái)自濾波器電路803的信號(hào)的平均強(qiáng)度的信號(hào)。即，在調(diào)諧器單元1100中，按 可變?cè)鲆娣糯笃?01、混頻器電路802、濾波器電路803、電平檢測(cè)器IOO、以及可 變?cè)鲆娣糯笃?01的順序形成了反饋電路。該反饋電路被設(shè)計(jì)成自動(dòng)地控制可變?cè)?益放大器801的增益以將來(lái)自濾波器電路803的輸出信號(hào)的強(qiáng)度保持在預(yù)定值附 近。以下，該反饋電路將被稱為"自動(dòng)增益控制(AGC)電路"。
在AGC電路中，可變?cè)鲆娣糯笃?01被設(shè)計(jì)成根據(jù)來(lái)自電平檢測(cè)器100的信 號(hào)自動(dòng)控制其增益。在來(lái)自電平檢測(cè)器100的信號(hào)的強(qiáng)度增大時(shí)可變?cè)鲆娣糯笃?801降低其增益。相反，在來(lái)自電平檢測(cè)器100的信號(hào)的強(qiáng)度減小時(shí)可變?cè)鲆娣糯?器801增大其增益。例如，可變?cè)鲆娣糯笃?01可如下設(shè)計(jì)。在可變?cè)鲆娣糯笃?801中，已關(guān)于來(lái)自電平檢測(cè)器100的信號(hào)設(shè)置了一閾值。在來(lái)自電平檢測(cè)器IOO 的信號(hào)的強(qiáng)度小于該閾值時(shí)，可變?cè)鲆娣糯笃?01增大其增益，而在來(lái)自電平檢測(cè) 器100的信號(hào)的強(qiáng)度大于該閾值時(shí)，可變?cè)鲆娣糯笃?01減小其增益。AGC的更 加具體的特性將在稍后進(jìn)行說(shuō)明。
圖2是示出了電平檢測(cè)器100的構(gòu)造的框圖。電平檢測(cè)器100包括比較電 路110;脈沖寬度擴(kuò)展電路120、以及積分電路130。來(lái)自濾波器電路803的信號(hào) 通過(guò)輸入端子101被輸入到比較電路110。來(lái)自積分電路130的信號(hào)通過(guò)輸出端子102被輸出到可變?cè)鲆娣糯笃?01。
圖3是示出了比較電路110、脈沖寬度擴(kuò)展電路120、以及積分電路130各自 的具體構(gòu)造的電路圖。各個(gè)電路提供有來(lái)自未示出的單DC電源的大于0的電源電 壓Vdd。在各個(gè)電路中通過(guò)接地設(shè)置了 OV的大地電壓。在節(jié)點(diǎn)A之前的一未示出 位置處，如圖4(a)中所示的大于0的DC電壓Vdc被添加到來(lái)自輸入端子101的輸 入信號(hào)。這是為了防止在單電源的情形中信號(hào)振幅被平坦化。在以下說(shuō)明中，"El" ~ "Ell"表示分別從DC電源E1 E11提供的電壓值；"R2" ~ "R22"分別表示 電阻器R2 R22的電阻值；以及"C2"和"C3"分別表示電容器C2和C3的電容 值。所有這些值都為正。
比較電路110包括比較器CMP1和DC電源E1。比較器CMP1的反向輸入端 子被連接至DC電源E1的正端子。比較器CMP1的非反向輸入端子被連接至輸入 端子101。 DC電源E1的負(fù)端子被接地。El值被控制為大于接收信號(hào)的DC電壓 Vdc。比較器CMP1將反向輸入電壓與非反向輸入電壓相互作比較。在非反向輸入 電壓高于反向輸入電壓時(shí)比較器CMP1輸出與電源電壓相同的電壓。在反向輸入 電壓高于非反向輸入電壓時(shí)，比較器CMP1輸出大地電壓。因此，僅在其強(qiáng)度高 于作為第一基準(zhǔn)值的基準(zhǔn)值El的信號(hào)通過(guò)輸入端子101被輸入時(shí)，比較器CMP1 才輸出特定電壓值Vdd。在其它情形中，比較器CMP1輸出大地電壓。因此，比 較電路llO輸出其脈沖寬度對(duì)應(yīng)于其間輸入信號(hào)的電壓超過(guò)El的時(shí)間段的脈沖信 號(hào)。
脈沖寬度擴(kuò)展電路120包括二極管D2、電容器C2、電阻器R2、以及反相器 INV2。 二極管D2的陽(yáng)極被連接至比較器CMP1的輸出端子。電容器C2和電阻器 R2的一端都被連接至二極管D2的陰極。電容器C2和電阻器R2的另一端都被接 地。反相器INV2的輸入端子被連接至二極管D2的陰極。
反相器INV2被設(shè)計(jì)成使得在輸入電壓高于基準(zhǔn)電壓Vth時(shí)輸出0而在輸入電 壓低于基準(zhǔn)電壓Vth時(shí)輸出Vdd。即，反相器INV2是一種比較兩個(gè)值的比較器。 然而，與比較器CMP1的區(qū)別在于，反相器INV2被設(shè)計(jì)成使得Vth的值由反相器 INV2本身構(gòu)造以及該構(gòu)造的元件的參數(shù)來(lái)確定。反相器INV2的輸入阻抗被控制 為相比于電阻器R2的阻抗非常高。即，反相器INV2被設(shè)計(jì)成在電容器C2通過(guò) 電阻器R2被放電時(shí)不易受到影響。CMOS反相器是這種高阻抗輸入反相器的一個(gè) 示例。當(dāng)二極管D2的正向電壓為Vf時(shí)，反相器INV2被設(shè)計(jì)成使得能夠獲得 0<Vth<Vdd-Vf的條件。當(dāng)信號(hào)被輸入到脈沖寬度擴(kuò)展電路120時(shí)，信號(hào)首先通過(guò)二極管D2。當(dāng)正電 壓被施加到二極管D2的陽(yáng)極時(shí)，二極管D2被置于導(dǎo)通狀態(tài)。在該狀態(tài)下，電容 器C2保持對(duì)應(yīng)于二極管D2的陰極處的電壓的電荷。另一方面，當(dāng)負(fù)電壓被施加 到二極管D2的陽(yáng)極時(shí)，二極管D2被置于非導(dǎo)通狀態(tài)。在該狀態(tài)下，積聚在電容 器C2中的電荷通過(guò)電阻器R2被釋放。由此，二極管D2的陰極電壓降低。
積分電路130包括電阻器R3、電容器C3、運(yùn)算放大器OPA3、以及DC電源 E3。電阻器R3的一端被連接至反相器INV2的輸出端子，而電阻器R3的另一端 被連接至運(yùn)算放大器OPA3的反向輸入端子。運(yùn)算放大器OPA3的非反向輸入端子 被連接至DC電源E3的正端子。DC電源E3的負(fù)端子被接地。電容器C3的一端 被連接至運(yùn)算放大器OPA3的反向輸入端子，而電容器C3的另一端被連接至運(yùn)算 放大器OPA3的輸出端子。積分電路130是一般性的反向輸入型積分器。即，積分 電路130在時(shí)間上積分來(lái)自脈沖寬度擴(kuò)展電路120的信號(hào)的強(qiáng)度。積分值被輸入到 輸出端子102。
接下來(lái)將對(duì)在OFDM信號(hào)被輸入到電平檢測(cè)器100時(shí)從電平檢測(cè)器100輸出 的信號(hào)的強(qiáng)度與該輸入信號(hào)的平均強(qiáng)度之間的關(guān)系作量化的說(shuō)明。圖4包括示出了 在OFDM信號(hào)被輸入到電平檢測(cè)器100時(shí)電平檢測(cè)器100中各節(jié)點(diǎn)處的各個(gè)電壓 值的變化的圖(a)到圖(e)。圖(a)到(e)示出了圖3中節(jié)點(diǎn)A到E處的電 壓Va(t)到Ve(t)，其中t表示時(shí)間。節(jié)點(diǎn)A對(duì)應(yīng)于電平檢測(cè)器100的輸入；節(jié)點(diǎn)B 對(duì)應(yīng)于比較電路110的輸出；節(jié)點(diǎn)C對(duì)應(yīng)于脈沖寬度擴(kuò)展電路120中反相器INV2 的輸入；節(jié)點(diǎn)D對(duì)應(yīng)于脈沖寬度擴(kuò)展電路120的輸出；以及節(jié)點(diǎn)E對(duì)應(yīng)于電平檢 測(cè)器100的輸出。在圖(a)中，Va(t)的值在tl到t2和t4到t5的時(shí)間段上大于El， 并且如稍后所描述的在t7到t8的時(shí)間段上小于Ell (<Vdc)。在其它時(shí)間段，Va(t) 以Ell到El之間的任意值變化。
當(dāng)由Va(t)表示的信號(hào)被輸入時(shí)，比較器CMP1輸出由Vb(t)表示的信號(hào)。艮卩， 在其中Va(t)的值大于El的tl到t2或t4到t5的時(shí)間段中的任意一段上，比較器 CMP1輸出高度為Vdd的脈沖。在其它時(shí)間段上，比較器CMP1輸出0。這種脈沖 的脈沖寬度PW并不總是固定的，然而可以計(jì)算出該脈沖寬度PW的近似值。波形 在超過(guò)基準(zhǔn)電壓E1時(shí)變得急劇。然而，由于OFDM信號(hào)的頻帶已被限制，所以可 根據(jù)以下表達(dá)式1近似得到脈沖寬度PW，其中Fmax表示OFDM信號(hào)中所含信號(hào) 分量的最大頻率。<formula>formula see original document page 14</formula>接著，當(dāng)由Vb(t)表示的信號(hào)被輸入到節(jié)點(diǎn)B即二極管D2的陽(yáng)極時(shí)，二極管 D2在tl到t2以及t4到t5的時(shí)間段上被置于導(dǎo)通狀態(tài)。在導(dǎo)通狀態(tài)中，二極管 D2的陰極即節(jié)點(diǎn)C處的電壓取定值V2^VDD-Vf)，其中V2大于0。由此，電容 器C2保持對(duì)應(yīng)于電壓V2的電荷。另一方面，在非導(dǎo)通狀態(tài)中，積聚在電容器C2 中的電荷通過(guò)電阻器R2被釋放。因此，節(jié)點(diǎn)C處的電壓在從時(shí)間t2起以及從時(shí) 間t5起逐漸降低。圖3中節(jié)點(diǎn)C處在從t2到t4以及t5之后的任一放電時(shí)期中的 電壓Vc(t)可通過(guò)以下表達(dá)式2獲得，其中tx表示放電的起始時(shí)間。^0) = 72e—('—tt%2'fl2 (表達(dá)式2)當(dāng)由Vc(t)表示的信號(hào)從節(jié)點(diǎn)C被輸入到反相器INV2時(shí)，反相器INV2輸出 由Vd(t)表示的信號(hào)。艮卩，反相器INV2在其中Vc(t)的值大于Vth的時(shí)間段tl到t3 以及t4到t6中的任意一個(gè)時(shí)間段上輸出0V，而在其中Vc(t)的值小于Vth的其它 時(shí)間段上輸出電壓Vdd。由此，如圖(d)所示，Vb(t)中的脈沖寬度PW氣t2-tl)被 擴(kuò)展到(t3-tl)。并且，Vb(t)中的脈沖寬度PW氣t5-t4)被擴(kuò)展到(t6-t4)。在脈沖信號(hào)Vd(t)中，Vb(t)中所含的脈沖在其脈沖寬度經(jīng)過(guò)擴(kuò)展的情況下關(guān)于 軸V:Vth被反向。在并不將脈沖反向的變形中，脈沖寬度擴(kuò)展電路120可包括級(jí) 聯(lián)至反相器INV2的另一反相器。脈沖寬度增量PWa氣t3-t2)氣t6-t5)可從通過(guò)在以上表達(dá)式2中代入(t-tx一PWa和Vc(t)=Vth得到的以下表達(dá)式3獲得。P『"=C27 21og^ (表達(dá)式3)FA在以上表達(dá)式3中，"log"表示自然對(duì)數(shù)。從以上表達(dá)式3可明顯看出，為 了增大PWa只需增大放電時(shí)間常數(shù)的參數(shù)C2和R2中任意一個(gè)。當(dāng)由Vd(t)表示的信號(hào)從節(jié)點(diǎn)D被輸入到積分電路130時(shí)，積分電路130輸出 由Ve(t)表示的信號(hào)。即，積分電路130輸出如圖(e)所示的鋸齒狀信號(hào)。假定 Vd(t)中電壓Vdd和電壓O的脈沖寬度中任意一個(gè)寬度比時(shí)間常數(shù)(C3XR3)足夠 小。另外，Pd表示Vd(t)中其間電壓為O的時(shí)間段相對(duì)于從時(shí)刻O到t的時(shí)間段的 比率。參數(shù)Pd對(duì)應(yīng)于在從時(shí)刻O到t的時(shí)間段中電壓變?yōu)镺的平均概率。在這種 情形中，積分電路輸出Ve(t)根據(jù)以下表達(dá)式4獲得，其中積分電路130在時(shí)刻0 被轉(zhuǎn)為開。<formula>formula see original document page 14</formula>Vd(t)中電壓0的脈沖寬度等于(PW+PWa)。因此，根據(jù)該脈沖寬度比率，Vb(t) 中其間電壓為vdd的時(shí)間段相對(duì)于從時(shí)刻0到t的時(shí)間段的比率Pb可根據(jù)以下表 達(dá)式5獲得。參數(shù)Pb對(duì)應(yīng)于Vb(t)中在從時(shí)刻0到t的時(shí)間段中電壓變?yōu)閂dd的平 均概率。<formula>formula see original document page 15</formula> (表達(dá)式5)當(dāng)Pa表示Va(t)中其間電壓大于El的時(shí)間段相對(duì)于從時(shí)刻0到t的時(shí)間段的 比率時(shí)，Pa=Pb。因此，從以上表達(dá)式4和5，根據(jù)本發(fā)明的電平檢測(cè)器輸出的電 壓Ve(t)與Pa之間的關(guān)系可根據(jù)以下表達(dá)式6獲得。<formula>formula see original document page 15</formula>(表達(dá)式6)以上表達(dá)式6指示Pa的增大或減小對(duì)應(yīng)于Ve(t)的增大或減小。如上所述， Pa對(duì)應(yīng)于電平檢測(cè)器100的電壓輸入大于E1的概率。當(dāng)電平檢測(cè)器100的信號(hào)輸 入的強(qiáng)度即電壓增大時(shí)，Pa相應(yīng)地增大。相反，當(dāng)強(qiáng)度減小時(shí)，Pa相應(yīng)地減小。 因此，Ve(t)的增大或減小指示了電平檢測(cè)器100的信號(hào)輸入的平均強(qiáng)度的增大或 減小。OFDM信號(hào)的信號(hào)強(qiáng)度為正態(tài)分布。因此，在其中DC電壓為Vdc而有效電 壓為Vev的OFDM信號(hào)中，電壓大于El的概率可通過(guò)以下表達(dá)式7獲得。<formula>formula see original document page 15</formula>(表達(dá)式7)因此，根據(jù)以上表達(dá)式7推導(dǎo)出當(dāng)OFDM信號(hào)具有有效值為Vev的分布時(shí)將 Pa設(shè)置為預(yù)定值所需的El的設(shè)定值。接著將對(duì)圖1中所示的調(diào)諧器單元1100中使用電平檢測(cè)器100的AGC電路 的操作進(jìn)行更具體地說(shuō)明。如上所述，AGC電路控制可變?cè)鲆娣糯笃?01使得在 輸出自電平檢測(cè)器100的信號(hào)的強(qiáng)度增大時(shí)可變?cè)鲆娣糯笃?01的增益降低，而在 輸出自電平檢測(cè)器100的信號(hào)的強(qiáng)度降低時(shí)可變?cè)鲆娣糯笃?01的增益增大。如根 據(jù)以上表達(dá)式6所理解的，輸出自電平檢測(cè)器100的信號(hào)的強(qiáng)度Ve(t)越高，則輸 出自濾波器電路803的信號(hào)的強(qiáng)度就越高。因此，可變?cè)鲆娣糯笃?01根據(jù)從濾波 器電路803輸出的信號(hào)的強(qiáng)度的增大而減小其增益，并根據(jù)從濾波器電路803輸出 的信號(hào)的強(qiáng)度的減小而增大其增益。通過(guò)該控制，AGC電路將從濾波器電路803 輸出的信號(hào)的強(qiáng)度保持在定值附近。此后，如上所述的其間從濾波器電路803輸出 的信號(hào)的強(qiáng)度被保持在定值附近的狀態(tài)將被稱為"定常狀態(tài)"。<formula>formula see original document page 16</formula>(表達(dá)式8)假定定常狀態(tài)中來(lái)自濾波器電路803的OFDM信號(hào)的有效值為Vev。在這種 情形中，為了將Pa設(shè)置為相對(duì)較小的值，例如1%，根據(jù)以上表達(dá)式7可將E1設(shè) 置成滿足條件Eh2.33Vev+Vdc。另一方面，假定為了滿足以上表達(dá)式8己設(shè)置了 條件PWa=49PW以及E3=Vdd/2。 PW的值可從以上表達(dá)式1推導(dǎo)得出。Fmax的 值是經(jīng)濾波器電路803信道選擇處理的頻帶的最大值。根據(jù)以上條件和以上表達(dá)式 3，推導(dǎo)出C2和R2的值。艮卩，通過(guò)將Pa的值以及PWa和E3的值設(shè)置成滿足以 上表達(dá)式8，推導(dǎo)出脈沖寬度擴(kuò)展電路120中時(shí)間常數(shù)的參數(shù)C2和R2該如何設(shè) 置。AGC電路實(shí)現(xiàn)該定常狀態(tài)所需的時(shí)間段取決于由積分電路130中的參數(shù)C3 和R3所確定的時(shí)間常數(shù)。接著將對(duì)El的設(shè)置范圍進(jìn)行說(shuō)明。例如，假定DC電壓恒定且其中有效值 Vev為V0的OFDM信號(hào)被輸入到電平檢測(cè)器100。在這些條件下，為了將Pa設(shè) 置為例如10%，根據(jù)表達(dá)式7，必須將E1的值設(shè)置成滿足條件Ehl.28V0+Vdc。還假定OFDM信號(hào)的平均強(qiáng)度已從以上狀態(tài)增大到使得有效值Vev變?yōu)?2V0。在這種情形中，當(dāng)已將E1的值設(shè)置成滿足條件E14.28V0+Vdc時(shí)，如根據(jù) 以上表達(dá)式7所推導(dǎo)出的，Pa的值變?yōu)?6。/。。另一方面，當(dāng)有效值變?yōu)閂0/2時(shí)， Pa的值變?yōu)?.5%。 Pa的較高值使得節(jié)點(diǎn)B處的脈沖密度較高。這增大了經(jīng)脈沖寬 度擴(kuò)展電路120擴(kuò)展的脈沖彼此重疊的可能性。這導(dǎo)致不正確的Pd值。即，從電 平檢測(cè)器100輸出的信號(hào)的強(qiáng)度Ve(t)沒(méi)有準(zhǔn)確地反映OFDM信號(hào)的平均強(qiáng)度。因 此，根據(jù)OFDM信號(hào)的有效值所取的值的范圍，El的值被優(yōu)選地設(shè)置為使得經(jīng)脈 沖寬度擴(kuò)展電路120擴(kuò)展的脈沖彼此重疊的情況盡可能的少。在一個(gè)變形中，該脈沖寬度擴(kuò)展電路120可如圖5的電平檢測(cè)器200所示地 被省略。在電平檢測(cè)器200中，比較電路110的輸出端子被直接連接到積分電路 130的輸入端子。在該變形中，由于沒(méi)有脈沖寬度被擴(kuò)展，所以在上述表達(dá)式6中 PWa=0。這抑制了輸入到積分電路130的信號(hào)中脈沖的重疊。然而，在電平檢測(cè)器200中，如果值E1被設(shè)置成使得Pa具有較小的值，則 脈沖僅是在節(jié)點(diǎn)B處少有地出現(xiàn)。即使在該脈沖被積分時(shí)，對(duì)積分結(jié)果也幾乎沒(méi) 有影響。因此，當(dāng)被輸入到電平檢測(cè)器200的OFDM信號(hào)的有效值在V0/2和2V0 之間變化時(shí)，El的值被設(shè)置成滿足條件El=0.5V0+Vdc。在該情形中，Pa的值在 16%到40%的范圍內(nèi)，在該范圍內(nèi)脈沖的影響正確地表現(xiàn)在積分結(jié)果中。因此，通過(guò)省略脈沖寬度擴(kuò)展電路120并如上所述地恰當(dāng)設(shè)置E1的值，可在積分輸入中沒(méi) 有脈沖重疊的情況下實(shí)現(xiàn)準(zhǔn)確的電平檢測(cè)。在電平檢測(cè)器200中，當(dāng)E1的值如上所述地被設(shè)置時(shí)，可能會(huì)容易出現(xiàn)噪聲 影響。在某一情形中，例如，接收機(jī)1000中的OFDM接收信號(hào)與噪聲之間的S/N 比率約為6dB，它對(duì)應(yīng)于振幅比中信號(hào)的1/2。 OFDM信號(hào)本身可包含噪聲，或者 噪聲可能在接收機(jī)1000中生成。此外，噪聲也可能同時(shí)由于這兩個(gè)原因而產(chǎn)生。 具體而言，當(dāng)接收信號(hào)的平均強(qiáng)度較低時(shí)，在接收機(jī)1000的電路中生成的噪聲占 主要地位。在許多情形中，接收機(jī)1000的電路中生成的噪聲是正態(tài)分布的，即所 謂的高斯噪聲。因此，當(dāng)有效值為V0的信號(hào)的S/N比是6dB且El的值已被設(shè)置 成滿足條件E^0.5V0+Vdc時(shí)，噪聲Van(t)大于El的概率是16%，這是相當(dāng)大的。 在該情形中，從比較器CMP1輸出的信號(hào)中因噪聲出現(xiàn)的多余脈沖會(huì)導(dǎo)致積分電 路120的積分結(jié)果與接收信號(hào)的原始平均強(qiáng)度有相當(dāng)大的差異。如上所述，在電平檢測(cè)器100或200中，通過(guò)根據(jù)OFDM信號(hào)的平均強(qiáng)度的 變化范圍適當(dāng)?shù)卦O(shè)置E1的值，從電平檢測(cè)器100或200輸出的信號(hào)的強(qiáng)度可準(zhǔn)確 地指示OFDM信號(hào)的平均強(qiáng)度。然而，當(dāng)脈沖相互重疊或噪聲影響不能忽略時(shí)， 從電平檢測(cè)器100或200輸出的信號(hào)的強(qiáng)度可能不是準(zhǔn)確的平均強(qiáng)度。然而，在AGC電路中使用了該實(shí)施例的電平檢測(cè)器100或200。因此，如下 恰當(dāng)?shù)厥褂脕?lái)自具有上述特性的電平檢測(cè)器100或200的輸出信號(hào)。目標(biāo)頻帶之外 的頻帶中所含的干擾已從輸出自濾波器電路803的信號(hào)當(dāng)中被去除。因此，在 OFDM信號(hào)當(dāng)中，目標(biāo)頻帶以及該頻帶中所含的噪聲分量被輸入到電平檢測(cè)器 100。在電平檢測(cè)器100中，當(dāng)噪聲被忽略時(shí)，電平檢測(cè)器的輸入信號(hào)的強(qiáng)度為正 態(tài)分布。為何可以忽略噪聲的原因?qū)⒃谏院笳f(shuō)明。因此，在定常狀態(tài)中，當(dāng)已將 Pa設(shè)為相對(duì)較低值例如1%時(shí)，比較電路110中生成的脈沖以非常低的頻率出現(xiàn)。 另外，經(jīng)脈沖寬度擴(kuò)展電路120擴(kuò)展的脈沖的重疊得到了抑制。在該情形中，來(lái)自 電平檢測(cè)器100的輸出信號(hào)滿足以上表達(dá)式6，并由此準(zhǔn)確地指示了從濾波器電路 803輸出的信號(hào)的平均強(qiáng)度。另一方面，在還沒(méi)有實(shí)現(xiàn)定常狀態(tài)并且來(lái)自濾波器電路803的輸出信號(hào)具有 較高的平均值時(shí)，Pa具有相對(duì)較高的值。在該情形中，經(jīng)過(guò)脈沖寬度擴(kuò)展電路120 擴(kuò)展的脈沖可能會(huì)彼此重疊。當(dāng)脈沖因而彼此重疊時(shí)，來(lái)自電平檢測(cè)器100的輸出 信號(hào)所指示的平均強(qiáng)度被評(píng)估為低于實(shí)際從濾波器電路803輸出的信號(hào)的平均強(qiáng) 度的值。然而，雖然來(lái)自電平檢測(cè)器100的輸出信號(hào)所指示的平均強(qiáng)度值被評(píng)估為較低的值，它仍然高于定常狀態(tài)中的平均強(qiáng)度。因此，AGC電路運(yùn)行以減小可變?cè)?益放大器801的增益。因此，AGC電路的功能得以維持，雖然用于實(shí)現(xiàn)定常狀態(tài) 的時(shí)間段變得相對(duì)較長(zhǎng)。即，對(duì)于AGC電路所需的信號(hào)強(qiáng)度的指示，并不總是指 示準(zhǔn)確值。僅需要指示相對(duì)于所希望的值的大小。同理適用于其中電平檢測(cè)器200 中的噪聲影響不能忽略的情形。如上所述，通過(guò)在如該實(shí)施例的AGC電路中的使 用，電平檢測(cè)器100或200得到了正確使用。對(duì)于目標(biāo)頻帶中所含的噪聲，當(dāng)噪聲為高斯噪聲且S/N比為6dB時(shí)，Pa的相 對(duì)較低的值例如ln/。導(dǎo)致定常狀態(tài)中噪聲的Pa為1.6ppm的極低的值。因此，比較 電路110中由于噪聲所生成的脈沖與由于原始信號(hào)強(qiáng)度所引起的脈沖出現(xiàn)頻率相 比幾乎沒(méi)有影響。即，噪聲強(qiáng)度幾乎不出現(xiàn)在來(lái)自電平檢測(cè)器100的信號(hào)輸出中。 另一方面，即使在噪聲不是正態(tài)分布時(shí)， 一般而言，作為噪聲強(qiáng)度的最大值與有效 值之間的比率的峰值系數(shù)小于正態(tài)分布的峰值系數(shù)。因此，在該情形中噪聲所引起 的脈沖也可被忽略。在正態(tài)分布中，峰值系數(shù)根據(jù)最大值被如何定義而改變。當(dāng)最 大值被定義為使得通過(guò)以上表達(dá)式7所得到的值為1%時(shí)，正態(tài)分布的峰值系數(shù)為 2.33。另一方面，例如，正弦波的峰值系數(shù)為1.41。 (第二實(shí)施例)接著，將參照?qǐng)D6對(duì)本發(fā)明的第二實(shí)施例進(jìn)行說(shuō)明。圖6是示出了根據(jù)本發(fā) 明的第二實(shí)施例的脈沖寬度擴(kuò)展電路320的構(gòu)造的電路圖。在第二實(shí)施例中，第一 實(shí)施例的脈沖寬度擴(kuò)展電路120由脈沖寬度擴(kuò)展電路320代替。以下將直接省略對(duì) 與第一實(shí)施例不同的部分以外的其它部分的說(shuō)明。與第一實(shí)施例中相同的組件分別 用與第一實(shí)施例中相同的標(biāo)記來(lái)標(biāo)示。脈沖寬度擴(kuò)展電路320包括二極管D2、電容器C2、電阻器R2、以及比較器 CMP2。 二極管D2的陽(yáng)極通過(guò)輸入端子321被連接至比較電路110的輸出端子。 電容器C2和電阻器R2的一端都被連接至二極管D2的陰極。電容器C2和電阻器 R2的另一端都被接地。比較器CMP2的反向輸入端子被連接至二極管D2的陰極。 比較器CMP2的輸出端子322被連接至積分電路130的輸入端子。脈沖寬度擴(kuò)展電路320還包括電阻器R21和R22、以及二極管D21。電阻器 R21和R22的一端都被連接至比較器CMP2的非反向輸入端子。電阻器R21的另 一端被連接至二極管D21的陰極。電阻器R22的另一端被接地。二極管D21的陽(yáng) 極被連接至一直提供電壓Vdd的電源VDD。二極管D21和D2具有基本相同的電路特性。電阻器R21和R22與R2除了 電阻值具有基本相同的電路特性。滿足條件R2=(R21+R22)。優(yōu)選地，二極管D2 和D21、以及電阻器R2、 R21、和R22被設(shè)置成彼此盡可能的近。為此，在通過(guò) 使用單個(gè)部件來(lái)實(shí)現(xiàn)該實(shí)施例的電平檢測(cè)器時(shí)，優(yōu)選地使用二極管陣列和電阻器陣 列。在以集成電路(IC)實(shí)現(xiàn)該實(shí)施例的電平檢測(cè)器時(shí)，將滿足以上條件。在圖2的脈沖寬度擴(kuò)展電路120中，二極管D2的正向電壓會(huì)根據(jù)環(huán)境溫度和 制造偏差而變化。另外，反相器INV2的Vth值也會(huì)根據(jù)環(huán)境溫度和制造偏差而變 化。此外，電源電壓Vdd會(huì)根據(jù)環(huán)境溫度等而變化；以及電阻器R2的電阻值會(huì)根 據(jù)溫度和制造偏差而變化。在這種情形中，以上表達(dá)式3得到的PWa的值變化。 PWa的變化使得由以上表達(dá)式6得到的電平檢測(cè)器的輸出電壓Ve(t)中產(chǎn)生誤差。相反在具有上述構(gòu)造的第二實(shí)施例中，由于二極管D2和D21在環(huán)境溫度上 相似并且具有相同的電路特性，所以這兩個(gè)二極管上流過(guò)相同值的正向電流。因此， 這些二極管的正向電壓具有相同的值Vf。因此，二極管D21總是處于導(dǎo)通狀態(tài)， 并且二極管D21的陰極處的電壓等于導(dǎo)通狀態(tài)中二極管D2的陰極處的電壓 V2=(Vdd-Vf)。另一方面，比較器CMP2的非反向輸入端子處的電壓是Vth=V2X R22/(R21+R22)。如上所述，各電阻器被設(shè)置成彼此相互靠近，并且具有相同的電 路特性。因此，各電阻器之間溫度和制造工藝中的相對(duì)變化相當(dāng)小。因此，值 V2/Vth基本固定，并且根據(jù)以上表達(dá)式3得到基本固定的PWa的值。因此，在該 實(shí)施例中，PWa的值基本僅取決于C2和R2的值。這可以消除電源電壓Vdd、每 個(gè)二極管的正向電壓Vf、以及Vth的變動(dòng)因素。當(dāng)電容器C2和電阻器R2構(gòu)成于IC之中時(shí)，電容值C2和電阻值R2的變化 是較為重要的。在這種IC中，(C2XR2)的值由于制造偏差最大變化約±40%。 該變化被施加至第一實(shí)施例的情形時(shí)，雖然PWa:49PW沒(méi)有變化，但是PWa的值 在35PW到69PW的范圍內(nèi)變化。然而，當(dāng)通過(guò)使用以上表達(dá)式8在PWa的變化 范圍內(nèi)推導(dǎo)出Pa的變化并且進(jìn)一步根據(jù)Pa變化往回計(jì)算出Va(t)的有效值的變化 時(shí)，定常狀態(tài)中從濾波器電路802輸出的信號(hào)的原始有效值的變化落在±6%的范 圍內(nèi)。因此，即使當(dāng)C2或R2的值變化較寬時(shí)，來(lái)自電平檢測(cè)器的輸出中也僅出 現(xiàn)較窄的變化。當(dāng)約6%的變化在電平檢測(cè)器的輸入信號(hào)中是可允許的時(shí)候，不需 要校正C2和R2的變化。另一方面，當(dāng)約6%的變化是不可允許時(shí)，電容器和電阻 器中的變化可通過(guò)進(jìn)一步使用在IC中實(shí)現(xiàn)這種濾波器電路時(shí)一般使用的已知技術(shù)來(lái)校正。在圖10中所示的現(xiàn)有技術(shù)的電平檢測(cè)器卯0中，對(duì)數(shù)放大器901對(duì)溫度變化 是非常敏感的，因?yàn)樵摲糯笃髟陔娐分惺褂昧酥T如二極管和晶體管等半導(dǎo)體的非線 性特性。為此，需要單獨(dú)提供用于對(duì)溫度變化進(jìn)行補(bǔ)償?shù)碾娐贰＠?，上述日本未審專利特開2000-134163號(hào)公報(bào)公開了使用熱變電阻器的溫度補(bǔ)償電路的一個(gè)示 例。然而，由于熱變電阻器的溫度特性與以上半導(dǎo)體的溫度特性并不完全吻合，所 以使用熱變電阻器的溫度補(bǔ)償電路的溫度補(bǔ)償是不完全的。相反在第二實(shí)施例中， 由于使用在特性上相同的二極管和相同的電阻器對(duì)變化進(jìn)行校正，所以相比于使用 上述溫度補(bǔ)償電路的情形，這些變化得到了更為適當(dāng)?shù)匦Ｕ?(第三實(shí)施例)接著，將參照?qǐng)D7對(duì)本發(fā)明的第三實(shí)施例進(jìn)行說(shuō)明。圖7是示出了根據(jù)本發(fā) 明的第三實(shí)施例的比較電路410的構(gòu)造的電路圖。在第三實(shí)施例中，第一實(shí)施例中 的比較電路110由比較電路410代替。以下將直接省略與第一實(shí)施例不同的部分以 外的其它部分的說(shuō)明。與在第一實(shí)施例中相同的組件分別用與在第一實(shí)施例中相同 的標(biāo)記來(lái)標(biāo)示。OFDM信號(hào)通過(guò)輸入端子411從濾波器電路803被輸入到比較電路410。比 較電路410包括比較器CMP1和CMP11; DC電源E1和E11;以及OR電路0R1。 比較器CMP1的非反向輸入端子和比較器CMPll的反向輸入端子被連接至輸入端 子411。比較器CMP1的反向輸入端子被連接至DC電源El的正端子。比較器 CMP11的非反向輸入端子被連接至DC電源Ell的正端子。DC電源E1和Ell的 負(fù)端子被接地。比較器CMP1和CMP11的輸出端子被連接至OR電路OR1的輸入 端子。OR電路OR1的輸出端子412被連接至脈沖寬度擴(kuò)展電路120的輸入端子。OR電路OR1具有兩個(gè)輸入端子。OR電路OR1在通過(guò)各輸入端子輸入的信 號(hào)之間實(shí)現(xiàn)邏輯或操作從而使包含在信號(hào)中的脈沖被組合以生成一個(gè)脈沖信號(hào)。如 圖4(a)所示，以用表達(dá)式9得到在輸入信號(hào)無(wú)變化時(shí)E11與直流電壓Vdc、以 及E1的關(guān)系的方式設(shè)置了作為第二基準(zhǔn)值的Ell的值。五l 1 = — (￡1 一 rdc) = 2Fdc —五l (表達(dá)式9)當(dāng)輸入信號(hào)中電壓低于Vdc的部分的電壓低于Ell時(shí)，比較器CMP11輸出 固定值Vdd。由此，比較器CMPll輸出例如對(duì)應(yīng)于圖4 (a)中從時(shí)刻t7到t8的 時(shí)間段的電壓Vdd的脈沖。另一方面，比較器CMP1輸出對(duì)應(yīng)于輸入信號(hào)中電壓 高于El部分的脈沖。OR電路OR1將來(lái)自比較器CMP1和CMP11的脈沖組合，并輸出經(jīng)組合的脈沖。因此，當(dāng)Pa表示節(jié)點(diǎn)A處的信號(hào)電壓高于E1的概率，而 Pa，表示節(jié)點(diǎn)A處的信號(hào)電壓低于Ell的概率時(shí)，節(jié)點(diǎn)B處出現(xiàn)電壓Vdd脈沖的 概率為Pa于Pa，的和。即，當(dāng)在電平檢測(cè)器中使用了該實(shí)施例的比較電路410時(shí)， 以上表達(dá)式6中的Pa由(Pa+Pa')代替。Pa'的值由以下表達(dá)式IO得到。 iV=^i~廣、"他)^々p^^廠 f乂辦(表達(dá)式10)DC電壓Vdc可能會(huì)由于各種原因而變化。DC電壓Vdc的變化會(huì)導(dǎo)致電平檢 測(cè)器的輸入信號(hào)的電壓高于E1的概率Pa產(chǎn)生變化。這引起了對(duì)與其間電壓高于 El的時(shí)間段對(duì)應(yīng)的脈沖的積分結(jié)果的變化。因此，具有來(lái)自電平檢測(cè)器的輸出信 號(hào)沒(méi)有準(zhǔn)確指示OFDM信號(hào)的平均強(qiáng)度的可能性。然而在該實(shí)施例中，如將在以下說(shuō)明的，由于DC電壓Vdc的變化而引起的 誤差被抑制。當(dāng)以上表達(dá)式9滿足時(shí)，根據(jù)以上表達(dá)式7和10，條件Pa二Pa'也滿 足。因此，當(dāng)己將El和El 1的值設(shè)置為使得Pb=l°/"P Pa=Pa，=0.5°/』f， El和El 1 的值為El氣2.58Vev+Vdc)而Ell=(-2.58Vev+Vdc)，其中Vev表示節(jié)點(diǎn)A處電壓 Va(t)的有效值。當(dāng)Vdc的值從以上狀態(tài)增大Vev值的10%時(shí)，Va(t)中電壓高于El的概率增 大，因此比較器CMP1產(chǎn)生脈沖的比率增大。具體而言，Pa的值變成P『0.66。/。。 另一方面，由于Va(t沖電壓低于Ell的概率減小，所以比較器CMP11產(chǎn)生脈沖 的比率減小。具體而言，Pa，的值變?yōu)镻a，=0.37%。因此，Pa+Pa，=1.03%。艮卩，即 使在Vdc的值增大Vev值的10%時(shí)，Vdc增大后Pa+Pa'的值僅僅略微超過(guò)Vdc增 大之前Pa+Pa^l。/。的值。相反在第一實(shí)施例中，當(dāng)Vdc的值在相同條件下增大Vev 的值的10%時(shí)，Pa的值變?yōu)镻a4.29。/。，與Pa^。/。變化較大。如上所述，在第三實(shí) 施例中，比較器CMPll中脈沖的減少抵消了比較器CMP1中脈沖的增多。即，該 實(shí)施例可抵抗輸入信號(hào)中DC電壓的變化。 (第四實(shí)施例)接著，將參照?qǐng)D8對(duì)本發(fā)明的第四實(shí)施例進(jìn)行說(shuō)明。圖8是示出了根據(jù)第四 實(shí)施例的比較電路510的構(gòu)造的電路圖。在第四實(shí)施例中，第一實(shí)施例的比較電路 110由比較電路510代替。以下將直接省略與第一實(shí)施例中不同的部分之外的其它 部分的說(shuō)明。與第一實(shí)施例中相同的組件分別用與第一實(shí)施例中相同的標(biāo)記來(lái)標(biāo) 示。第四實(shí)施例被應(yīng)用于其中多個(gè)信號(hào)被輸入到比較電路的情形，比如輸入信號(hào)形成差分信號(hào)這種情形。差分信號(hào)的正信號(hào)和差分信號(hào)的負(fù)信號(hào)分別通過(guò)輸入端子511a和輸入端子511b被輸入到比較電路510。比較電路510包括比較器CMP1和 CMP12; DC電源E1;以及OR電路ORl。比較器CMPl的非反向輸入端子被連 接至輸入端子511a。比較器CMP12的非反向輸入端子被連接至輸入端子511b。 比較器CMPl和CMP12的反向輸入端子被連接至DC電源El的正端子。DC電源 El的負(fù)端子被接地。比較器CMPl和CMP12的輸出端子被連接至OR電路OR1 的輸入端子。OR電路OR1的輸出端子512被連接至脈沖寬度擴(kuò)展電路120的輸入 端子。比較器CMPl輸出對(duì)應(yīng)于其間來(lái)自輸入端子511a的輸入信號(hào)的電壓高于El 的時(shí)間段的脈沖。比較器CMP12也輸出對(duì)應(yīng)于其間來(lái)自輸入端子511b的輸入信 號(hào)的電壓高于El的時(shí)間段的脈沖。OR電路OR1將來(lái)自比較器CMPl和CMP12 的脈沖組合以輸出經(jīng)組合的脈沖。在差分信號(hào)的情形中，可以想到差分信號(hào)的正信號(hào)和負(fù)信號(hào)中的兩者之一被 輸入到上述第三實(shí)施例的比較電路。然而，雖然第三實(shí)施例的比較電路410可以應(yīng) 對(duì)差分信號(hào)中共模DC電壓的變化，卻不能應(yīng)對(duì)由于差分信號(hào)中的DC偏移電壓所 引起的DC電壓的變化。在許多情形中，在這樣的差分信號(hào)中都產(chǎn)生了DC偏移電 壓。因此，第三實(shí)施例不能應(yīng)對(duì)差分信號(hào)輸入是有相對(duì)較大的可能性的。相反，如以下所述的，該第四實(shí)施例的比較電路510具有特別適用于易于生 成DC偏移電壓的情形的構(gòu)造。當(dāng)Vof表示輸入到比較電路510的差分信號(hào)Vad(t) 的DC偏移電壓時(shí)，根據(jù)以下表達(dá)式11得到差分信號(hào)的正負(fù)信號(hào)Vap(t)和Vam(t)。2 2 (表達(dá)式ll) T, " Fh柳 Fo/ =——^ - f在信號(hào)Vap(t)中，其間電壓大于E1的時(shí)間段的比率相比于沒(méi)有產(chǎn)生DC偏移 電壓Vof的情形增大了+F。//2。因此，當(dāng)信號(hào)Vap(t)被輸入到比較器CMPl時(shí)，相比于沒(méi)有產(chǎn)生DC偏移電壓Vof時(shí)的情形，脈沖的出現(xiàn)頻率增大。另一方面，在 信號(hào)Vam(t)中，其間電壓大于E1的時(shí)間段的比率相比于沒(méi)有產(chǎn)生DC偏移電壓 Vof的情形減小了-&//2。因此，當(dāng)信號(hào)Vam(t)被輸入到比較器CMP12時(shí)，相比于沒(méi)有產(chǎn)生DC偏移電壓Vof時(shí)的情形，脈沖的出現(xiàn)頻率減小。因此，除了沒(méi)有產(chǎn) 生DC偏移電壓Vof這種情形外，在從OR電路OR1輸出的信號(hào)中的脈沖出現(xiàn)頻 率中的變化也得到了抑制。(第五實(shí)施例)接著，將參照?qǐng)D9對(duì)本發(fā)明的第五實(shí)施例進(jìn)行說(shuō)明。圖9是示出了根據(jù)第五實(shí)施例的比較電路610的構(gòu)造的電路圖。在第五實(shí)施例中，第一實(shí)施例中的比較電 路110由比較電路610代替。以下將直接省略與第一實(shí)施例不同的部分以外的其它 部分的說(shuō)明。與第一實(shí)施例相同的組件分別用與第一實(shí)施例的相同標(biāo)記來(lái)標(biāo)示。第五實(shí)施例被應(yīng)用至類似于第四實(shí)施例的其中多個(gè)信號(hào)被輸入到比較電路的 情形。差分信號(hào)的正信號(hào)以及差分信號(hào)的負(fù)信號(hào)分別通過(guò)輸入端子611a和輸入端 子61 lb被輸入到比較電路610。比較電路610包括比較器CMP1 、CMP11 、CMP12、 以及CMP13; DC電源E1和E11;以及OR電路ORll。比較器CMP1的非反向 輸入端子和比較器CMP11的反向輸入端子被連接至輸入端子61 la。比較器CMP12 的非反向輸入端子和比較器CMP13的反向輸入端子被連接至輸入端子611b。比較 器CMP1和CMP12的反向輸入端子被連接至DC電源El的正端子。比較器CMP11 和CMP13的非反向輸入端子被連接至DC電源Ell的正端子。DC電源E1和Ell 的負(fù)端子被接地。比較器CMP1到CMP13的輸出端子被連接至OR電路OR11的 輸入端子。OR電路ORll的輸出端子612被連接至脈沖寬度擴(kuò)展電路120的輸入 端子。比較器CMP1輸出對(duì)應(yīng)于其間來(lái)自輸入端子61 la的輸入信號(hào)的電壓高于El 的時(shí)間段的脈沖。比較器CMP12輸出對(duì)應(yīng)于其間來(lái)自輸入端子611b的輸入信號(hào) 的電壓高于El的時(shí)間段的脈沖。比較器CMPll輸出對(duì)應(yīng)于其間來(lái)自輸入端子611a 的輸入信號(hào)的電壓低于Ell的時(shí)間段的脈沖。比較器CMP13輸出對(duì)應(yīng)于其間來(lái)自 輸入端子611b的輸入信號(hào)的電壓低于Ell的時(shí)間段的脈沖。OR電路OR11將來(lái) 自比較器CMP1到CMP13的脈沖組合以輸出經(jīng)組合的脈沖。上述第四實(shí)施例被應(yīng)用于其中僅易于產(chǎn)生DC偏移信號(hào)的情形。相反，如以 下所描述的，該第五實(shí)施例可應(yīng)對(duì)共模DC電壓和DC偏移信號(hào)兩者的變化。當(dāng) Vcdc表示共模DC電壓且Vof表示輸入到比較電路610的差分信號(hào)Vad(t)的DC 偏移電壓時(shí)，該差分信號(hào)的正負(fù)信號(hào)Vap(t)和Vam(t)可根據(jù)以下表達(dá)式12得到。2 2 (表達(dá)式ll)當(dāng)信號(hào)Vap(t)和Vam(t)通過(guò)對(duì)應(yīng)的輸入端子611a和611b被輸入時(shí)，比較電 路610中脈沖出現(xiàn)頻率的變化被如下消除。類似于第三實(shí)施例，由于共模DC電壓Vcdc引起的脈沖出現(xiàn)頻率的變化在比較器CMP1與CMPll以及比較器CMP12與 CMP13之間被消除。類似于第四實(shí)施例，由于DC偏移電壓Vof而引起的脈沖出 現(xiàn)頻率的變化在比較器CMPl與CMP12以及CMPll與CMP13之間被消除。因此， 第五實(shí)施例實(shí)現(xiàn)了可以抑制由于共模DC電壓的和DC偏移電壓中的任一DC電壓 變化所引起的脈沖出現(xiàn)頻率的變化。 (變形)已對(duì)本發(fā)明的一些優(yōu)選實(shí)施例進(jìn)行了說(shuō)明。然而，本發(fā)明決不限于上述實(shí)施 例?？稍诒景l(fā)明的范圍內(nèi)對(duì)上述實(shí)施例作出各種改動(dòng)。在上述實(shí)施例中，積分電路130理想地由增益為無(wú)窮大的原型低通濾波器構(gòu) 成。然而實(shí)際上運(yùn)算放大器0PA3的DC增益是有限的，從而積分電路130的DC 增益也是有限的。即使在這種情形中，當(dāng)濾波器的截止頻率相比于輸入信號(hào)的脈沖 周期的倒數(shù)足夠小時(shí)，也不會(huì)產(chǎn)生較大的問(wèn)題。因此，如果可以將濾波器的截止頻 率設(shè)置成相比于輸入信號(hào)的脈沖周期的倒數(shù)足夠小，則積分電路130也可用具有其 它構(gòu)造的低通濾波器來(lái)代替。即使在該情形中，來(lái)自濾波器的輸出信號(hào)的強(qiáng)度也指 示輸入信號(hào)的平均強(qiáng)度。在上述第一實(shí)施例中，El的值高于Vdc的值。然而在一變形中，比較電路可 被構(gòu)造如下。比較器CMP1的非反向輸入端子被連接至電源E1，而比較器CMP1 的反向輸入端子被連接至輸入信號(hào)。在該狀態(tài)中，El的值被設(shè)置為低于Vdc的值。 另外，比較電路被設(shè)計(jì)成使得比較器CMP1在其間輸入信號(hào)Va(t)的電壓高于El 的時(shí)間段中輸出電壓Vdd脈沖。僅有是將Va(t)的正側(cè)信號(hào)還是負(fù)側(cè)信號(hào)用作Vdc 這一差別。無(wú)論使用正側(cè)信號(hào)還是負(fù)側(cè)信號(hào)，瞬時(shí)信號(hào)強(qiáng)度的出現(xiàn)頻率是相同的。在上述實(shí)施例中，電源E1在圖3中用電池單元的符號(hào)來(lái)表示。然而在一變形 中，也可使用這種電池單元以外的其它電源。另外，當(dāng)輸入信號(hào)的強(qiáng)度可能變化較 寬時(shí)，也可使用可變電源E1以應(yīng)對(duì)輸入信號(hào)強(qiáng)度的這種較寬的變化。在上述實(shí)施例中，術(shù)語(yǔ)"接地"并不總是意味提供OV大地電壓。例如，每個(gè) 端子可能僅被連接至接收機(jī)1000的金屬外殼。在上述第三到第五實(shí)施例中，輸入了差分信號(hào)。然而，本發(fā)明的可被應(yīng)用于 旨在檢測(cè)除這種差分信號(hào)以外的許多其它信號(hào)的平均強(qiáng)度的情形。即通過(guò)添加輸入 了信號(hào)的比較器，以及添加該比較器對(duì)OR電路的輸出端子，可檢測(cè)這些信號(hào)的平 均強(qiáng)度。例如，在使用直接變換系統(tǒng)的接收機(jī)1000的情形中，將正交混頻器用作 混頻器電路802，由此得到同相分量I和正交分量Q這兩個(gè)分量的基帶信號(hào)。這兩個(gè)分量的基帶信號(hào)通過(guò)濾波器電路803，并最終被解調(diào)。在OFDM信號(hào)中，這兩 個(gè)分量具有初始基本相同的平均強(qiáng)度。因此，僅有一個(gè)分量可被輸入到電平檢測(cè)器 以獲取平均強(qiáng)度。然而，如在第三到第五實(shí)施例中，兩個(gè)分量都可被用作電平檢測(cè) 器的輸入。由此，在混頻器電路802和濾波器電路803中，可消除分量I與Q之 間發(fā)生增益失配時(shí)電平檢測(cè)誤差的偏離。在上述第三到第五實(shí)施例中，第一實(shí)施例中的比較電路IIO分別由比較電路 410到610代替。然而在其它變形中，第二實(shí)施例的比較電路IIO可分別用比較電 路410到610來(lái)代替。如在以上第一到第五實(shí)施例中所述的，每個(gè)實(shí)施例的電平檢測(cè)器的最適合用 于其中輸入信號(hào)的瞬時(shí)強(qiáng)度為正態(tài)分布如OFDM信號(hào)的情形。然而，每個(gè)實(shí)施例 的電平檢測(cè)器還可被應(yīng)用到具有較大復(fù)用次數(shù)的CDMA信號(hào)的情形，因?yàn)镃DMA 信號(hào)的強(qiáng)度為正態(tài)分布。此外，即使在其瞬時(shí)強(qiáng)度不是正態(tài)分布的信號(hào)的情形中， 當(dāng)較高的瞬時(shí)強(qiáng)度具有較低的出現(xiàn)概率時(shí)，平均強(qiáng)度的增大引起信號(hào)電壓高于基準(zhǔn) 電壓E1的概率增大。因此，即使在這種信號(hào)的情形中，仍維持了以上表達(dá)式6給 出了信號(hào)平均強(qiáng)度這一事實(shí)。即每個(gè)實(shí)施例的電平檢測(cè)器也可應(yīng)用于這樣的信號(hào)。 因此，除了上述實(shí)施例的接收機(jī)1000之外，每個(gè)實(shí)施例的電平檢測(cè)器還可用在諸 如其它無(wú)線和有線接收機(jī)、無(wú)線和有線發(fā)射機(jī)、各種音頻設(shè)備、以及各種音響設(shè)備 等需要檢測(cè)AGC電路或類似電路中平均強(qiáng)度的電路中。雖然結(jié)合以上概述的具體實(shí)施例對(duì)本發(fā)明進(jìn)行了說(shuō)明，但許多替換、修改和 變更對(duì)本領(lǐng)域的技術(shù)人員是顯而易見(jiàn)的。相應(yīng)地，以上闡述的本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例 旨在為說(shuō)明性而不是限制性的。可作出各種改變而不會(huì)背離如在所附權(quán)利要求中限 定的本發(fā)明的精神實(shí)質(zhì)和范圍。
權(quán)利要求
1.一種電平檢測(cè)器，包括信號(hào)輸入部；比較電路，用于生成包括各自的寬度對(duì)應(yīng)于其間來(lái)自所述輸入部的輸入信號(hào)的強(qiáng)度高于第一基準(zhǔn)值的時(shí)間段的長(zhǎng)度的多個(gè)在時(shí)間上連續(xù)的脈沖的信號(hào)；以及積分電路，用于輸出其強(qiáng)度對(duì)應(yīng)于通過(guò)將由所述比較電路生成的信號(hào)的強(qiáng)度時(shí)間積分得到的積分值的信號(hào)。
2. —種電平檢測(cè)器，包括 信號(hào)輸入部；比較電路，用于生成包括各自的寬度對(duì)應(yīng)于其間來(lái)自所述輸入部的輸入信號(hào) 的強(qiáng)度低于第二基準(zhǔn)值的時(shí)間段的長(zhǎng)度的多個(gè)在時(shí)間上連續(xù)的脈沖的信號(hào)；以及積分電路，用于輸出其強(qiáng)度對(duì)應(yīng)于通過(guò)將由所述比較電路生成的信號(hào)的強(qiáng)度 時(shí)間積分得到的積分值的信號(hào)。
3. 如權(quán)利要求1所述的檢測(cè)器，其特征在于，還包括一脈沖寬度擴(kuò)展電路， 用于生成其中已將在所述由比較電路生成的信號(hào)中所包含的每個(gè)脈沖在時(shí)間上作 擴(kuò)展的信號(hào)，并將所生成的信號(hào)輸出至所述積分電路。
4. 如權(quán)利要求3所述的檢測(cè)器，其特征在于，所述脈沖寬度擴(kuò)展電路包括 第一二極管，用于向其陽(yáng)極輸入由所述比較電路生成的信號(hào)； 第一電阻器，其一端被連接至所述二極管的陰極而其另一端被接地；以及 電容器，其一端被連接至所述二極管的陰極而其另一端被接地，并且所述脈沖寬度擴(kuò)展電路向所述積分電路輸出其寬度對(duì)應(yīng)于其間存儲(chǔ)在所述電 容器中的電壓高于基準(zhǔn)電壓值的時(shí)間段的長(zhǎng)度的脈沖。
5. 如權(quán)利要求4所述的檢測(cè)器，其特征在于，所述脈沖寬度擴(kuò)展電路還包括 與所述第一二極管具有相同電路特性的第二二極管； 與所述第一電阻器具有相同電路特性的第二電阻器；以及 脈沖寬度擴(kuò)展比較器，包括連接至所述第一二極管的陰極的第一輸入端子以及連接至所述第二二極管和所述第二電阻器兩者的第二輸入端子，所述脈沖寬度擴(kuò) 展比較器向所述積分電路輸出對(duì)應(yīng)于其間所述第一輸入端子處的電壓高于所述第 二輸入端子處的電壓的時(shí)間段的長(zhǎng)度的脈沖，并且所述第二二極管和電阻器被連接至所述第二輸入端子以減小由于所述第一二 極管和電阻器的電路特性和溫度變化中的至少一個(gè)而導(dǎo)致在從所述脈沖寬度擴(kuò)展 比較器輸出的脈沖寬度中產(chǎn)生的變化。
6. —種電平檢測(cè)器，包括 信號(hào)輸入部；第一比較電路，用于生成包括各自的寬度對(duì)應(yīng)于其間來(lái)自所述輸入部的輸入 信號(hào)的強(qiáng)度高于第一基準(zhǔn)值的時(shí)間段的長(zhǎng)度的多個(gè)在時(shí)間上連續(xù)的脈沖的信號(hào)；第二比較電路，用于生成包括各自寬度對(duì)應(yīng)于其間來(lái)自所述輸入部的輸入信 號(hào)的強(qiáng)度低于比所述第一基準(zhǔn)值低的第二基準(zhǔn)值的時(shí)間段的長(zhǎng)度的多個(gè)在時(shí)間上 連續(xù)的脈沖的信號(hào)；OR電路，用于生成其強(qiáng)度對(duì)應(yīng)于由所述第一比較電路生成的信號(hào)與由所述第 二比較電路生成的信號(hào)的邏輯和的信號(hào)；脈沖寬度擴(kuò)展電路，用于生成其中已將由所述OR電路生成的信號(hào)中所包含 的每個(gè)脈沖在時(shí)間上作擴(kuò)展的信號(hào)；以及積分電路，用于輸出其強(qiáng)度對(duì)應(yīng)于通過(guò)將由所述脈沖寬度擴(kuò)展電路生成的信 號(hào)的強(qiáng)度時(shí)間積分得到的積分值的信號(hào)。
7. —種電平檢測(cè)器，包括對(duì)應(yīng)于n個(gè)輸入信號(hào)的第1到第n信號(hào)輸入部，其中n表示大于1的自然數(shù)； 第1到第n比較電路，各自用于生成包括各自的寬度對(duì)應(yīng)于其間來(lái)自所述第1到第n輸入部當(dāng)中相應(yīng)一個(gè)的輸入信號(hào)的強(qiáng)度高于第一基準(zhǔn)值的時(shí)間段的長(zhǎng)度的多個(gè)在時(shí)間上連續(xù)的脈沖的信號(hào)；OR電路，用于生成其強(qiáng)度對(duì)應(yīng)于由所述第1到第n比較電路生成的信號(hào)的邏輯和的信號(hào)；脈沖寬度擴(kuò)展電路，用于生成其中已將由所述OR電路生成的信號(hào)中所包含 的每個(gè)脈沖在時(shí)間上作擴(kuò)展的信號(hào)；以及積分電路，用于輸出其強(qiáng)度對(duì)應(yīng)于通過(guò)將由所述脈沖寬度擴(kuò)展電路生成的信 號(hào)的強(qiáng)度時(shí)間積分得到的積分值的信號(hào)。
8. 如權(quán)利要求7所述的檢測(cè)器，其特征在于，所述檢測(cè)器還包括第(n+l) 到第2n比較電路，各自用于生成包括各自寬度對(duì)應(yīng)于其間來(lái)自所述第1到第n輸 入部當(dāng)中相應(yīng)一個(gè)的輸入信號(hào)的強(qiáng)度低于比所述第一基準(zhǔn)值低的第二基準(zhǔn)值的時(shí) 間段的長(zhǎng)度的多個(gè)在時(shí)間上連續(xù)的脈沖的信號(hào)，并且所述OR電路生成其強(qiáng)度對(duì)應(yīng)于由所述第1到第2n比較電路生成的信號(hào)的邏 輯和的信號(hào)。
9. 一種通信裝置，包括 輸入部，用于向其輸入通信信號(hào)；比較電路，用于生成包括各自寬度對(duì)應(yīng)于其間來(lái)自所述輸入部的輸入信號(hào)的 強(qiáng)度高于預(yù)定基準(zhǔn)值的時(shí)間段的長(zhǎng)度的多個(gè)在時(shí)間上連續(xù)的脈沖的信號(hào)；以及積分電路，用于輸出其強(qiáng)度對(duì)應(yīng)于通過(guò)將由所述比較電路生成的信號(hào)的強(qiáng)度 時(shí)間積分得到的積分值的信號(hào)，所述裝置根據(jù)來(lái)自所述積分電路的輸出檢測(cè)所述通信信號(hào)的電平。
10. —種調(diào)諧器，包括放大器，用于放大輸入信號(hào)并隨后輸出所述經(jīng)放大的信號(hào)； 信道選擇單元，用于對(duì)從所述放大器輸出的信號(hào)應(yīng)用信道選擇處理； 比較電路，用于生成包括各自的寬度對(duì)應(yīng)于其間經(jīng)所述信道選擇單元作信道選擇處理的信號(hào)的強(qiáng)度高于預(yù)定基準(zhǔn)值的時(shí)間段的長(zhǎng)度的多個(gè)脈沖的信號(hào)；積分電路，用于輸出其強(qiáng)度對(duì)應(yīng)于通過(guò)將由所述比較電路生成的信號(hào)的強(qiáng)度時(shí)間積分得到的積分值的信號(hào)；以及增益控制器，用于根據(jù)從所述積分電路輸出的信號(hào)的強(qiáng)度高于希望值的程度減小所述放大器的增益，以及根據(jù)從所述積分電路輸出的信號(hào)的強(qiáng)度低于所述希望值的程度增大所述放大器的增益。
全文摘要
本發(fā)明提供一種電平檢測(cè)器、通信裝置、以及調(diào)諧器。一種電平檢測(cè)器包括比較電路和積分電路。該比較電路生成各自寬度對(duì)應(yīng)于其間輸入信號(hào)的強(qiáng)度高于基準(zhǔn)值的時(shí)間段的長(zhǎng)度的脈沖?；蛘?，該比較電路可生成各自寬度對(duì)應(yīng)于其間輸入信號(hào)的強(qiáng)度低于該基準(zhǔn)值的時(shí)間段的長(zhǎng)度的脈沖。該比較電路連續(xù)地輸出這些脈沖。積分電路輸出其強(qiáng)度對(duì)應(yīng)于通過(guò)將來(lái)自比較電路的信號(hào)時(shí)間積分得到的積分值的信號(hào)。
文檔編號(hào)H04B17/00GK101237286SQ200710166768
公開日2008年8月6日 申請(qǐng)日期2007年11月6日 優(yōu)先權(quán)日2007年2月1日
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