專利名稱：基站以及同步信道生成方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及生成同步信道的基站以及同步信道生成方法。
背景技術(shù)：
在W-CDMA(寬帶碼分多址，Wideband Code Division multiple Access)中， 移動(dòng)臺(tái)使用被稱為同步信道(SCH: Synchronization Channel)的下行物理信道 進(jìn)行小區(qū)搜索。同步信道由P-SCH(主SCH(Primary SCH))和S-SCH輔 SCH((Secondary SCH))的兩個(gè)子信道構(gòu)成(參照非專利文獻(xiàn)1)。
P-SCH用于移動(dòng)臺(tái)才全測時(shí)隙定時(shí)(slot timing)。 S-SCH用于移動(dòng)臺(tái)^r測幀 定時(shí)以及擾頻碼組(scramble code group)。通過使用這兩個(gè)同步信道來實(shí)現(xiàn)高 速小區(qū)搜索。
P-SCH和S-SCH在時(shí)域中被碼復(fù)用后發(fā)送。在移動(dòng)臺(tái)中，將P-SCH和 S-SCH反擴(kuò)頻而分離。這樣，P-SCH和S-SCH在同一定時(shí)4皮碼復(fù)用而發(fā)送， 因此P-SCH和S-SCH受到的信道變動(dòng)相同。 >人而，在S-SCH的相關(guān)才僉測時(shí)， 能夠利用已檢測的P-SCH作為參考(reference)信號(hào)(導(dǎo)頻信號(hào))，并對(duì)S-SCH 進(jìn)行同步檢波。由此，實(shí)現(xiàn)高精度的S-SCH檢測。
非專利文獻(xiàn)1: W-CDMA移動(dòng)通信方式、立川敬二監(jiān)修、平成14年3 月15日第4刷発行、112 ^—、
發(fā)明內(nèi)容
發(fā)明要解決的課題
在下一代無線接入方式中，使用對(duì)于多路徑(multipath)的耐抗性更高的 OFDM(正交頻分復(fù)用，Orthogonal Frequency Division Multiplexing)調(diào)制方式 的無線接入方式。OFDM調(diào)制后的信號(hào)在時(shí)域中被加上各種各樣的副載波的 信號(hào)。即使在被加上各種各樣的副載波的信號(hào)時(shí)，也期望能夠在移動(dòng)臺(tái)中迅 速且容易地檢測同步信道。尤其，在小區(qū)搜索中，移動(dòng)臺(tái)的處理量是問題所 在，根據(jù)如何能夠?qū)⒃撎幚砹孔冃?，移?dòng)臺(tái)的電池持續(xù)時(shí)間會(huì)大大地變化。因此，本發(fā)明是鑒于上述問題而完成，其目的在于在使用P-SCH和S-SCH 的SCH結(jié)構(gòu)中，高水平地維持移動(dòng)臺(tái)的小區(qū)搜索時(shí)間特性，同時(shí)減少移動(dòng)臺(tái) 的處理量。
解決i果題的方案
本發(fā)明的基站的特征之一在于，包括
P-SCH基本波形生成單元，生成在每個(gè)規(guī)定數(shù)目的副載波間隔配置了在 頻域中一定振幅的碼的信號(hào)作為P-SCH的基本波形； 頻率-時(shí)間變換單元，將所述信號(hào)變換為時(shí)域；
碼序列乘法單元，對(duì)被變換為時(shí)域的所述信號(hào)乘以規(guī)定的碼序列； 時(shí)間-頻率變換單元，將乘以碼序列后的所述信號(hào)再次變換為頻域； S-SCH生成單元，生成S-SCH;以及
復(fù)用單元，對(duì)在所述時(shí)間-頻率變換單元中被再次變換為頻域的所述信號(hào) 復(fù)用所述S-SCH。
此外，本發(fā)明的P-SCH生成方法的特征之一在于，包括
在頻域中以中心頻率為中心的(l/N)xNFFT(其中，N為整數(shù)，NFFT為FFT 窗大小)的頻域內(nèi)生成CAZAC碼的步驟；以及
生成將所述CAZAC碼在頻域中重復(fù)后的重復(fù)序列的步驟。
發(fā)明效果
根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例，能夠高水平地維持移動(dòng)臺(tái)的小區(qū)搜索時(shí)間特性， 同時(shí)減少移動(dòng)臺(tái)的處理量。


圖l是本發(fā)明實(shí)施例的基站的方框圖。
圖2是本發(fā)明第1實(shí)施例的同步信道生成單元的方框圖。
圖3是表示頻域中的P-SCH的基本波形的圖(FDM型)。
圖4是將P-SCH的基本波形變換為時(shí)域時(shí)的圖(FDM型)。
圖5是在時(shí)域中對(duì)P-SCH進(jìn)行了符號(hào)反轉(zhuǎn)(sign-invert)時(shí)的圖(FDM型)。
圖6是將P-SCH從時(shí)域再次變換為頻域時(shí)的圖(FDM型)。
圖7是復(fù)用了 P-SCH和S-SCH時(shí)的圖(FDM型)。
圖8是本發(fā)明第2實(shí)施例的同步信道生成單元的方框圖。
圖9是本發(fā)明第3實(shí)施例的同步信道生成單元的方框圖。圖IO是表示頻域中的P-SCH的基本波形的圖(CDM型)。
圖11是將P-SCH的基本波形變換為時(shí)域時(shí)的圖(CDM型)。
圖12是在時(shí)域中對(duì)P-SCH進(jìn)行了符號(hào)反轉(zhuǎn)時(shí)的圖(CDM型)。
圖13是將P-SCH從時(shí)域再次變換為頻域時(shí)的圖(CDM型)。
圖14是對(duì)P-SCH進(jìn)行了擴(kuò)頻時(shí)的圖(CDM型)。
圖15是復(fù)用了 P-SCH和S-SCH時(shí)的圖(CDM型)。
圖16是本發(fā)明第4實(shí)施例的同步信道生成單元的方框圖。
圖n是本發(fā)明實(shí)施例的移動(dòng)臺(tái)的方框圖。
圖18A是對(duì)使用了 FFT窗大小的百分之幾十(several tens percent)的頻域
的基本波形進(jìn)行了時(shí)間變換時(shí)的圖。
圖18B是按照本發(fā)明第5實(shí)施例對(duì)基本波形進(jìn)行了時(shí)間變換時(shí)的圖。 圖19A是表示按照本發(fā)明第1實(shí)施例到第4實(shí)施例而變換為時(shí)域的信號(hào)的圖。
圖19B是表示按照本發(fā)明第1實(shí)施例到笫4實(shí)施例乘以碼序列后的信號(hào) 的圖。
圖20是本發(fā)明第6實(shí)施例的同步信道生成單元的方框圖。 圖21是表示按照本發(fā)明第6實(shí)施例在時(shí)域中間隔剔除(puncture)后的信號(hào) 的圖。
圖22是本發(fā)明第6實(shí)施例的其他的同步信道生成單元的方框圖。
圖23是表示按照本發(fā)明第6實(shí)施例在時(shí)域中復(fù)用了 S-SCH的信號(hào)的圖。
圖24是本發(fā)明第6實(shí)施例的其他的同步信道生成單元的方框圖。
圖25是表示按照本發(fā)明第6實(shí)施例在頻域中乘以碼序列后的信號(hào)的圖。
圖26是本發(fā)明實(shí)施例的同步信道生成方法的流程圖(FDM型)。
圖27是本發(fā)明實(shí)施例的同步信道生成方法的流程圖(CDM型)。
標(biāo)號(hào)說明
10移動(dòng)臺(tái)
101同步信道生成單元 103共享數(shù)據(jù)信道生成單元 105復(fù)用單元 107 j專立葉反變纟灸單元 109 CP附加單元20、 30同步信道生成單元
201、 301 P-SCH基本波形生成單元
203、 303頻率-時(shí)間變換單元
205、 305碼序列乘法單元
207、 307時(shí)間-頻率變換單元
209、 309濾波器
211、 311 S-SCH生成單元
213、 313擾頻碼生成單元
215、 315擾頻碼乘法單元
217、 317復(fù)用單元
40、 50同步信道生成單元
401、 501 P-SCH基本波形生成單元
403、 503頻率-時(shí)間變換單元
405、 505碼序列乘法單元
407、 507時(shí)間-頻率變換單元
409、 509濾波器
411、 511 S-SCH生成單元
413、 513擾頻碼生成單元
415、 515擾頻碼乘法單元
417、 517復(fù)用單元
419、 519擴(kuò)頻單元
421擴(kuò)頻單元
60移動(dòng)臺(tái)
601基本波形相關(guān)(correlation)單元
603同步信號(hào)副本(replica)生成單元
605碼序列乘法單元
607高層碼相關(guān)單元
609定時(shí)4全測單元
611 S-SCH檢測單元
25、 26、 27同步信道生成單元
256間隔剔除單元278碼序列乘法單元
具體實(shí)施例方式
以下參照

本發(fā)明的實(shí)施例。
圖1是本發(fā)明實(shí)施例的基站10的方框圖?；?0包括同步信道生成 單元101、共享數(shù)據(jù)信道生成單元103、復(fù)用單元105、傅立葉反變換單元107 以及CP附加單元109。
同步信道生成單元101生成移動(dòng)臺(tái)用于進(jìn)行小區(qū)搜索的同步信道(SCH: Synchronization Channel)。如前所述，SCH中有P-SCH(主SCH)和S-SCH(輔 SCH)。 P-SCH用于移動(dòng)臺(tái)檢測時(shí)隙定時(shí)。S-SCH用于移動(dòng)臺(tái)檢測幀定時(shí)以及 擾頻碼組。
由同步信道生成單元101生成的同步信道和由共享數(shù)據(jù)信道生成單元 103生成的共享數(shù)據(jù)信道在復(fù)用單元105中被復(fù)用。復(fù)用后的信道在傅立葉 反變換單元(IFFT)107中被變換為正交多載波信號(hào)。CP附加單元109在該多 載波信號(hào)中插入CP(Cyclic Prefix:循環(huán)前綴)。
為了移動(dòng)臺(tái)接收這樣的同步信道從而實(shí)現(xiàn)高速小區(qū)搜索，P-SCH以及 S-SCH需要滿足以下的要4牛。
(1) SCH為了能夠進(jìn)行副本相關(guān)的高速SCH定時(shí)檢測，使用小區(qū)公共的 碼(通過副本相關(guān)的定時(shí)檢測，能夠?qū)崿F(xiàn)高速的相關(guān)處理的緣故)。
(2) S-SCH配置在時(shí)間/頻率軸上靠近P-SCH的位置(為了實(shí)現(xiàn)將P-SCH作
為參考信號(hào)的同步檢波)。
(3) 在對(duì)S-SCH進(jìn)行同步檢波時(shí)，P-SCH作為參考信號(hào)使用，因此期望 P-SCH在頻率軸上為一定振幅(為了使每個(gè)副載波的信道估計(jì)的精度中不出 現(xiàn)偏差)。
(4) 在復(fù)用P-SCH和S-SCH時(shí)，期望被正交復(fù)用(為了使兩者不會(huì)互相干 擾)。同樣地，期望SCH和其他信道也被正交復(fù)用。
此外，作為減少移動(dòng)臺(tái)的小區(qū)搜索處理量的P-SCH結(jié)構(gòu)，需要滿足以下 的要件。
(5) 基于P-SCH的SCH碼元定時(shí)檢測在時(shí)域中使用副本相關(guān)來進(jìn)行，因 此使用在時(shí)域中被重復(fù)Na次的基本波形(移動(dòng)臺(tái)不需要在所有候選定時(shí)中計(jì)算完全的(full)副本相關(guān)，能夠大幅度地減少處理量的緣故)。被重復(fù)Na次的
基本波形也可以在每次重復(fù)時(shí)進(jìn)行符號(hào)反轉(zhuǎn)。[第1實(shí)施例]
對(duì)于實(shí)現(xiàn)滿足上述要件的SCH結(jié)構(gòu)的基站，參照圖2 圖7說明在頻域中復(fù)用P-SCH和S-SCH的情況(FDM型)。
圖2是詳細(xì)地表示本發(fā)明第1實(shí)施例的基站的同步信道生成單元20的圖。同步信道生成單元20包括P-SCH基本波形生成單元201、頻率-時(shí)間變換單元203、碼序列乘法單元205、時(shí)間-頻率變換單元207、濾波器209(任意選擇)、S-SCH生成單元211、擾頻碼生成單元213、擾頻碼乘法單元215以及復(fù)用單元217。如后所述，也可以沒有濾波器209。
P-SCH基本波形生成單元201生成頻域中的每個(gè)Na副載波的信號(hào)作為基本波形。該信號(hào)是通過使用CAZAC(恒定振幅零自相關(guān)序列，ConstantAmplitude Zero Auto Correlation sequence)碼等在頻域中一定振幅的碼來生成。通過使用這樣的在頻域中一定振幅的碼，能夠?qū)崿F(xiàn)在時(shí)域中出色的自相關(guān)特性。作為這樣的碼(序列)，有CAZAC碼(Zadoff-Chu序列、Frank序列等)、PN碼(M序列、Gold序列)、刪截的(Truncated)PN碼、Golay碼。圖3表示由該P(yáng)-SCH基本波形生成單元201生成的基本波形的例子。在最終生成128樣本的波形的情況下，在128樣本的頻域的緩沖器中對(duì)每個(gè)Na副載波(在圖3中Na二4)配置P-SCH。
頻率_時(shí)間變換單元203對(duì)由P-SCH基本波形生成單元201生成的信號(hào)進(jìn)行傅立葉反變換(IFFT)，從而變換為時(shí)域。圖4表示這樣生成的波形。由頻率-時(shí)間變換單元203變換的波形成為Na次的重復(fù)波形(在圖4中Na=4)。這樣，通過使用在時(shí)域中的重復(fù)波形，從而不需要在全部樣本定時(shí)(128樣本)計(jì)算完全的相關(guān)。
但是，若使用時(shí)域中的單純的重復(fù)波形，則自相關(guān)特性會(huì)劣化。因此，碼序列乘法單元205對(duì)于由頻率-時(shí)間變換單元203變換為時(shí)域的信號(hào)，按每個(gè)重復(fù)單位乘以碼序列(Walsh、 CAZAC等)?；蛘?，碼序列乘法單元205也可以對(duì)變換為時(shí)域后的信號(hào)進(jìn)行符號(hào)反轉(zhuǎn)。圖5表示符號(hào)反轉(zhuǎn)時(shí)的波形。由此，在移動(dòng)臺(tái)中可實(shí)現(xiàn)P-SCH的副本相關(guān)，能夠削減移動(dòng)臺(tái)中的處理量。此外，P-SCH在時(shí)域中的自相關(guān)特性被改善(可得到尖銳的峰值)。進(jìn)行傅立葉變換(FFT)，從而再次變換為頻域。圖6表示被再次變換為頻域時(shí)的信號(hào)。如圖6所示，再次變換為頻域時(shí)，雖然不完全是，但大致成為每個(gè)Na副載波的信號(hào)。此外，通過碼序列的乘法運(yùn)算或者符號(hào)反轉(zhuǎn)，會(huì)如圖6所示那樣產(chǎn)生頻帶外分量。頻帶外分量也可以通過應(yīng)用濾波器209除去。通過應(yīng)用濾波器209,能夠減輕對(duì)頻帶外的其他信道的影響(但是，在SCH信號(hào)中產(chǎn)生失真)。此外，由于對(duì)頻帶外的其他信道的影響較輕，因此也可以不應(yīng)用濾波器209。通過不應(yīng)用濾波器209,不會(huì)產(chǎn)生SCH信號(hào)的失真。
另 一方面，S-SCH生成單元211生成S-SCH，并根據(jù)需要在擾頻碼乘法單元215中乘以由擾頻碼生成單元213生成的擾頻碼。通過乘以擾頻碼，能夠抑制時(shí)域的峰值的產(chǎn)生(PAPR(峰值對(duì)平均功率比，peak-to-average powerratio)變小)。
復(fù)用單元217對(duì)圖6所示的被再次變換為頻域的信號(hào)中，功率接近零的副載波的全部或者一部分復(fù)用S-SCH。
由此，能夠生成滿足上述的SCH的要件的同步信道，能夠高水平地維持移動(dòng)臺(tái)的小區(qū)搜索時(shí)間特性，同時(shí)減少移動(dòng)臺(tái)的處理量。
此外，對(duì)于實(shí)現(xiàn)滿足上述要件的SCH結(jié)構(gòu)的基站，參照圖8說明在頻域中復(fù)用P-SCH和S-SCH的情況(FDM型)。
圖8是詳細(xì)地表示本發(fā)明第2實(shí)施例的基站的同步信道生成單元30的圖。同步信道生成單元30包括P-SCH基本波形生成單元301、頻率-時(shí)間變換單元303、碼序列乘法單元305、時(shí)間-頻率變換單元307、濾波器309(任意選擇)、S-SCH生成單元311、擾頻碼生成單元313、擾頻碼乘法單元315以及復(fù)用單元317。圖8所示的同步信道生成單元30的各個(gè)結(jié)構(gòu)要素與圖2所示的同步信道生成單元20的各個(gè)結(jié)構(gòu)要素的順序不同，但基本功能相同。
P-SCH基本波形生成單元301生成頻域中的每個(gè)Na副載波的信號(hào)作為基本波形。該信號(hào)是通過使用CAZAC碼等在頻域中一定振幅的碼來生成?；静ㄐ稳鐖D3所示那樣生成。
另一方面，S-SCH生成單元311生成S-SCH，并根據(jù)需要在擾頻碼乘法單元315中乘以由擾頻碼生成單元313生成的擾頻碼。
復(fù)用單元317對(duì)在圖3所示的頻域中復(fù)用了 P-SCH的副載波以外的副載波的全部或者一部分復(fù)用S-SCH。頻率_時(shí)間變換單元303對(duì)由復(fù)用單元317所復(fù)用的信號(hào)進(jìn)行傅立葉反變換(IFFT)，從而變換為時(shí)域。對(duì)于這樣生成的波形中的P-SCH，生成圖4所示那樣的Na次的重復(fù)波形。
CAZAC序列等碼序列。或者，碼序列乘法單元305也可以對(duì)變換為時(shí)域后的信號(hào)進(jìn)行符號(hào)反轉(zhuǎn)。符號(hào)反轉(zhuǎn)時(shí)的P-SCH如圖5所示。
進(jìn)行傅立葉變換(FFT)，從而再次變換為頻域。被再次變換為頻域時(shí)的P-SCH信號(hào)如圖6所示。頻帶外分量也可以通過應(yīng)用濾波器309除去。此外，由于對(duì)頻帶外的其他信道的影響較輕，因此也可以不應(yīng)用濾波器309。
由此，能夠生成滿足上述的SCH的要件的同步信道，能夠高水平地維持移動(dòng)臺(tái)的小區(qū)搜索時(shí)間特性，同時(shí)減少移動(dòng)臺(tái)的處理量。
此外，對(duì)于實(shí)現(xiàn)滿足上述要件的SCH結(jié)構(gòu)的基站，參照圖9 圖15說明在碼域(code domain)中復(fù)用P-SCH和S-SCH的情況(CDM型)。
圖9是詳細(xì)地表示本發(fā)明第3實(shí)施例的基站的同步信道生成單元40的圖。同步信道生成單元40包括P-SCH基本波形生成單元401、頻率-時(shí)間變換單元403、碼序列乘法單元405、時(shí)間-頻率變換單元407、濾波器409(任意選擇)、S-SCH生成單元411、擾頻碼生成單元413、擾頻碼乘法單元415、復(fù)用單元417、擴(kuò)頻單元419以及擴(kuò)頻單元421。如后所述，也可以沒有濾波器409。
P-SCH基本波形生成單元401生成頻域中的每個(gè)Na副載波的信號(hào)作為基本波形。其中，以同步信道帶寬的1/擴(kuò)頻率的帶寬來生成。該信號(hào)是通過使用CAZAC(恒定振幅零自相關(guān)序列)碼等在頻域中一定振幅的碼來生成。圖10表示由該P(yáng)-SCH基本波形生成單元401生成的基本波形的例子。若設(shè)擴(kuò)頻率(spreadingfactor)為2,則在最終生成128樣本的波形的情況下，在64樣本的頻域的緩沖器中對(duì)每個(gè)Na副載波(在圖10中Na-4)配置P-SCH。
頻率_時(shí)間變換單元403對(duì)由P-SCH基本波形生成單元401生成的信號(hào)進(jìn)行傅立葉反變換(IFFT),從而變換為時(shí)域。圖ll表示這樣生成的波形。由頻率-時(shí)間變換單元403變換的波形成為Na次的重復(fù)波形(在圖11中Na=4)。CAZAC序列等碼序列?；蛘?，碼序列乘法單元405也可以對(duì)變換為時(shí)域后的 信號(hào)進(jìn)行符號(hào)反轉(zhuǎn)。圖12表示符號(hào)反轉(zhuǎn)時(shí)的波形。由此，在移動(dòng)臺(tái)中可實(shí)現(xiàn) P-SCH的副本相關(guān)，能夠削減移動(dòng)臺(tái)中的處理量。此外，P-SCH在時(shí)域中的 自相關(guān)特性被改善(可得到尖銳的峰值)。
進(jìn)行傅立葉變換(FFT)，從而再次變換為頻域。圖13表示被再次變換為頻域 時(shí)的信號(hào)。如圖13所示，再次變換為頻域時(shí)，雖然不完全是，但大致成為每 個(gè)Na副載波的信號(hào)。此外，通過碼序列的乘法運(yùn)算或者符號(hào)反轉(zhuǎn)，會(huì)如圖 13所示那樣產(chǎn)生頻帶外分量。頻帶外分量也可以通過應(yīng)用濾波器409除去。 通過應(yīng)用濾波器409,能夠減輕對(duì)頻帶外的其他信道的影響(但是，在SCH信 號(hào)中產(chǎn)生失真)。此外，由于對(duì)頻帶外的其他信道的影響較輕，因此也可以不 應(yīng)用濾波器409。通過不應(yīng)用濾波器409，不會(huì)產(chǎn)生SCH信號(hào)的失真。
擴(kuò)頻單元419以擴(kuò)頻率對(duì)再次變換為頻域的信號(hào)進(jìn)行擴(kuò)頻。圖14表示擴(kuò) 頻時(shí)的頻域的信號(hào)。由于擴(kuò)頻率為2，因此如圖14所示那樣可得到128樣本 的信號(hào)。
另一方面，S-SCH生成單元411以同步信道帶寬的1/擴(kuò)頻率的帶寬生成 S-SCH。擴(kuò)頻單元421以擴(kuò)頻率對(duì)由S-SCH生成單元411生成的信號(hào)進(jìn)行擴(kuò)頻。
復(fù)用單元417對(duì)圖14所示的由擴(kuò)頻單元419擴(kuò)頻的信號(hào)，在碼域中復(fù)用 已被擴(kuò)頻的S-SCH。
根據(jù)需要，對(duì)于由復(fù)用單元417復(fù)用的信號(hào)，在擾頻碼乘法單元415中 乘以由擾頻碼生成單元413生成的擾頻碼。通過乘以擾頻碼，能夠抑制時(shí)域 的峰值的產(chǎn)生(PAPR(峰值對(duì)平均功率比)變小)。
由此，能夠生成滿足上述的SCH的要件的同步信道，能夠高水平地維持 移動(dòng)臺(tái)的小區(qū)搜索時(shí)間特性，同時(shí)減少移動(dòng)臺(tái)的處理量。
此外，對(duì)于實(shí)現(xiàn)滿足上述要件的SCH結(jié)構(gòu)的基站，參照圖16說明在碼 域中復(fù)用P-SCH和S-SCH的情況(CDM型)。
圖16是詳細(xì)地表示本發(fā)明第4實(shí)施例的基站的同步信道生成單元50的 圖。同步信道生成單元50包括P-SCH基本波形生成單元501、頻率-時(shí)間變 換單元503、碼序列乘法單元505、時(shí)間-頻率變換單元507、濾波器509(任意選擇)、S-SCH生成單元511、擾頻碼生成單元513、護(hù)0頻碼乘法單元515、復(fù) 用單元517以及擴(kuò)頻單元519。圖16所示的同步信道生成單元50的各個(gè)結(jié) 構(gòu)要素與圖9所示的同步信道生成單元40的各個(gè)結(jié)構(gòu)要素的順序不同，但基 本功能相同。
P-SCH基本波形生成單元501生成頻域中的每個(gè)Na副載波的信號(hào)作為 基本波形。其中，以同步信道帶寬的1/擴(kuò)頻率的帶寬來生成。該信號(hào)是通過 使用CAZAC碼等在頻域中一定振幅的碼來生成。基本波形如圖IO所示那樣 生成。
另一方面，S-SCH生成單元511以同步信道帶寬的1/擴(kuò)頻率的帶寬生成 S-SCH。
復(fù)用單元517在碼域中對(duì)P-SCH復(fù)用S-SCH。
頻率-時(shí)間變換單元503對(duì)由復(fù)用單元517復(fù)用的4言號(hào)進(jìn)行傅立葉反變換 (IFFT)，從而變換為時(shí)域。對(duì)于這樣生成的波形中的P-SCH,生成圖ll所示 那樣的Na次的重復(fù)波形。
碼序列乘法單元505對(duì)由頻率-時(shí)間變換單元503變換為時(shí)域的信號(hào)乘以 CAZAC序列等碼序列。或者，碼序列乘法單元505也可以對(duì)變換為時(shí)域后的 信號(hào)進(jìn)行符號(hào)反轉(zhuǎn)。符號(hào)反轉(zhuǎn)時(shí)的P-SCH如圖12所示。
時(shí)間-頻率變換單元507對(duì)在碼序列乘法單元505中乘以碼序列后的信號(hào) 進(jìn)行傅立葉變換(FFT)，從而再次變換為頻域。被再次變換為頻域時(shí)的P-SCH 信號(hào)如圖13所示。頻帶外分量也可以通過應(yīng)用濾波器509除去。此外，由于 對(duì)頻帶外的其他信道的影響輕孩i,因此也可以不應(yīng)用濾波器509。
擴(kuò)頻單元519以擴(kuò)頻率對(duì)再次變換為頻域的信號(hào)進(jìn)行擴(kuò)頻。擴(kuò)頻時(shí)的頻 域的P-SCH信號(hào)如圖14所示。
根據(jù)需要，在擾頻碼乘法單元515中乘以由擾頻碼生成單元513生成的 擾頻碼。
由此，能夠生成滿足上述的SCH的要件的同步信道，能夠高水平地維持 移動(dòng)臺(tái)的小區(qū)搜索時(shí)間特性，同時(shí)減少移動(dòng)臺(tái)的處理量。 [移動(dòng)臺(tái)的結(jié)構(gòu)]
圖17是本發(fā)明實(shí)施例的移動(dòng)臺(tái)60的方框圖。移動(dòng)臺(tái)60包括基本波形 相關(guān)(correlation)單元601、同步信號(hào)副本生成單元603、碼序列乘法單元605、 高層碼(upper layer)相關(guān)單元607、定時(shí)檢測單元609以及S-SCH檢測單元
14611。
移動(dòng)臺(tái)60將由天線接收到的多載波信號(hào)輸入到基本波形相關(guān)單元601 。 另一方面，同步信號(hào)副本生成單元603生成預(yù)先設(shè)定的基本波形的同步信號(hào) 副本，并依次輸入到基本波形相關(guān)單元601。在基本波形相關(guān)單元601中， 進(jìn)行接收到的多載波信號(hào)和基本波形的同步信號(hào)副本的相關(guān)檢測。碼序列乘
進(jìn)行符號(hào)反轉(zhuǎn))。高， 高層碼的相關(guān)檢測。這樣，能夠進(jìn)行P-SCH的副本相關(guān)。
定時(shí)檢測單元609從相關(guān)值檢測P-SCH的定時(shí)。進(jìn)行P-SCH的定時(shí)檢測 時(shí)，將P-SCH作為參考信號(hào)在S-SCH檢測單元611中檢測S-SCH。另外， 在基站中施加有擾頻時(shí)，需要在同步檢波后進(jìn)行解擾(descramble)。
在第1實(shí)施例到第4實(shí)施例中，基站生成頻域中的每個(gè)Na副載波的信號(hào) 作為P-SCH的基本波形，并將其變換為時(shí)域從而生成時(shí)域中的重復(fù)波形。說 明了通過利用該時(shí)域中的重復(fù)波形，可實(shí)現(xiàn)移動(dòng)臺(tái)中的P-SCH的副本相關(guān)， 能夠削減移動(dòng)臺(tái)中的處理量的情況。但是，若只是利用這樣的重復(fù)波形，則 依然存在以下的i果題。
OFDM信號(hào)具有一般在時(shí)域中PAPR(峰值對(duì)平均功率比)較大的特性。 即，由于振幅為各種各樣的值，因此在相關(guān)處理中需要實(shí)數(shù)(復(fù)數(shù))的乘法運(yùn)算。 該乘法運(yùn)算會(huì)加大相關(guān)處理的運(yùn)算量。為了減少移動(dòng)臺(tái)中的相關(guān)處理的運(yùn)算 量，優(yōu)選移動(dòng)臺(tái)的樣本定時(shí)中信號(hào)波形為一定(constant)振幅。
在第5實(shí)施例中，參照圖2、圖18A以及圖18B說明用于每N樣本生成 一定振幅的信號(hào)波形的基站的同步信道生成單元的結(jié)構(gòu)。
在以往的OFDM信號(hào)中，將OFDM信號(hào)的發(fā)送接收處理中的FFT窗口 大小設(shè)為NFFT時(shí)，為了容易進(jìn)行濾波處理而使用NFFT的百分之幾十 (NFFTxa)的頻域。FFT窗口大小是指對(duì)OFDM信號(hào)進(jìn)行FFT處理的部分的區(qū) 域。另夕卜，NFFT的頻域相當(dāng)于圖3中的128樣本的頻域。例如，在3GPP演 進(jìn)UTRA和UTRAN中，將5MHz時(shí)的NFFT設(shè)為512，使用300/512=58.6% 的副載波數(shù)。在該范圍內(nèi)生成P-SCH基本波形，并進(jìn)行傅立葉反變換，則如 圖18A所示那樣，在采樣定時(shí)振幅成為各種各樣的值。
因此，在第5實(shí)施例中，圖2的P-SCH基本波形生成單元201僅使用在頻域中以中心頻率為中心的(l/N)xNFFT(其中，N為整數(shù))的副載波。圖2的 P-SCH基本波形生成單元201在該范圍內(nèi)使用CAZAC序列等碼來生成 P-SCH基本波形。將該P(yáng)-SCH基本波形在頻率-時(shí)間變換單元203進(jìn)行傅立 葉反變換時(shí)，如圖18B所示，每N樣本出現(xiàn)一定振幅的點(diǎn)。即，移動(dòng)臺(tái)進(jìn)行 小區(qū)搜索的P-SCH定時(shí)檢測時(shí)，通過使用每N樣本的信號(hào)，從而可進(jìn)行以一 定振幅的信號(hào)為前提的處理(相關(guān))。
N的值是任意的整數(shù)，但優(yōu)選(1/N)作為接近3GPP演進(jìn)UTRA和UTRAN 時(shí)的58.6%的值從而N=2。這時(shí)，每2樣本出現(xiàn)一定振幅的點(diǎn)。
進(jìn)而，優(yōu)選P-SCH基本波形生成單元201在(l/N)xNFFT的副載波的范 圍內(nèi)，使用CAZAC碼之一的Frank序列來生成P-SCH基本波形。Frank序列 是指如下表示的序列。
序列長度N=m2(m:任意自然數(shù))
相位數(shù)A=m
序列ak(k=0， 1 ，2,…,N-1 )=exp(-j27iHk/m)
其中，r是與m互質(zhì)(relatively prime)的自然數(shù)(Km)， j是復(fù)數(shù)，lk是以下 所示的mxm的力口4又矩P車。 [數(shù)l]
<formula>formula see original document page 16</formula>、
通過這樣使用CAZAC碼之一的Frank序列，在數(shù)據(jù)調(diào)制后，在圖18B 所示的每N樣本，在IQ平面中出現(xiàn)一定振幅的點(diǎn)。具體來說，以BPSK調(diào) 制方式對(duì)N-4的Frank序列進(jìn)行數(shù)據(jù)調(diào)制時(shí)，在IQ平面中出現(xiàn)振幅為(+l ， -l)的兩個(gè)點(diǎn)。此外，在以QPSK調(diào)制方式對(duì)N-16的Frank序列進(jìn)行數(shù)據(jù)調(diào) 制時(shí)，在IQ平面中出現(xiàn)4個(gè)點(diǎn)。同樣地，在以8PSK調(diào)制方式對(duì)N-64的Frank 序列進(jìn)行數(shù)據(jù)調(diào)制時(shí)，在IQ平面中出現(xiàn)8個(gè)點(diǎn)。從而，能夠減少移動(dòng)臺(tái)進(jìn)行 小區(qū)搜索時(shí)的運(yùn)算量。
在第5實(shí)施例中，關(guān)于圖2的P-SCH基本波形生成單元201進(jìn)行了說明， 但通過在圖8、圖9以及圖16的P-SCH基本波形生成單元也進(jìn)行上述的處理，移動(dòng)臺(tái)能夠進(jìn)行以一定振幅的信號(hào)作為前提的處理。
另外，基站在頻域中使用(l/N)xNFFT的副載波作為P-SCH，從而能夠在 頻域中與其他信道進(jìn)行正交。此外，關(guān)于P-SCH和S-SCH的復(fù)用，只要是在 (1/N)xNFFT副載波的范圍內(nèi)，則頻域中的P-SCH波形也是CAZAC序列等， 因此還能進(jìn)行P-SCH和S-SCH的復(fù)用的正交。
在第1實(shí)施例到第4實(shí)施例中，說明了通過對(duì)變換為時(shí)域的信號(hào)乘以碼 序列來改善自相關(guān)特性的情況。即，在頻域中將每Na副載波的CAZAC序列 變換為時(shí)域，得到圖19A所示那樣的時(shí)域中的重復(fù)信號(hào)。對(duì)該重復(fù)信號(hào)乘以 碼序列從而得到圖19B所示那樣的信號(hào)。由此，自相關(guān)特性被改善。但是， 仍然留有頻域中的振幅偏差。
在第6實(shí)施例中，參照圖20~圖25說明沒有自相關(guān)特性的劣化且用于在 頻域中保持一定振幅的同步信道生成單元的結(jié)構(gòu)。
圖20表示用于在頻域中保持一定振幅的基站的同步信道生成單元25的 結(jié)構(gòu)。同步信道生成單元25除了圖2所示的同步信道生成單元20之外，還 包括間隔剔除(puncturing)單元256。間隔剔除單元256在時(shí)J^或中將信號(hào)間隔 剔除為1/Ni(Ni為整數(shù))。圖21表示在時(shí)域中被間隔剔除為1/4的信號(hào)。在將 這樣間隔剔除后的信號(hào)在時(shí)間-頻率變換單元207中變換為頻域時(shí)，CAZAC 序列被重復(fù)Ni次(在將間隔剔除為1/4的信號(hào)變換為頻域時(shí)，CAZAC序列被 重復(fù)4次)。即，在頻域中一定振幅被保持。此外，在將帶寬從1.25MHz擴(kuò)大 到2.5MHz或者5MHz時(shí)，也能夠使用相同的副本波形。進(jìn)而，在時(shí)域中間 隔剔除而產(chǎn)生成為NULL(零，zero)點(diǎn)的部分，因此可得到運(yùn)算量減少的效果。 但是，會(huì)產(chǎn)生在時(shí)域中成為離散的波形，峰值功率增加的缺點(diǎn)。
圖22表示用于減少這樣的峰值功率的基站的同步信道生成單元26的結(jié) 構(gòu)。除了復(fù)用單元217的位置不同之外，圖22與圖20相同。復(fù)用單元217 復(fù)用S-SCH，以作為整體來抑制峰值功率。圖23表示在時(shí)域中S-SCH被復(fù) 用的信號(hào)。通過這樣復(fù)用S-SCH，從而時(shí)域中離散的波形消失，可減少峰值 功率。
此外，圖24表示用于減少峰值功率的其他的基站的同步信道生成單元 27的結(jié)構(gòu)。除了還具有碼序列乘法單元278之外，圖24與圖20相同。碼序 列乘法單元278對(duì)頻域中的CAZAC序列的重復(fù)，乘以碼序列。圖25表示在頻域中被乘以碼序列的信號(hào)。通過乘以這樣的碼序列，從而時(shí)域中離散的波 形消失，可減少峰值功率。
另夕卜，通過在圖22的時(shí)間-頻率變換單元207之后"&置圖24的碼序列乘 法單元278,還能夠組合S-SCH的復(fù)用和頻域中的碼序列的乘法運(yùn)算。
在第6實(shí)施例中，說明了圖2的基站的同步信道生成單元20的變形例， 但在圖8、圖9以及圖16的基站的同步信道生成單元中，通過在時(shí)間-頻率變 換單元之前追加間隔剔除單元，并在時(shí)間-頻率變換單元之后追加碼序列乘法 單元，也能夠得到同樣的效果。
如使用上述的實(shí)施例說明的那樣，作為P-SCH,優(yōu)選其滿足以下的要件。
(1) 為了充分提高SCH定時(shí)檢測的精度，P-SCH信號(hào)具有出色的自相關(guān)特 性(越是具有尖銳的峰值特性，則能夠檢測正確的定時(shí)的可能性越大)。
(2) 為了以低運(yùn)算處理量進(jìn)行SCH定時(shí)檢測，P-SCH信號(hào)為可實(shí)現(xiàn)運(yùn)算處 理量的減少的信號(hào)(SCH定時(shí)檢測通過使用基于副本相關(guān)的方法，可進(jìn)行高精 度的檢測。要求P-SCH使用能夠減少副本相關(guān)的運(yùn)算處理量那樣的信號(hào))。
(3) 為了提高S-SCH檢測時(shí)的信道估計(jì)的精度，P-SCH信號(hào)為在頻域中一 定振幅的信號(hào)(S-SCH檢測時(shí)，將P-SCH作為參考信號(hào)來進(jìn)行信道估計(jì)，通 過對(duì)S-SCH進(jìn)行同步檢波，可實(shí)現(xiàn)高精度的檢測。即，若P-SCH在頻域中為 一定振幅，則可得到較高的信道估計(jì)精度)。
為了具有上述要件(l)的時(shí)域中出色的自相關(guān)特性，需要P-SCH在頻域中 為一定振幅(或者接近一定振幅)。因此，如第1實(shí)施例中說明的那樣，使用 CAZAC碼等。另外，通過該要件被滿足，上述要件(3)也被滿足。
對(duì)于上述要件(2),需要減少運(yùn)算次數(shù)。因此，可以如第1實(shí)施例中說明 的那樣，使用時(shí)域中的重復(fù)序列。進(jìn)而，也可以如第6實(shí)施例中說明的那樣， 使用時(shí)域中NULL點(diǎn)多的序列(頻域中的重復(fù)序列)。
此外，對(duì)于上述要件(2)，也可以減少每一次的運(yùn)算量。因此，如第5實(shí) 施例中說明的那樣，僅使用FFT窗口大小的1/N的副載波，在該副載波中使 用CAZAC碼等信號(hào)序列。此外，為了減少每N樣本的運(yùn)算量，也可以使用 Frank序列。
如上所述，在頻域中復(fù)用P-SCH和S-SCH時(shí)，優(yōu)選基站如圖26那樣生成P-SCH。
(步驟FDM1)生成CAZAC碼(參照第1實(shí)施例、第2實(shí)施例)。這時(shí)，優(yōu) 選僅使用FFT窗口大小的1/N的副載波(參照第5實(shí)施例)。此外，作為CAZAC 碼也可以-使用Frank序列。
(步驟FDM2)生成頻域中的重復(fù)序列(生成在頻域中重復(fù)CAZAC碼的序 列)。該序列在時(shí)域中具有相當(dāng)于重復(fù)次數(shù)的NULL點(diǎn)(value)(參照第6實(shí)施 例)。
(步驟FDM3)生成時(shí)域中的重復(fù)序列。該序列在頻域中具有相當(dāng)于重復(fù)次 數(shù)的NULL點(diǎn)。即，相當(dāng)于生成每Na副載波的信號(hào)(參照第1實(shí)施例)。若使 用時(shí)域中的單純的重復(fù)波形則自相關(guān)特性會(huì)劣化，因此對(duì)每個(gè)重復(fù)單位乘以 碼序列(Walsh、 CAZAC等)。另外，能夠在頻域中對(duì)NULL點(diǎn)的部分復(fù)用 S-SCH。
(步驟FDM4)作為CAZAC碼之一使用Frank序列，使用與Frank序列對(duì) 應(yīng)的調(diào)制方式(參照第5實(shí)施例)。
上述的(步驟FDM1) (步驟FDM4)可以以任意順序來應(yīng)用，也可以以任意 組合來應(yīng)用。 如上所述，在碼域中復(fù)用P-SCH和S-SCH時(shí)，優(yōu)選基站如圖27那樣生 成P-SCH。
(步驟CDM1)生成CAZAC碼(參照第3實(shí)施例、第4實(shí)施例)。這時(shí)，優(yōu) 選僅使用FFT窗口大小的1/N的副載波(參照第5實(shí)施例)。此外，作為CAZAC 碼也可以使用Frank序列。
(步驟CDM2)生成頻域中的重復(fù)序歹'j(生成在頻域中重復(fù)了 CAZAC碼的 序列)。該序列在時(shí)域中具有相當(dāng)于重復(fù)次數(shù)的NULL點(diǎn)(參照第6實(shí)施例)。
(步驟CDM3)作為CAZAC碼之一使用Frank序列，使用與Frank序列對(duì) 應(yīng)的調(diào)制方式(參照第5實(shí)施例)。
上述的(步驟CDM1) (步驟CDM3)可以以任意順序來應(yīng)用，也可以以任 意組合來應(yīng)用。
如上所述，根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例，能夠高水平地維持移動(dòng)臺(tái)的小區(qū)搜索 時(shí)間特性，同時(shí)減少移動(dòng)臺(tái)的處理量。
本國際申請要求基于2006年5月1日申請的日本專利申請2006-127993號(hào)、2006年6月19日申請的日本專利申請2006-169452號(hào)以及2006年8月 22曰申請的日本專利申請2006-225922號(hào)的優(yōu)先權(quán)，并將2006-127993號(hào)、 2006-169452號(hào)以及2006-225922號(hào)的全部內(nèi)容引用到本國際申請中。
權(quán)利要求
1、一種基站，包括P-SCH基本波形生成單元，生成在每個(gè)規(guī)定數(shù)目的副載波間隔配置了在頻域中一定振幅的碼的信號(hào)作為P-SCH的基本波形；頻率-時(shí)間變換單元，將所述信號(hào)變換為時(shí)域；碼序列乘法單元，對(duì)被變換為時(shí)域的所述信號(hào)乘以規(guī)定的碼序列；時(shí)間-頻率變換單元，將乘以碼序列后的所述信號(hào)再次變換為頻域；S-SCH生成單元，生成S-SCH；以及復(fù)用單元，對(duì)在所述時(shí)間-頻率變換單元中被再次變換為頻域的所述信號(hào)復(fù)用所述S-SCH。
2、 如權(quán)利要求l所述的基站，其特征在于，所述復(fù)用單元對(duì)在所述時(shí)間-頻率變換單元中被再次變換為頻域的所述 信號(hào)中功率小的副載波，在頻域中復(fù)用所述S-SCH。
3、 如權(quán)利要求l所述的基站，其特征在于，所述復(fù)用單元對(duì)在所述P-SCH基本波形生成單元復(fù)用了 P-SCH的副載波 以外的副載波，在頻域中復(fù)用所述S-SCH。
4、 如權(quán)利要求l所述的基站，其特征在于，所述P-SCH基本波形生成單元以同步信道帶寬中擴(kuò)頻率的倒數(shù)的帶寬來 生成所述信號(hào)，所述基站還包括擴(kuò)頻單元，將在所述時(shí)間-頻率變換單元中被再次變換為 頻域的所迷信號(hào)以所述擴(kuò)頻率進(jìn)行擴(kuò)頻，所述S-SCH生成單元以所述同步信道帶寬中所述擴(kuò)頻率的倒數(shù)的帶寬來 生成所述S-SCH并以所述擴(kuò)頻率擴(kuò)頻，所述復(fù)用單元對(duì)在所述擴(kuò)頻單元中復(fù)用的所述信號(hào)，在碼域復(fù)用擴(kuò)頻后 的所述S-SCH。
5、 如權(quán)利要求l所述的基站，其特征在于，所述P-SCH基本波形生成單元以同步信道帶寬中擴(kuò)頻率的倒數(shù)的帶寬來 生成所述信號(hào)，所述S-SCH生成單元以所述同步信道帶寬中所述擴(kuò)頻率的倒數(shù)的帶寬來 生成所述S-SCH，所述復(fù)用單元對(duì)在所述P-SCH基本波形生成單元中生成的P-SCH，在碼 域中復(fù)用在所述S-SCH生成單元生成的S-SCH，所述基站還包括擴(kuò)頻單元，將在所述時(shí)間-頻率變換單元中凈皮再次變換為 頻域的所述信號(hào)以所述擴(kuò)頻率進(jìn)行擴(kuò)頻。
6、 如權(quán)利要求l所述的基站，還包括濾波器，除去將乘以碼序列后的所述信號(hào)再次變換為頻域時(shí)的頻帶外分量。
7、 如權(quán)利要求l所述的基站，其特征在于， 所述基本波形生成單元使用CAZAC碼來生成所述信號(hào)。
8、 如權(quán)利要求l所述的基站，其特征在于， 所述碼序列乘法單元對(duì)變換為時(shí)域的所述信號(hào)進(jìn)行符號(hào)反轉(zhuǎn)。
9、 如權(quán)利要求l所述的基站，其特征在于，所述P-SCH基本波形生成單元在頻域中以中心頻率為中心的 (1/N)xNFFT(其中，N為整數(shù)，NFFT為FFT窗大小)的頻域內(nèi)生成P-SCH基 本波形。
10、 如權(quán)利要求l所迷的基站，其特征在于，所述P-SCH基本波形生成單元在頻域中以中心頻率為中心的 (1/N)xNFFT(其中，N為整數(shù)，NFFT為FFT窗大小)的頻域內(nèi)，使用Frank序 列生成P-SCH基本波形。
11、 如權(quán)利要求l所述的基站，還包括間隔剔除單元，間隔剔除在所述碼序列乘法單元中乘以碼序列后的所述 信號(hào)。
12、 如權(quán)利要求l所述的基站，還包括碼序列乘法單元，對(duì)在所述時(shí)間-頻率變換單元中再次變換為頻域的所述 信號(hào)乘以規(guī)定的碼序列。
13、 一種P-SCH生成方法，包括在頻域中以中心頻率為中心的(l/N)xNFFT(其中，N為整數(shù)，NFFT為FFT 窗大小)的頻域內(nèi)生成CAZAC碼的步驟；以及生成將所述CAZAC碼在頻域中重復(fù)的重復(fù)序列的步驟。
14、 一種P-SCH生成方法，還包括 在頻域中復(fù)用P-SCH和S-SCH時(shí)，將所述重復(fù)序列在頻域中間隔剔除的步驟。
15、如權(quán)利要求13所述的P-SCH生成方法，其特征在于，作為所述CAZAC碼，使用與規(guī)定的數(shù)據(jù)調(diào)制方式對(duì)應(yīng)的Fmnk序列。
全文摘要
同步信道通過以下步驟生成，即生成在每個(gè)規(guī)定數(shù)目的副載波間隔配置了在頻域中一定振幅的碼的信號(hào)作為P-SCH的基本波形；將所述信號(hào)變換為時(shí)域；對(duì)被變換為時(shí)域的所述信號(hào)乘以規(guī)定的碼序列；將乘以碼序列后的所述信號(hào)再次變換為頻域；生成S-SCH；以及對(duì)被再次變換為頻域的所述信號(hào)復(fù)用所述S-SCH。
文檔編號(hào)H04W88/08GK101480094SQ20078002355
公開日2009年7月8日 申請日期2007年4月20日 優(yōu)先權(quán)日2006年5月1日
發(fā)明者丹野元博, 佐和橋衛(wèi), 岸山祥久, 樋口健一, 永田聰 申請人:株式會(huì)社Ntt都科摩