專利名稱：提供多維cpm波形的方法、設(shè)備、計(jì)算機(jī)程序產(chǎn)品和裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明的示例性和非限制性實(shí)施例一般地涉及將信息調(diào)制到諸如射頻載波這樣的載波的方法、裝置和計(jì)算機(jī)程序產(chǎn)品，并且更具體地，涉及一類稱為連續(xù)相位調(diào)制器(continuous phase modulator)的調(diào)制器。

背景技術(shù)：
附上所定義的以下縮略詞 BLER 誤塊率 BPF帶通濾波器 BPSK 二進(jìn)制相移鍵控 CE 卷積編碼器 CPE連續(xù)相位編碼器 CPM連續(xù)相位調(diào)制 DFT離散傅里葉變換 DL 下行鏈路(例如，從基站到移動設(shè)備) GMSK 高斯最小頻移鍵控 GSM全球移動通信系統(tǒng) LPF低通濾波器 MM 無記憶調(diào)制器 M-QAM M元QAM(M-ary QAM) OFDM 正交頻分復(fù)用 QAM正交幅度調(diào)制 QPSK 正交相移鍵控 TPD傾斜(tilted)相位分解 UL上行鏈路(例如，從移動設(shè)備到基站) 日益增長的對在衰落信道上進(jìn)行高數(shù)據(jù)速率傳輸?shù)男枨笠呀?jīng)激發(fā)了對利用高頻譜效率的信令方法的興趣。雖然CPM的連續(xù)相位特性使得可以定義具有窄主頻譜波瓣和小頻譜旁瓣的方案，但是該信令格式阻止傳輸諸如M-QAM這樣的復(fù)星座圖信號(complex constellations)。因此，盡管已知CPM的功率和帶寬均有效，從而使得對于UL傳輸是理想的，但是仍然需要縮小在接受CPM與其它更廣泛利用的調(diào)制方法之間的差距。
為了更全面地理解本發(fā)明的示例性實(shí)施例，現(xiàn)在提供對常規(guī)CPM的簡要描述。
在第n個(gè)符號間隔上，二進(jìn)制單h CPM(single-h CPM)波形可以被表示為 其中T表示符號持續(xù)時(shí)間，ai∈{±1}是二進(jìn)制數(shù)據(jù)比特，并且h是調(diào)制指數(shù)。相位響應(yīng)函數(shù)q(t)是頻率函數(shù)f(t)的積分，頻率函數(shù)f(t)在時(shí)間區(qū)間(0，LT)之外為零并且被這樣標(biāo)度(scale)以便 M元單h CPM波形是二進(jìn)制單h情況的邏輯擴(kuò)展，其中信息符號現(xiàn)在是多電平的例如，ai∈{±1，±3，...，±(M-1)}。
最后，M元多h CPM波形可以被記為 其中ai∈{±1，±3，...，±(M-1)}，并且調(diào)制指數(shù)hn假設(shè)其值在集合{h(1)，...，h(Nh)}上。在一個(gè)實(shí)現(xiàn)中，例如，調(diào)制指數(shù)可以在允許值的集合上循環(huán)。
考慮(2)中的約束，可以示出CPM的這些變體中的任何一個(gè)均可以被記為 累積相位項(xiàng)(cumulative phase term)受到所有過去符號的影響，對此，q(t-nT)已經(jīng)達(dá)到其最終值1/2。當(dāng)調(diào)制指數(shù)是有理數(shù)(例如，當(dāng)h(i)＝2K(i)/P，其中K(i)和P是互素的整數(shù))時(shí)，則累積相位項(xiàng)屬于基數(shù)(cardinality)P的時(shí)不變集合，其中各點(diǎn)在單位圓上間隔均勻，例如因此，常規(guī)CPM可以被描述為有限狀態(tài)機(jī)，其信號完全由當(dāng)前輸入an以及下面的狀態(tài)變量來定義
通過定義，狀態(tài)變量sn從基數(shù)P·ML-1的集合中得出。
在所有這些情況下，輸入符號都從實(shí)整數(shù)值集合中得出。清楚地，禁止復(fù)星座圖，因?yàn)閍i+jbi(其中)形式的輸入符號將造成傳輸波形的包絡(luò)上的變化并由此損壞其恒定包絡(luò)特性。此外，為了利用該波形的有限狀態(tài)機(jī)特性，符號被限于整數(shù)集合，并且調(diào)制指數(shù)被限于有理數(shù)。
發(fā)明人已知的對于設(shè)計(jì)具有更高頻譜效率的CPM方案的一些常規(guī)努力都是在經(jīng)典CPM的約束(有理數(shù)調(diào)制指數(shù)以及整數(shù)值星座圖)下進(jìn)行操作。下面是這些方案的幾個(gè)例子。
T.Svensson和A.Svensson在“On convolutionally encoded partialresponse CPM，”Proc.IEEE Vehicular Technology Conference，Amsterdam，The Netherlands，Sept.1999，vol.2，pp.663-667中發(fā)現(xiàn)了在關(guān)于頻譜屏蔽(spectrum mask)的約束下用于不同字母表大小(alphabetsizes)和相位脈沖長度的未編碼CPM方案。
D.Asano、H.Leib和S.Pasupathy在“Phase smoothing functions forfull response CPM，”Proc.IEEE Pacific Rim Conference onCommunications，Computers and Signal Processing，June 1989，pp.316-319中研究了相位脈沖的優(yōu)化，用于為二進(jìn)制全響應(yīng)CPM最小化有效帶寬和BER。
在M.Campanella、U.Lo Faso和G.Mamola的“Optimumbandwidth-distance performance in full response CPM systems，”IEEETransactions on Communications，vol.36，no.10，pp.1110-1118，Oct.1988中，導(dǎo)出了一種在規(guī)定的最小歐幾里德距離的情況下用于二進(jìn)制全響應(yīng)CPM的最優(yōu)相位脈沖的分析解決方案。
D.Asano、H.Leib和S.Pasupathy在“Phase smoothing functions forfull response CPM，” Proc.IEEE Pacific Rim Conference onCommunications，Computers and Signal Processing，June 1989，pp.316-319中研究了對相位脈沖的優(yōu)化，用于為二進(jìn)制全響應(yīng)CPM最小化有效帶寬和BER。
在M.Campanella、U.Lo Faso和G.Mamola的“Optimumbandwidth-distance performance in full response CPM systems，”IEEETransactions on Communications，vol.36，no.10，pp.1110-1118，Oct.1988中，導(dǎo)出了一種在規(guī)定的最小歐幾里德距離的情況下用于二進(jìn)制全響應(yīng)CPM的最優(yōu)相位脈沖的分析解決方案。
所有這些常規(guī)CPM方法都約束了符號星座圖以及調(diào)制指數(shù)。
此外，常規(guī)CPM具有時(shí)不變有限維(累積)相位狀態(tài)空間。當(dāng)調(diào)制指數(shù)h＝2K/P(K和P是互素整數(shù))時(shí)，則累積相位可以僅假設(shè)P個(gè)不同值中的一個(gè)

因此，常規(guī)CPM信號的累積相位假設(shè)了在單位圓上等間隔的值，并且其狀態(tài)空間完全由向量s＝[θn，σn]來描述，其具有總計(jì)PML-1個(gè)時(shí)不變的不同值。
對于常規(guī)CPM的傾斜相位表示(tilted phase representation)的討論，參見B.Rimoldi的“A decomposition approach to CPM”，IEEE Trans.OnInformation Theory，vol.34，no.2，March 1998，pp.260-270以及B.Rimoldi的“Coded continuous phase modulation using ring convolutional codes”，IEEE Trans.On Communications，vol.43，no.11，Nov.1995，pp.2714-2720。
在“A decomposition approach to CPM”中，Rimoldi示出了可如何在編碼器是線性的(模為M)和時(shí)不變的方式下，將單h CPM系統(tǒng)分解成后面接MM的CPE。該替代信號表示已經(jīng)被包含成為很多后續(xù)CPM研究的主導(dǎo)元素，因?yàn)樗峁┝藘蓚€(gè)不同的優(yōu)點(diǎn)(1)該表示迫使相位軌跡(phase trajectory)成為時(shí)不變的(這簡化了用于最優(yōu)檢測的接收機(jī)設(shè)計(jì))；以及(2)它還提供了對用于生成卷積編碼的CPM波形的簡化發(fā)射機(jī)體系結(jié)構(gòu)的理解(如在“Coded continuous phase modulation using ringconvolutional codes”中所公開的)。簡而言之，Rimoldi的傾斜相位表示利用了以下事實(shí)由于卷積碼和CPE是在相同的代數(shù)(模M的整數(shù)環(huán)(ringof integers modulo M))上，因此CPE的狀態(tài)可以被反饋回來并且由卷積編碼器使用。該概念在圖1A和圖1B中示出，其分別仿照來自B.Rimoldi的“Coded continuous phase modulation using ring convolutional codes”，IEEE Trans.On Communications，vol.43，no.11，Nov.1995，pp.2714-2720中的圖1和圖4。
圖1示出了在調(diào)制指數(shù)h＝K/P的情況下M元CPM方案的框圖。該CPM方案被分解成后面尾隨MM的CPE。圖2示出了M元CPM方案與在模M的整數(shù)環(huán)上的外部卷積編碼器的組合。CE和CPE這二者的輸入和輸出都是M元的。


發(fā)明內(nèi)容
根據(jù)本發(fā)明的示例性實(shí)施例是一種用于提供多維連續(xù)相位調(diào)制波形的方法。選擇基向量空間

將該基向量空間v的元素乘以集合

的信息符號λi，m，以便為

個(gè)信號維(signaldimensions)中的每一個(gè)獲得乘積。這些乘積中的至少一個(gè)是無理數(shù)。通過恒定包絡(luò)波形在第n個(gè)符號間隔中發(fā)射每個(gè)所述乘積，所述恒定包絡(luò)波形在

維上具有連續(xù)相位調(diào)制。
根據(jù)本發(fā)明的另外的示例性實(shí)施例是一種用于提供多維連續(xù)相位調(diào)制波形的設(shè)備。所述設(shè)備包括處理器，該處理器被配置以便選擇基向量空間

并且被配置以便將所述基向量空間v的元素乘以集合

的信息符號λi，m，以便為

個(gè)信號維中的每一個(gè)獲得乘積。這些乘積中的至少一個(gè)是無理數(shù)。所述設(shè)備具有發(fā)射機(jī)，該發(fā)射機(jī)被配置以便通過恒定包絡(luò)波形在第n個(gè)符號間隔中發(fā)射每個(gè)所述乘積，所述恒定包絡(luò)波形在

維上具有連續(xù)相位調(diào)制。
根據(jù)本發(fā)明的進(jìn)一步的示例性實(shí)施例是一種包括用于提供多維連續(xù)相位調(diào)制波形的計(jì)算機(jī)程序的計(jì)算機(jī)可讀介質(zhì)。所述程序包括選擇基向量空間

所述程序?qū)⑺龌蛄靠臻gv的元素乘以集合

的信息符號λi，m，以便為

個(gè)信號維中的每一個(gè)獲得乘積。這些乘積中的至少一個(gè)是無理數(shù)。所述程序包括指令，用于通過恒定包絡(luò)波形在第n個(gè)符號間隔中發(fā)射每個(gè)所述乘積，所述恒定包絡(luò)波形在

維上具有連續(xù)相位調(diào)制。
根據(jù)本發(fā)明的另外的示例性實(shí)施例是一種用于提供多維連續(xù)相位調(diào)制波形的裝置。所述裝置包括用于選擇基向量空間

的裝置。所述裝置還具有用于將所述基向量空間v的元素乘以集合

的信息符號λi，m以便為

個(gè)信號維中的每一個(gè)獲得乘積的裝置。這些乘積中的至少一個(gè)是無理數(shù)。所述裝置具有用于通過恒定包絡(luò)波形在第n個(gè)符號間隔中發(fā)射每個(gè)所述乘積的裝置，所述恒定包絡(luò)波形在

維上具有連續(xù)相位調(diào)制。
在特定的示例性實(shí)施例中，用于選擇的裝置和用于相乘的裝置包括處理器；并且用于發(fā)射的裝置包括發(fā)射機(jī)。



在附圖中 圖1A和1B示出了使用CPE和MM在調(diào)制指數(shù)h＝K/P的情況下發(fā)射M元CPM方案(圖1A)，以及M元CPM方案與模M的整數(shù)環(huán)上的外部卷積編碼器的組合(圖1B)； 圖2是根據(jù)本發(fā)明的示例性實(shí)施例的裝置的簡化框圖，該裝置包括根據(jù)多維CPM教導(dǎo)進(jìn)行操作的調(diào)制器； 圖3是部分以框圖的形式圖示了包括多維CPM調(diào)制器的廣義發(fā)射機(jī)的示例性電路圖； 圖4是部分以框圖的形式圖示了包括多維CPM解調(diào)器的廣義接收機(jī)的示例性電路圖； 圖5示出了多維CPM相對于常規(guī)CPM和BPSK/QPSK/16-QAM的互信息率(mutual information rate)的比較； 圖6示出了常規(guī)CPM(h＝1)以及多維CPM(h＝1)的功率譜的比較； 圖7示出了常規(guī)CPM(h＝1/4)以及多維CPM(h＝1/4)的功率譜的比較； 圖8示出了常規(guī)CPM(h＝1/2)以及多維CPM(h＝1/2)的功率譜的比較； 圖9示出了常規(guī)CPM(h＝1/3)以及多維CPM(h＝1/3)的功率譜的比較； 圖10示出了對于L＝2，升余弦頻率脈沖成形，h＝1/2的常規(guī)二進(jìn)制CPM以及四進(jìn)制CPM(M＝2相對于M＝4)的頻譜的比較； 圖11是廣義相位狀態(tài)轉(zhuǎn)移圖，其指示了隨時(shí)間而變的狀態(tài)轉(zhuǎn)移以及在每個(gè)時(shí)刻的相位狀態(tài)的最大數(shù)目； 圖12是示出了用于描述對于而言隨時(shí)間而變以及隨調(diào)制指數(shù)而變的多維CPM所需的相位狀態(tài)數(shù)的示圖； 圖13圖示了當(dāng)h＝1/2時(shí)(連續(xù))相位狀態(tài)空間的軌跡； 圖14圖示了在500個(gè)符號間隔上的多維CPM的累積相位； 圖15根據(jù)本發(fā)明的示例性實(shí)施例示出了使用相位響應(yīng)脈沖成形在500個(gè)符號間隔上的多維CPM的累積相位； 圖16示出了在500個(gè)符號間隔上的多維CPM的累積相位； 圖17根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例圖示了使用相位響應(yīng)脈沖成形在500個(gè)符號間隔上的多維CPM的累積相位； 圖18圖示了在500個(gè)符號間隔上的多維CPM的累積相位； 圖19示出了在500個(gè)符號間隔上的多維CPM的累積相位； 圖20呈現(xiàn)了標(biāo)度相位響應(yīng)函數(shù)以達(dá)到所期望的最終值的例子，其中所得到的函數(shù)既平滑又連續(xù)； 圖21是部分以框圖的形式圖示了根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例的廣義發(fā)射機(jī)的示例性電路圖，其中廣義發(fā)射機(jī)包括使用特殊的數(shù)據(jù)相關(guān)的尾部符號(data-dependent tail symbol)的多維CPM調(diào)制器； 圖22是實(shí)現(xiàn)了對于h＝K/P的多維CPM的廣義傾斜相位分解的電路的框圖； 圖23是圖示了在多維CPM信號的累積相位的常規(guī)(C)定義與使用傾斜相位分解(TPD)的累積相位狀態(tài)的總數(shù)目之間的比較的示圖； 圖24是圖示了多維CPM方案與在模M的整數(shù)環(huán)上的外部CE的組合的電路框圖，其中CE和CPE這二者的輸入和輸出都是M元的(對于該特定信號維數(shù)來說由適當(dāng)?shù)幕M(jìn)行加權(quán))；以及 圖25圖示了根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例的方法的流程圖。

具體實(shí)施例方式 本發(fā)明的示例性實(shí)施例提供了一種多維CPM裝置和方法。
根據(jù)本發(fā)明的示例性實(shí)施例克服了上述問題之一(例如，在常規(guī)CPM中，符號被限制于整數(shù)集，并且調(diào)制指數(shù)被限制成有理數(shù))，以便將CPM一般化成更寬泛的信令類別。
如上所述，將CPM設(shè)計(jì)成具有更高頻譜效率的常規(guī)方法約束了符號星座圖和調(diào)制指數(shù)。然而，使用本發(fā)明的示例性實(shí)施例使得符號星座圖開放到具有大得多的基數(shù)的集合(通過還包括了有理數(shù)和無理數(shù))。我們可以使用優(yōu)化技術(shù)，以便找到這樣的符號星座圖，即相比于發(fā)明人已知的常規(guī)方法，該符號星座圖實(shí)現(xiàn)了新穎的CPM波形并且或者對其特征進(jìn)行改進(jìn)。
現(xiàn)在描述的是一種用于設(shè)計(jì)更具頻譜效率的CPM裝置和波形的方法。示例性實(shí)施例(可以被一般地歸類為多維CPM)具有常規(guī)CPM的連續(xù)相位和恒定包絡(luò)特性，以便使得功率譜被很好地定義。然而，在此所描述的本發(fā)明方法的一個(gè)顯著方面(用于明確地將其與發(fā)明人已知的常規(guī)CPM方法區(qū)分開來)在于考慮這樣的星座圖，即這些星座圖被構(gòu)造于向量空間中，或者作為與代數(shù)數(shù)域(algebraic number field)相關(guān)聯(lián)的點(diǎn)陣(lattices)。因此，所發(fā)射的信息符號(假設(shè)在實(shí)線(real line)上的值)并不一定局限于整數(shù)或有理數(shù)。
實(shí)際上來說，向量空間構(gòu)造暗示我們定義N維向量基v＝[v1 Λ vN](這可以根據(jù)N維點(diǎn)陣的基的元素來定義)，并且然后使用所定義的向量基，以便在每個(gè)符號間隔期間，在所發(fā)射的波形的相位中發(fā)送N個(gè)信息符號

(下面描述了其細(xì)節(jié))。盡管這些信息符號本身仍然可以從常規(guī)的整數(shù)值符號星座圖得到，然而，從實(shí)點(diǎn)陣得到的向量基的元素可以是有理數(shù)或無理數(shù)。因此，有效發(fā)射的信息符號(其被分別定義為向量基元素與實(shí)際信息符號的乘積)，{vnλi，n}n＝1N，可以是有理數(shù)或無理數(shù)。
常規(guī)CPM被用于每間隔發(fā)送一個(gè)信息符號，相對于可以發(fā)送復(fù)數(shù)符號或者可以在相同的時(shí)間段上采用幅度和相位調(diào)制的其它調(diào)制方法，這限制了其頻譜效率。雖然用于增加其效率的CPM波形的幅度調(diào)制是一種備選方案，但是在此并沒有進(jìn)一步考慮這種方法，因?yàn)樗谕哪康氖潜３諧PM波形的恒定包絡(luò)特性，以便其可以在不使波形的信息承載部分失真的情況下與具有成本效益的非線性功率放大器一起使用。本發(fā)明的示例性實(shí)施例通過以下方式來解決這一問題定義能夠在每個(gè)傳輸間隔期間發(fā)射多維信息符號的恒定包絡(luò)連續(xù)相位信號。因而，本發(fā)明的示例性實(shí)施例將CPM一般化成更寬泛的信令類別，其能夠以恒定幅度、連續(xù)相位格式在每個(gè)符號間隔發(fā)送超過一個(gè)的信息符號。
通過移除已經(jīng)施加在CPM上的經(jīng)典限制中的一些，提供了一種裝置，由此獲得更為穩(wěn)健的CPM信號設(shè)計(jì)，相比于常規(guī)CPM，這已經(jīng)增強(qiáng)了頻譜容度(containment)、更高的容量以及更低的攔截可能性。因而，使得我們能夠基于多個(gè)性能準(zhǔn)則來優(yōu)化多維CPM。
現(xiàn)在描述的是新提出的一類恒定包絡(luò)的連續(xù)相位信號，這些信號將其調(diào)制符號構(gòu)造為向量空間中較高維度的調(diào)制或者與代數(shù)域相關(guān)聯(lián)的點(diǎn)陣。
代數(shù)域移除了與使用常規(guī)的復(fù)星座圖(例如M-QAM)相關(guān)聯(lián)的一些限制，其并不明確地適合CPM信號模型。在其它情況下已經(jīng)提出了實(shí)的基于點(diǎn)陣的星座圖(real lattice-based constellations)，作為具有頻譜效率的備選方案用于在瑞利衰落信道上傳輸。在接下來的描述中，它們被用作設(shè)計(jì)針對常規(guī)M元CPM的一類更具頻譜效率的備選方案的機(jī)制。
常規(guī)CPM使用M元符號星座圖，其中從實(shí)整數(shù)集{-(M-1)，...-1，1，...，(M-1)}獲得該符號集。通過定義，M＝2K，并且K是整數(shù)。由于信息符號被編碼到所發(fā)射的信號的相位中，因此它們被限于實(shí)線(否則將失去恒定包絡(luò)特性)。
多維CPM 現(xiàn)在提供對多維CPM信令的詳細(xì)描述。盡管公式是針對單h多維CPM提供的，然而應(yīng)當(dāng)注意，本發(fā)明的示例性實(shí)施例也應(yīng)用于多h對應(yīng)物。
通常將多維CPM波形的復(fù)數(shù)基帶等效定義為 s(t，λ)＝ejφ(t，λ)，(6) λ表示多維信息序列。假設(shè)在時(shí)間t＝0開始發(fā)射，那么在第n個(gè)符號間隔上，攜帶信息的相位(information carrying phase)可以被表示為 其中

是攜帶信息的基向量(information-carryingbasic vector)，并且λi，m是在每個(gè)信號維上攜帶的

元信息符號。因此，這里應(yīng)當(dāng)注意，

-多維CPM調(diào)制被用作M元CPM的備選方案，因?yàn)檫@二者都可以在每個(gè)符號間隔期間攜帶相同數(shù)目的信息符號
相位響應(yīng)函數(shù)全都滿足廣義約束 而更常規(guī)的方法將假設(shè)qm(t)＝1/2。L表示發(fā)射波形的記憶長度。
多維CPM被設(shè)想用于與上行鏈路傳輸一起備選使用，其中，使用較少成本、功率高效的非線性功率放大可以用于幫助增加電池壽命。該布置將解調(diào)和解碼的責(zé)任置于基站，并且其有益于可能對DL使用OFDM以及對UL使用多維CPM的網(wǎng)絡(luò)。
幾種觀察是相關(guān)的。首先，不同于分派最終值q(LT)＝1/2的常規(guī)CPM，該廣義公式對相位響應(yīng)并沒有這樣的限制。如下面所闡明的，該特征在控制多維CPM波形的狀態(tài)空間上提供了更大的靈活性。
其次，對基向量v的僅有限制在于它由實(shí)元素組成。因此，該模型在相位變元(phase argument)中無條件地包括有理數(shù)和無理數(shù)。因此，在每維上發(fā)送的有效信息符號是λi，mvm，其可以是無理數(shù)。
在(8)中的約束導(dǎo)致了以下分別給出的就部分響應(yīng)分量和廣義累積相位項(xiàng)θn而言對于(8)中的相位函數(shù)的等效表示 在第n個(gè)符號間隔上，多維CPM完全由以下內(nèi)容來描述相位響應(yīng)函數(shù)的集合


個(gè)當(dāng)前輸入符號
相關(guān)狀態(tài)向量(correlative state vector)(其描述了在每個(gè)信號維上的

個(gè)過去的信息符號)
以及累積相位項(xiàng)θn(其累積了來自過去的符號的貢獻(xiàn))，如(9)中所定義的。
作為例子，考慮2元多維CPM構(gòu)造(M＝4)，其中并且信息符號λi∈{-1，+1}是二進(jìn)制的。在這種情況下，有效信息符號集合由

給出，其包括兩個(gè)無理元素。
多維CPM的累積相位項(xiàng)被定義為 累積相位項(xiàng)的特性取決于所選擇的向量基v以及對于每個(gè)信號維的相位響應(yīng)函數(shù)的最終值qm(LT)。在先前的例子中，當(dāng)λi∈{-1，+1}并且q1(LT)＝q2(LT)＝1/2時(shí)，則 作為第二例子，現(xiàn)在考慮λi∈{-1，+1}并且qm(LT)＝0的情況。于是，θn＝0并且狀態(tài)空間僅具有一個(gè)成員。因而，累積相位項(xiàng)是這樣的參數(shù)，即該參數(shù)的特征可以通過在此公開的新穎的信號模型的靈活性來形成。
已經(jīng)提供了這些例子來說明由于生成多維CPM波形而可以導(dǎo)致的信號特征的多樣性。可以探究該多樣性，以便將狀態(tài)空間設(shè)計(jì)成具有所期望的特性。
現(xiàn)在提供依照本發(fā)明的示例性實(shí)施例的多維CPM與其它較為常規(guī)的信令格式之間在兩個(gè)關(guān)鍵領(lǐng)域中的比較，這兩個(gè)關(guān)鍵領(lǐng)域是互信息率和頻譜占用率。
互信息率(按照每信道使用的比特(bits per channel use)來測量)是在使用諸如16-QAM或BPSK這樣的特定調(diào)制方案的約束下的理論信道容量。互信息率由香農(nóng)容量(Shannon capacity)來限定上界，其量化了在所有調(diào)制格式上的最大可能信道容量(例如，無約束容量)。
為了在數(shù)值上研究多維CPM的優(yōu)點(diǎn)，已經(jīng)運(yùn)行了Monte Carlo(蒙特卡洛)仿真，以便計(jì)算其在離散無記憶信道中的理論互信息率。另外，已經(jīng)使用Monte Carlo仿真技術(shù)將BPSK、QPSK、(矩形)16-QAM和常規(guī)CPM的互信息率計(jì)算為信噪比(Es/E0)的函數(shù)。
圖5含有對于多維CPM(當(dāng)h＝1、L＝2、和升余弦頻率脈沖成形)與常規(guī)CPM(當(dāng)h＝1、L＝2、M＝4并且使用升余弦頻率脈沖成形時(shí))的互信息率的直接比較。此外還示出了BPSK、QPSK和矩形16-QAM的互信息率作為信噪比的函數(shù)。如該圖中所清晰易見的，在-10dB至10dB范圍中的信噪比上，多維CPM波形具有所示出的所有信號中的最高互信息率，這意味著該調(diào)制格式在其正在比較的所有其它調(diào)制格式中具有最高的約束容量。
已經(jīng)通過對多維CPM和常規(guī)CPM的自相關(guān)的分析計(jì)算而研究了頻譜占用率。一旦被計(jì)算出，自相關(guān)便經(jīng)由離散傅立葉變換運(yùn)算被變換到頻域中，并且用于數(shù)值估計(jì)理論頻譜。在圖6中，示出了多維CPM對于(1)h＝1、L＝2、(2)在升余弦頻率脈沖成形情況下的h＝1、L＝2、和和(3)常規(guī)CPM(其中h＝1、L＝2、M＝4并且使用升余弦頻率脈沖成形)的頻譜的比較。圖6清楚地示出了多維CPM波形相比于常規(guī)CPM具有更好的頻譜占用率。另外，出現(xiàn)在常規(guī)CPM頻譜中的譜線(spectral line)并不存在于多維CPM，這意味著，至少對于所示出的情況來說，多維CPM表現(xiàn)出優(yōu)越的頻譜效率。
圖7至圖9中也示出了對于各種多維CPM和常規(guī)CPM信令格式的頻譜占用率比較。在這些圖中的頻譜都表明相比于常規(guī)CPM，多維CPM具有更緊湊的頻譜占用率，這使得對于多維CPM來說，符合頻譜屏蔽(spectral mask)成為了更簡單的任務(wù)。
圖7示出了對于常規(guī)CPM(M＝4、L＝2、升余弦頻率脈沖成形、h＝1/4)與多維CPM(M＝4、L＝2、h＝1/4、升余弦、和的功率譜的比較。圖8示出了對于常規(guī)CPM(M＝4、L＝2、升余弦頻率脈沖成形、h＝1/2)與多維CPM(M＝4、L＝2、h＝1/2、升余弦、和的功率譜的比較。圖9示出了對于常規(guī)CPM(M＝4、L＝2、升余弦頻率脈沖成形、h＝1/3)與多維CPM(M＝4、L＝2、h＝1/3、升余弦、和的功率譜的比較。
圖10示出了對于h＝1/2和L＝2(升余弦頻率脈沖成形)的二進(jìn)制CPM相對于四進(jìn)制CPM的頻譜的比較。圖10強(qiáng)調(diào)了以下事實(shí)通過增加調(diào)制階數(shù)(例如，通過增加調(diào)制中的電平數(shù))，我們可以改進(jìn)CPM信號的頻譜特性。因此，如果2元多維CPM相比于4元(四進(jìn)制)常規(guī)CPM具有更窄的頻譜，那么其也具有比常規(guī)二進(jìn)制CPM更窄的頻譜。包括在這類二進(jìn)制CPM波形中的一種重要波形是GMSK，其被用于GSM標(biāo)準(zhǔn)中。因此，正確地設(shè)計(jì)多維CPM波形所得到的信號相比于相應(yīng)的二進(jìn)制或四進(jìn)制CPM波形來說具有更窄的主瓣和更低的旁瓣。
基于前述描述，應(yīng)當(dāng)理解，對根據(jù)本發(fā)明的示例性實(shí)施例的多維CPM波形的使用提供了在通信信號分類的至少三個(gè)主要領(lǐng)域中的改進(jìn)。
頻譜容度可以選擇向量基和相位響應(yīng)函數(shù)，以便最大化發(fā)射波形的頻譜特性。這可以轉(zhuǎn)換成相對于常規(guī)CPM來說更窄的主瓣、更低的旁瓣或者不存在譜線。
頻譜效率可以選擇向量基和相位響應(yīng)函數(shù)，以便最大化每信道使用的比特?cái)?shù)(例如，約束容量)。
較低的攔截可能性所增加的信號的復(fù)雜性降低了竊聽者可以解碼或中斷信號傳輸?shù)目赡苄浴?br> 參照圖2，示出了包括有耦合到根據(jù)本發(fā)明的示例性實(shí)施例進(jìn)行操作的M維CPM調(diào)制器14的信息源12的裝置(例如，用戶設(shè)備或用戶裝置(UE)10)的簡化框圖。該M-D CPM調(diào)制器14的輸出耦合到放大器，例如高效非線性放大器16，而該放大器又具有耦合到天線18的輸出。天線18向信道發(fā)射所產(chǎn)生的M-D CPM波形19作為恒定包絡(luò)連續(xù)相位信號(其能夠在每個(gè)傳輸間隔期間傳送多維信息符號)。也就是說，所產(chǎn)生的M-D CPM波形19是能夠以恒定幅度、連續(xù)相位格式在每個(gè)符號間隔發(fā)送超過一個(gè)信息符號的波形。M-D CPM調(diào)制器14生成調(diào)制符號，作為向量空間中的較高維的調(diào)制，或者作為與代數(shù)域相關(guān)聯(lián)的點(diǎn)陣。
所發(fā)射的M-D CPM波形19可以被基站(未示出)接收，在基站中其被解調(diào)以便檢索從信息源12輸出的信息。該信息可以被表示為對諸如語音這樣的聲信號進(jìn)行編碼的數(shù)據(jù)，或者其可以是諸如用戶數(shù)據(jù)和/或信令數(shù)據(jù)的數(shù)據(jù)。
在根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例中，M-D CPM波形19是一種這樣的波形，即在其中，根據(jù)對以下作為兩個(gè)非限制性例子的使用來減小相位狀態(tài)空間a)特殊的數(shù)據(jù)相關(guān)的尾部符號，以迫使相位狀態(tài)在預(yù)先指定的間隔返回預(yù)定的(例如，零)(累積)相位狀態(tài)；或者b)相位響應(yīng)函數(shù)的脈沖成形，以迫使相位狀態(tài)是時(shí)不變的。
在示例性實(shí)施例中，M-D CPM調(diào)制器14可以具體體現(xiàn)在諸如基站這樣的網(wǎng)絡(luò)節(jié)點(diǎn)或組件中。
圖3是部分以框圖形式的示例性電路圖，其較為詳細(xì)地圖示了包括圖2的多維CPM調(diào)制器14的廣義發(fā)射機(jī)。
圖4是部分以框圖形式的示例性電路圖，其進(jìn)一步根據(jù)本發(fā)明的示例性實(shí)施例圖示了包括用于從CPM調(diào)制器14接收M-D CPM波形19的多維CPM解調(diào)器30的廣義接收機(jī)。
一般而言，UE 10的各種實(shí)施例可以包括，但不限于，蜂窩電話、具有無線通信能力的個(gè)人數(shù)字助理(PDA)、具有無線通信能力的便攜式計(jì)算機(jī)、具有無線通信能力的諸如數(shù)字照相機(jī)這樣的圖像捕獲設(shè)備、具有無線通信能力的游戲設(shè)備、具有無線通信能力的音樂存儲和回放裝置、允許無線因特網(wǎng)訪問和瀏覽的因特網(wǎng)裝置，以及并入了這樣的功能的組合的便攜式單元或終端。
本發(fā)明的示例性實(shí)施例可以完全或部分通過可由UE 10的數(shù)據(jù)處理器(DP)20執(zhí)行的計(jì)算機(jī)軟件、或通過硬件、或者通過軟件和硬件的組合來實(shí)現(xiàn)。當(dāng)至少部分地以軟件來實(shí)現(xiàn)的時(shí)候，可以理解，耦合到DP 20的將是存儲器(MEM)22，其存儲了含有程序指令22A的計(jì)算機(jī)程序產(chǎn)品。程序指令22A的執(zhí)行導(dǎo)致實(shí)現(xiàn)根據(jù)本發(fā)明的示例性實(shí)施例的至少一種方法的操作。
根據(jù)本發(fā)明的示例性實(shí)施例是一種方法，其包括考慮諸如被定義為s(t，λ)＝ejφ(t，λ)的多維CPM波形的復(fù)數(shù)基帶等效，其中λ表示多維信息序列，并且假設(shè)傳輸在時(shí)間t＝0開始，那么在第n個(gè)符號間隔上，攜帶信息的相位可以被表示為其中

是攜帶信息的基向量，并且λi，m是在每個(gè)信號維上攜帶的

元信息符號，其中并且其中hi表示調(diào)制指數(shù)，其可以是單電平或多電平調(diào)制指數(shù)。
該方法如在前面的段落中一樣，其中

-多維CPM調(diào)制是對M元CPM的替換。
在如前面段落中的其中相位響應(yīng)函數(shù)滿足廣義約束的方法中 其中，這些約束就分別由以下給出的部分響應(yīng)分量和廣義累積相位項(xiàng)θn而言產(chǎn)生了相位函數(shù)的等效表示 在如前面段落的方法中，并且在第n個(gè)符號間隔上，多維CPM完全由以下內(nèi)容來描述相位響應(yīng)函數(shù)的集合


個(gè)當(dāng)前輸入符號

相關(guān)狀態(tài)向量(其描述了在每個(gè)信號維上的

個(gè)過去的信息符號)

以及累積相位項(xiàng)θn。
根據(jù)本發(fā)明的示例性實(shí)施例的計(jì)算機(jī)程序產(chǎn)品包括存儲在計(jì)算機(jī)可讀介質(zhì)中的計(jì)算機(jī)可執(zhí)行指令，對其執(zhí)行所導(dǎo)致的操作包括考慮被定義為s(t，λ)＝ejφ(t，λ)的多維CPM波形的復(fù)數(shù)基帶等效，其中λ表示多維信息序列，并且假設(shè)傳輸在時(shí)間t＝0開始，那么在第n個(gè)符號間隔上，攜帶信息的相位可以被表示為其中

是攜帶信息的基向量，并且λi，m是在每個(gè)信號維上攜帶的

元信息符號，其中并且其中hi表示調(diào)制指數(shù)，其可以是單電平或多電平調(diào)制指數(shù)。
計(jì)算機(jī)程序產(chǎn)品如在前面的段落一樣，其中

-多維CPM調(diào)制是對M元CPM的替換。
在如前面段落中的計(jì)算機(jī)程序產(chǎn)品中，相位響應(yīng)函數(shù)全都滿足廣義約束 其中，這些約束就分別由以下給出的部分響應(yīng)分量和廣義累積相位項(xiàng)θn而言產(chǎn)生了相位函數(shù)的等效表示 在如前面段落的計(jì)算機(jī)程序產(chǎn)品中，并且在第n個(gè)符號間隔上，多維CPM完全由以下內(nèi)容來描述相位響應(yīng)函數(shù)的集合


個(gè)當(dāng)前輸入符號

相關(guān)狀態(tài)向量(其描述了在每個(gè)信號維上的

個(gè)過去的信息符號)

以及累積相位項(xiàng)θn。
根據(jù)本發(fā)明的示例性實(shí)施例的多維CPM調(diào)制器包括用于生成被定義為s(t，λ)＝ejφ(t，λ)的多維CPM波形的電路，其中λ表示多維信息序列，并且假設(shè)傳輸在時(shí)間t＝0開始，那么在第n個(gè)符號間隔上，攜帶信息的相位可以被表示為其中

是攜帶信息的基向量，并且λi，m是在每個(gè)信號維上攜帶的

元信息符號，其中并且其中hi表示調(diào)制指數(shù)，其可以是單電平或多電平調(diào)制指數(shù)。
多維CPM調(diào)制器如在前面的段落中一樣，其中

-多維CPM調(diào)制是對M元CPM的替換。
在如前面段落的多維CPM調(diào)制器中，相位響應(yīng)函數(shù)全都滿足廣義約束 其中，這些約束就分別由以下給出的部分響應(yīng)分量和廣義累積相位項(xiàng)θn而言產(chǎn)生了相位函數(shù)的等效表示 在如前面段落的多維CPM調(diào)制器中，并且在第n個(gè)符號間隔上，多維CPM完全由以下內(nèi)容來描述相位響應(yīng)函數(shù)的集合


個(gè)當(dāng)前輸入符號

相關(guān)狀態(tài)向量(其描述了在每個(gè)信號維上的

個(gè)過去的信息符號)

以及累積相位項(xiàng)θn。
如上的多維CPM調(diào)制器體現(xiàn)在移動通信設(shè)備中。
如上的多維CPM調(diào)制器體現(xiàn)為移動通信設(shè)備中的發(fā)射機(jī)的一部分。
如上的多維CPM調(diào)制器至少體現(xiàn)在集成電路中的一部分中。
在一些示例性實(shí)施例中，M-D CPM調(diào)制器可以體現(xiàn)在諸如基站這樣的網(wǎng)絡(luò)節(jié)點(diǎn)或組件中。
因而已經(jīng)提供了對多維CPM的概述，現(xiàn)在描述根據(jù)本發(fā)明的示例性實(shí)施例用于減小多維CPM的相位狀態(tài)空間的技術(shù)。
首先注意到，對于多維CPM的狀態(tài)空間描述完全在下面的向量中獲得 sn＝[θn，σn].(14) 相關(guān)狀態(tài)向量可假設(shè)的所有可能值的集合是時(shí)不變的，因?yàn)檎{(diào)制字母表(modulation alphabet)總是相同的。然而，累積相位項(xiàng)從中取得其值的集合通常是時(shí)變的。累積相位狀態(tài)的該特性使得多維CPM有別于常規(guī)CPM，并且該特性如下文較為詳細(xì)討論的而被采用。
可以示出多維CPM的累積相位項(xiàng)，其通常屬于基數(shù)隨時(shí)間變化的集合。這暗示狀態(tài)空間s＝[θn，σn]是可以在第n個(gè)符號間隔上采取ΘnML-1個(gè)不同值的向量，其中Θn表示累積相位可以在區(qū)間nT≤t＜(n+T)T上假設(shè)的可能值的數(shù)目。對于常規(guī)CPM來說，Θn＝P。
如將要描述的，本發(fā)明的示例性實(shí)施例提供了新穎的編碼技術(shù)，該技術(shù)減小了多維CPM的相位狀態(tài)空間的大小，從而使得所產(chǎn)生的波形具有與常規(guī)CPM相當(dāng)?shù)膹?fù)雜度。
對多維CPM的數(shù)值研究已經(jīng)表明，在初始過渡周期(transient period)之后，在時(shí)間t處(其中nT≤t≤(n+1)T)可能的多維CPM相位狀態(tài)的數(shù)目差不多近似為 Θn≈2nP.(15) 作為例子，我們可以檢查對于M＝4，λn，i＝±1的相位狀態(tài)空間的一般特性。在不失一般性的情況下，假設(shè)v1＝1，并且基向量v＝[1，v2]。我們還可以進(jìn)行(常規(guī))假設(shè)q1(t)＝q2(t)＝1/2。因此，多維CPM波形的累積相位可以記為 假設(shè)相位狀態(tài)從零狀態(tài)開始θ0＝0，在轉(zhuǎn)移時(shí)間到達(dá)下一狀態(tài)(n＝1)，對于相位狀態(tài)來說存在四個(gè)可能值，其對應(yīng)于累積相位的四個(gè)可能的輸入[1+v2 1-v2 -1+v2 -1-v2]。然后這四種狀態(tài)可以在n＝2轉(zhuǎn)移到最大值十一個(gè)狀態(tài)。最后，那十一個(gè)狀態(tài)可以在n＝3轉(zhuǎn)移到最大可能的二十個(gè)狀態(tài)。在圖11中圖示了這些狀態(tài)轉(zhuǎn)移。注意到，圖11僅簡單示出了從時(shí)間n＝0到n＝3的可能的狀態(tài)。
應(yīng)當(dāng)注意有關(guān)本說明書的幾點(diǎn)。首先，由于輸入符號的對稱性以及v1＝1的事實(shí)，因此隨著時(shí)間的演進(jìn)，狀態(tài)的數(shù)目線性(而不是指數(shù))增加，如(15)中所示。這一點(diǎn)在圖12中進(jìn)一步被強(qiáng)調(diào)，圖12示出了對于以下情況的累積相位狀態(tài)空間的基數(shù)的增長率v＝[1，v2]、λn，i＝±1以及h＝1、1/2、1/3和1/4。
應(yīng)當(dāng)注意的第二點(diǎn)是在每個(gè)時(shí)間，圖11中所示出的相位狀態(tài)的數(shù)目都表示可能的相位狀態(tài)的最大數(shù)目，因?yàn)橛锌赡墚?dāng)取模2π時(shí)，(取決于調(diào)制指數(shù)的值)一些相位狀態(tài)可以是等效的。例如，在時(shí)間n＝2，將θ＝{0，2πh，-2πh}列為三個(gè)可能的相位狀態(tài)。然而，如果h＝1，那么它們實(shí)際上表示單位圓上的相同點(diǎn)。因此，所示出的相位狀態(tài)的數(shù)目實(shí)際上是關(guān)于可能的相位狀態(tài)的數(shù)目的上界。
為了降低接收機(jī)的復(fù)雜度，本發(fā)明的示例性實(shí)施例提供了一種迫使多維CPM的相位狀態(tài)具有與常規(guī)CPM相當(dāng)?shù)幕鶖?shù)的機(jī)制。例如，這可以通過使用本發(fā)明的示例性實(shí)施例來實(shí)現(xiàn)，如下所述。
第一實(shí)施例采用對于特殊的數(shù)據(jù)相關(guān)的尾部符號的使用，以迫使相位狀態(tài)在預(yù)先指定的間隔處返回到零(累積)相位狀態(tài)。對該實(shí)施例的使用使得我們能夠在特定的時(shí)間窗上限制可能的累積相位狀態(tài)的數(shù)目。
進(jìn)一步的實(shí)施例采用對于相位響應(yīng)函數(shù)的脈沖成形的使用，以迫使相位狀態(tài)成為時(shí)不變的。
這兩個(gè)實(shí)施例都是可以在發(fā)射機(jī)處使用的低復(fù)雜度技術(shù)，以便控制接收機(jī)處的多維CPM波形的復(fù)雜度。
現(xiàn)在進(jìn)一步描述數(shù)據(jù)相關(guān)的編碼方案的示例性實(shí)施例，可以利用該編碼方案來在有限的傳輸符號塊上限制多維CPM狀態(tài)空間的大小。在下面的場景中，假設(shè)每個(gè)多維CPM傳輸塊都被用于傳輸總計(jì)N個(gè)信息符號，在接收機(jī)處對這些信息符號進(jìn)行塊解調(diào)(block-demodulated)。
數(shù)據(jù)相關(guān)的尾部符號 假設(shè)λN是在N個(gè)符號長度的塊上傳輸?shù)亩嗑S信息序列。在這種情況下，發(fā)射機(jī)可以使用數(shù)據(jù)相關(guān)的尾部符號，以便迫使累積相位在每個(gè)傳輸塊的尾端返回到零狀態(tài)(或者返回到某個(gè)其它的指定狀態(tài))。
假設(shè)傳輸在時(shí)間t＝0開始，則在第n個(gè)符號間隔開始處的累積相位被定義為 如果我們將傳輸塊中的第(N-L)個(gè)輸入符號定義為N-L個(gè)先前的信息符號的累積總和 那么以下給出了在第N個(gè)符號間隔開始處(其與下一傳輸塊的開始一致)的累積相位項(xiàng) 如可以被理解的，特殊的尾部符號可能必須屬于調(diào)制字母表的擴(kuò)展域(extension field)。
通常，使用這樣的實(shí)施例，在每個(gè)符號間隔上有1/N信息丟失。然而，對于v1＝1的特殊情況來說，則僅需要使用該特殊的尾部符號，以便沖刷(flush)

個(gè)其它信號維，因?yàn)榈谝痪S表現(xiàn)類似常規(guī)CPM波形，其累積相位狀態(tài)是時(shí)不變的。對于后者的情況來說，我們可以使用特殊的尾部符號來沖刷這

個(gè)其它信號維。這意味著N-符號塊(其攜帶

個(gè)符號)的信息率將等于
作為簡單的例子，考慮以下情況在每發(fā)射100個(gè)符號之后，要求相位狀態(tài)返回到零累積相位狀態(tài)。通過使用特殊的尾部符號，我們可以獲得如圖13中所示的累積相位狀態(tài)軌跡。注意到，在圖13中，示出了除了在n＝100、200、300、400、500之外的連續(xù)累積相位，圖中示出的是其模2π等效(以便強(qiáng)調(diào)累積相位狀態(tài)在預(yù)定間隔處正在返回到零的事實(shí))。該例子清楚地示出了通過在每個(gè)數(shù)據(jù)塊內(nèi)簡單地引入特殊的數(shù)據(jù)相關(guān)的符號，我們可以將可能的累積相位狀態(tài)的最大數(shù)目限制成所期望的數(shù)目。
相位響應(yīng)函數(shù)成形 根據(jù)以上簡要討論的示例性實(shí)施例，可以迫使累積相位項(xiàng)表現(xiàn)得就像其在常規(guī)CPM中一樣?？紤]累積相位項(xiàng)的廣義表達(dá)式 在廣義多維CPM方案中，基向量被限制成假設(shè)了在實(shí)線上的值。因此，其還可以含有無理元素，這引起時(shí)變的相位狀態(tài)響應(yīng)。然而，具有時(shí)變相位狀態(tài)空間的問題可以通過以這樣的方式定義qm(LT)來回避，即在該方式下，乘積vmqm(LT)為有理數(shù)。因而，我們可以潛在地定義qm(LT)＝vm，其中選擇vm從而使得乘積vm·vm＝1/2，其是有理數(shù)。(1/2的標(biāo)度使得我們能夠與常規(guī)CPM進(jìn)行某些直接的比較)。
作為簡單但具有說明性的例子，令在這種情況下，我們可以定義或來滿足該約束。那么 現(xiàn)在，累積相位可以假設(shè)在每個(gè)符號間隔中的P個(gè)值中的一個(gè)(其中h＝K/P)，并且其狀態(tài)空間具有與常規(guī)CPM波形剛好相同的特征?，F(xiàn)在提供幾個(gè)說明性的例子。
在圖14中示出了作為單位圓上的連接點(diǎn)的500個(gè)符號間隔上的多維CPM波形的相位狀態(tài)的累進(jìn)(progression)。對于該波形來說，我們可以選擇

h＝1/4、q1(LT)＝1/2、q2(LT)＝1/2。如圖14的示圖所表明的，累積相位狀態(tài)的數(shù)目在500符號窗口上可以非常大。然而，在圖15中，示出了引入特殊的相位響應(yīng)脈沖成形以及使用信號參數(shù)

q1(LT)＝1/2、h＝1/4的影響。如可以看出的，所產(chǎn)生的累積相位僅假設(shè)了圍繞單位圓的四個(gè)值，這剛好與使用h＝1/4的常規(guī)CPM波形的屬性相同。
圖16中示出了另外的例子，其中用于多維CPM波形的信號參數(shù)被給出為
如在先前的情況下，我們可以觀察到多維CPM的累積相位可以呈現(xiàn)隨時(shí)間演進(jìn)的大量的值。然而，圖17示出了將相位響應(yīng)脈沖成形應(yīng)用于該波形的影響。在圖17中，我們可以使用

q1(LT)＝1/2，h＝1/8?，F(xiàn)在，累積相位狀態(tài)的數(shù)目等于八，其與使用相同調(diào)制指數(shù)的常規(guī)CPM相當(dāng)。
圖18中示出了進(jìn)一步的例子，其中多維CPM參數(shù)被給出為

h＝2/5，q1(LT)＝1/2，q2(LT)＝1/2。相位狀態(tài)的數(shù)目是大的。然而，在應(yīng)用了相位響應(yīng)脈沖成形以及使用了信號參數(shù)

h＝2/5，q1(LT)＝1/2，之后，我們發(fā)現(xiàn)在500個(gè)符號間隔上的相位狀態(tài)的數(shù)目等于五，其與使用h＝2/5的常規(guī)CPM波形的相位狀態(tài)的數(shù)目相等(參見圖19)。
這三個(gè)非限制性例子用于說明對本發(fā)明的該實(shí)施例的利用以及通過應(yīng)用該實(shí)施例可以獲得的優(yōu)點(diǎn)，從而降低狀態(tài)空間復(fù)雜度，轉(zhuǎn)而降低解調(diào)復(fù)雜度。
現(xiàn)在描述用于確定滿足以下兩個(gè)約束的適當(dāng)?shù)钠交B續(xù)的相位響應(yīng)函數(shù)的集合的示例性技術(shù) m＝1，…，M.(21) 有很多可能性來找到這樣的函數(shù)的適當(dāng)集合。從說明性的觀點(diǎn)來看(盡管不一定是最優(yōu)的)，有用的一種直觀方法是定義具有以下形式的用于每個(gè)信號維的平滑分段連續(xù)函數(shù) 其中 現(xiàn)在考慮對于L＝4和向量基的例子。由于v1＝1，因此在第一維上使用的相位脈沖可以被常規(guī)地定義。然而，在第二維上使用的相位脈沖可以被定義為 其是升余弦型模型。該波形在圖20中說明。
圖21是部分地以框圖形式圖示了廣義發(fā)射機(jī)的示例性電路圖，根據(jù)本發(fā)明的示例性實(shí)施例，該廣義發(fā)射機(jī)包括使用特殊的數(shù)據(jù)相關(guān)的尾部符號的多維CPM調(diào)制器14′。
注意到，圖3中所示出的多維CPM調(diào)制器14的實(shí)施例可以被視為也是對本發(fā)明的該實(shí)施例的描述，該實(shí)施例采用了對相位響應(yīng)函數(shù)的脈沖成形的使用，以迫使相位狀態(tài)為時(shí)不變的。
所發(fā)射的M-D CPM 19波形可以被基站(未示出)接收，在基站中其被解調(diào)以便檢索從信息源12輸出的信息。該信息可以被表示為對諸如語音這樣的聲信號進(jìn)行編碼的數(shù)據(jù)，或者其可以是諸如用戶數(shù)據(jù)和/或信令數(shù)據(jù)的數(shù)據(jù)。
在其它示例性實(shí)施例中，M-D CPM調(diào)制器14可以體現(xiàn)在諸如基站這樣的網(wǎng)絡(luò)節(jié)點(diǎn)或組件中。
如應(yīng)當(dāng)認(rèn)識到的，對本發(fā)明的示例性實(shí)施例的使用使得能夠?qū)⒂糜诮庹{(diào)M-D CPM波形所需要的網(wǎng)格狀態(tài)(trellis states)的數(shù)目從T＝ΘnML-1(其中Θn＝2nP)降低到恒定值T＝PML-1。這代表在發(fā)射機(jī)設(shè)備10處以低實(shí)現(xiàn)成本顯著降低了解調(diào)復(fù)雜度。
對于無理信息基(irrational information basis)的使用允許在傳輸波形設(shè)計(jì)上的附加的靈活性(這在常規(guī)CPM中不可獲得)。該附加的靈活性可以用于優(yōu)化波形的頻譜特征，以便其具有比常規(guī)CPM更好的頻譜容度?？梢允褂酶鞣N優(yōu)化方法來確定可以與多維CPM波形一起使用的最優(yōu)相位響應(yīng)函數(shù)。
當(dāng)M-D CPM傳輸塊足夠長的時(shí)候，使用數(shù)據(jù)相關(guān)的尾部符號降低了信息率，然而，僅降低了不太明顯的因子。因而，可以理解，在稍微降低性能的代價(jià)下，可以使用簡單的操作來控制累積相位狀態(tài)空間。例如，一種方法包括考慮如下定義的多維CPM波形的復(fù)數(shù)基帶等效 s(t，λ)＝ejφ(t，λ)， 其中λ表示多維信息序列，并且假設(shè)傳輸在時(shí)間t＝0開始，那么在第n個(gè)符號間隔上，攜帶信息的相位可以被表示為其中

是攜帶信息的基向量，并且λi，m是在每個(gè)信號維上攜帶的

元信息符號，其中

-多維CPM調(diào)制可以被采用作為對M元CPM的替換。
在M-D CPM方法中，相位響應(yīng)函數(shù)全都滿足廣義約束 這些約束就分別由以下給出的部分響應(yīng)分量和廣義累積相位項(xiàng)θn而言產(chǎn)生了相位函數(shù)的等效表示 在第n個(gè)符號間隔上，多維CPM完全由以下內(nèi)容來描述相位響應(yīng)函數(shù)的集合


個(gè)當(dāng)前輸入符號

相關(guān)狀態(tài)向量(其描述了在每個(gè)信號維上的

個(gè)過去的信息符號)

以及累積相位項(xiàng)θn。
根據(jù)本發(fā)明的示例性實(shí)施例，在其一個(gè)方面中，一種方法包括定義數(shù)據(jù)相關(guān)的尾部符號，以減小M-D CPM波形的相位狀態(tài)空間，其中，對于傳輸塊中的第(N-L)個(gè)輸入符號可以被表示為N-L個(gè)先前的信息符號的累積總和的情況來說，下面給出了在第N個(gè)符號間隔開始處(其與下一傳輸塊的開始一致)的累積相位項(xiàng) 進(jìn)一步依照本發(fā)明的示例性實(shí)施例，在其另一方面中，一種方法包括使用相位響應(yīng)函數(shù)成形來減小M-D CPM波形的相位狀態(tài)空間，其中可以給出累積相位項(xiàng)的一般表達(dá)式 通過進(jìn)一步包括以下步驟的方法可以避免存在時(shí)變的相位狀態(tài)空間按照乘積vmqm(LT)是有理數(shù)這樣的方式來定義qm(LT)，并且由此定義qm(LT)＝vm，其中選擇vm從而使得乘積vm·vm＝1/2，其是有理數(shù)。
根據(jù)本發(fā)明的示例性實(shí)施例的計(jì)算機(jī)程序產(chǎn)品包括存儲在計(jì)算機(jī)可讀介質(zhì)中的計(jì)算機(jī)可執(zhí)行指令，對其執(zhí)行導(dǎo)致包括以下的操作定義數(shù)據(jù)相關(guān)的尾部符號，以減小M-D CPM波形的相位狀態(tài)空間，其中，對于傳輸塊中的第(N-L)個(gè)輸入符號可以被表示為N-L個(gè)先前的信息符號的累積總和的情況來說，下面給出了在第N個(gè)符號間隔開始處(其與下一傳輸塊的開始一致)的累積相位項(xiàng) 根據(jù)本發(fā)明的示例性實(shí)施例的計(jì)算機(jī)程序產(chǎn)品包括存儲在計(jì)算機(jī)可讀介質(zhì)中的計(jì)算機(jī)可執(zhí)行指令，對其執(zhí)行導(dǎo)致包括以下操作使用相位響應(yīng)函數(shù)成形來減小M-D CPM波形的相位狀態(tài)空間，其中可以給出累積相位項(xiàng)的一般表達(dá)式 通過包括以下內(nèi)容的操作可以避免存在時(shí)變的相位狀態(tài)空間按照乘積vmqm(LT)是有理數(shù)這樣的方式來定義qm(LT)，并且由此定義qm(LT)＝vm，其中選擇vm從而使得乘積vm·vm＝1/2，其是有理數(shù)。
根據(jù)本發(fā)明的示例性實(shí)施例的多維CPM調(diào)制器包括這樣的電路，該電路用于生成多維CPM波形，并定義數(shù)據(jù)相關(guān)的尾部符號以減小M-DCPM波形的相位狀態(tài)空間，其中，對于傳輸塊中的第(N-L)個(gè)輸入符號可以被表示為N-L個(gè)先前的信息符號的累積總和的情況來說，下面給出了在第N個(gè)符號間隔開始處(其與下一傳輸塊的開始一致)的累積相位項(xiàng) 進(jìn)一步根據(jù)本發(fā)明的示例性實(shí)施例，一種多維CPM調(diào)制器包括電路，用于生成多維CPM波形，以及使用相位響應(yīng)函數(shù)成形來減小M-D CPM波形的相位狀態(tài)空間，其中可以給出累積相位項(xiàng)的一般表達(dá)式 通過以下電路可以避免存在時(shí)變的相位狀態(tài)空間，即該電路進(jìn)一步按照乘積vmqm(LT)是有理數(shù)這樣的方式來定義qm(LT)，并且由此定義qm(LT)＝vm，其中選擇vm從而使得乘積vm·vm＝1/2，其是有理數(shù)。
如上的多維CPM調(diào)制器體現(xiàn)在移動通信設(shè)備中。
如上的多維CPM調(diào)制器體現(xiàn)為移動通信設(shè)備中的發(fā)射機(jī)的一部分。
如上的多維CPM調(diào)制器至少體現(xiàn)在集成電路中的一部分中。
現(xiàn)在描述用于降低使用環(huán)形卷積碼(ring convolutional codes)來發(fā)射編碼的多維CPM信號所需要的復(fù)雜度的技術(shù)。如下面將顯而易見的，本發(fā)明的示例性實(shí)施例采用了Rimoldi對于常規(guī)CPM的傾斜相位研究的非平凡擴(kuò)展(non-trivial extension)(要注意，Rimoldi的結(jié)果并不直接可應(yīng)用于多維CPM)。
在其最一般的形式中，多維CPM的特征在于相位狀態(tài)空間具有隨時(shí)間增長的基數(shù)。這是由于累積相位項(xiàng)的定義而出現(xiàn)的，其可以被表示為 作為非限制性例子，考慮λi，m∈{-1，+1}(對于m＝1，2)以及

然后，給出累積相位 如果我們假設(shè)相位狀態(tài)從零狀態(tài)開始θ0＝0，則圖12中圖示了隨時(shí)間而變的可能的累積相位狀態(tài)的總數(shù)目，并且清楚地示出了對于多維CPM的相位狀態(tài)空間描述的基數(shù)如何隨時(shí)間增加。相位狀態(tài)空間的大小確定了完整描述多維CPM波形所需要的復(fù)雜度。
如下面詳細(xì)描述的，對本發(fā)明的示例性實(shí)施例的使用使得以因子2減少了多維CPM的狀態(tài)空間的基數(shù)，其還降低了在多維CPM波形的接收機(jī)處最優(yōu)檢測器所需的復(fù)雜度。
如下面詳細(xì)描述的，本發(fā)明的示例性實(shí)施例提供了一種對于常規(guī)CPM信號的Rimoldi傾斜相位分解的非平凡擴(kuò)展，并且進(jìn)一步提供了一種減小多維CPM波形的網(wǎng)格大小(并且因而降低了解碼復(fù)雜度)的替換信號表示。本發(fā)明的示例性實(shí)施例可以用于使用環(huán)形卷積碼來生成經(jīng)編碼的多維CPM。
在接下來的理論發(fā)展中表明使用一排連續(xù)相位編碼器(CPE)(其后面是無記憶調(diào)制器)可以生成多維CPM。
在接下來的理論發(fā)展中進(jìn)一步表明廣義傾斜相位分解減少了描述信號所需的信號狀態(tài)的數(shù)目，并且提供了對波形進(jìn)行編碼和解碼的關(guān)鍵理解。
根據(jù)本發(fā)明的示例性實(shí)施例的發(fā)射機(jī)可以用于簡化與多維CPM一起使用的級聯(lián)編碼方案的設(shè)計(jì)。級聯(lián)的多維CPM是新的研究領(lǐng)域，并且代表了超越當(dāng)前技術(shù)狀態(tài)(其僅考慮了常規(guī)CPM的級聯(lián)卷積編碼)的顯著發(fā)展。
如上述關(guān)于等式(7)和(10)所討論的，考慮廣義多維CPM波形，其攜帶信息的相位函數(shù)可以被表示為 t＝nT+τ；0≤τ＜T.(26) 在(26)中，T表示符號間隔，并且h是實(shí)數(shù)值的調(diào)制指數(shù)。該一般公式向每個(gè)信令維分派了平滑的連續(xù)的相位波形qm(t)，并且定義了具有元素

的實(shí)的攜帶信息的基向量。信息符號λi，m是

元的，例如，并且相位響應(yīng)函數(shù)全都滿足兩個(gè)廣義條件，對于 在(26)中的廣義描述可以建議出許多信令方案，為此我們提供了用于開發(fā)廣義傾斜相位分解方法的統(tǒng)一框架。該共同方法指定了連續(xù)相位編碼器的廣義結(jié)構(gòu)，其可以用于更容易理解它可以如何被修改或與其它編碼器進(jìn)行組合。
該推導(dǎo)開始于B.Rimoldi的“A decomposition approach to CPM”，IEEE Trans.On Information Theory，vol.34，no.2，March 1998，pp.260-270中的等式8的非平凡廣義化，以便獲得隨物理相位φ(t，λ)而變的多維CPM的所謂傾斜相位ψ(t，λ)的相稱的表達(dá)式 在(28)中的表達(dá)式實(shí)際上將物理相位中的最低相位軌跡用作新的相位參考，這導(dǎo)致軸的“傾斜”。在Rimoldi的闡述中表明這導(dǎo)致用于任何常規(guī)定義的單hCPM信號的時(shí)不變相位網(wǎng)格。
現(xiàn)在，在將(28)擴(kuò)展到其組成項(xiàng)中之后，我們可以看出，該廣義傾斜相位可以被記為以下兩個(gè)數(shù)據(jù)相關(guān)項(xiàng)和一個(gè)數(shù)據(jù)無關(guān)項(xiàng)的總和 替換t＝nT+τ，其中0≤τ＜T，并且n＝0，1，2，...，得到 令 作為經(jīng)修改的數(shù)據(jù)序列，其在集合

上取得其值。將(31)替換到(30)中，我們得到 其進(jìn)一步簡化成 在進(jìn)一步簡單處理之后，我們可以獲得廣義傾斜相位的最終表達(dá)式，其被給出為 在每個(gè)符號間隔期間，存在數(shù)據(jù)無關(guān)的貢獻(xiàn)，這僅取決于經(jīng)轉(zhuǎn)換的時(shí)間變量τ＝t-nT。數(shù)據(jù)無關(guān)的貢獻(xiàn)被給出為 取模2π，則廣義物理傾斜相位項(xiàng)變?yōu)? 利用該信號表示，廣義多維CPM波形完全由其經(jīng)修改的數(shù)據(jù)符號的相關(guān)狀態(tài)向量來描述，
其相位狀態(tài) 并且

個(gè)當(dāng)前(經(jīng)修改的)輸入符號
根據(jù)該討論，可以變得顯而易見的是，多維CPM調(diào)制器可以由后接MM的CPE來表示，其中CPE確定CPM調(diào)制器的網(wǎng)格結(jié)構(gòu)。對于有理數(shù)h＝K/P(其中Q和P是互素的整數(shù))來說，累積相位項(xiàng)還可以被表達(dá)為以下的模P求和 根據(jù)(38)以及在(40)中的等效表達(dá)，我們可以構(gòu)造用于多維CPM的廣義CPM傾斜相位分解。圖22示出了發(fā)射機(jī)1體系結(jié)構(gòu)，其由CPE 2和MM 3組成。注意到，CPE 2由在模M的整數(shù)環(huán)上(對于h＝1/M)的線性編碼器組成，并且因而CPE 2和信道編碼器都在相同的代數(shù)上。
最后，廣義傾斜相位分解以因子2減小了累積相位狀態(tài)空間的大小，如圖23中所示，其中進(jìn)行了在廣義傾斜相位分解下多維CPM波形的累積相位狀態(tài)的數(shù)目相對于使用累積相位的常規(guī)定義的累積相位狀態(tài)的數(shù)目的比較。多維CPM信號所使用的基是

因而，對于廣義相位分解來說，下面的表達(dá)式可以被用于累積相位以便確定隨時(shí)間而變的可能的相位狀態(tài)的數(shù)目 并且對于常規(guī)定義的多維CPM波形來說，可以使用下面的表達(dá)式 如圖23中所示，在廣義傾斜相位表示的情況下的累積相位狀態(tài)的數(shù)目是在多維CPM的常規(guī)表示下的累積相位狀態(tài)的數(shù)目的1/2。這提供了降低復(fù)雜度優(yōu)化檢測的優(yōu)點(diǎn)。
要注意，關(guān)于圖23的描述對“常規(guī)的”和“常規(guī)定義的多維CPM波形”的參考并不旨在表明或暗示多維CPM波形或方法在現(xiàn)有技術(shù)中是已知的，而是應(yīng)當(dāng)被解釋為暗示了對多維CPM波形的累積相位狀態(tài)的非傾斜相位分解表示。
最后，廣義傾斜相位分解促進(jìn)了在整數(shù)環(huán)上的經(jīng)編碼的多維CPM。一種方法可以是采用后接二進(jìn)制到M元映射器的二進(jìn)制卷積編碼器作為多維CPM信號的輸入。然而，映射器必定會進(jìn)行到M元符號的轉(zhuǎn)換。相反，以上示出了多維CPM波形可以被分解成后接MM 3的CPE 2，其中，該CPE 2包括了在模M的整數(shù)環(huán)上(對于h＝1/M)的線性編碼器，并且因而該CPE 2和信道編碼器4在相同的代數(shù)上。因此，并不需要映射器，因?yàn)檩敵龆际荕元的，并且信道編碼器4的輸出可以被串行化(通過開關(guān)5在邏輯上進(jìn)行指示)并饋送到CPE 2中。圖24中示出了該結(jié)構(gòu)。
如上詳細(xì)討論的，應(yīng)當(dāng)注意，用于多維CPM的廣義傾斜相位分解產(chǎn)生了與多維CPM的常規(guī)表示(例如，非傾斜相位分解表示)所生成的波形一樣的波形。
圖2的M-D CPM波形19可以是根據(jù)本發(fā)明的示例性實(shí)施例采用廣義傾斜相位分解的波形，并且因而可以沿著圖22和/或圖24中所示的線，構(gòu)造M-D CPM調(diào)制器14。根據(jù)本發(fā)明的示例性實(shí)施例對傾斜相位分解的使用有益地以因子2降低了多維CPM波形的相位狀態(tài)空間的基數(shù)。
所發(fā)射的M-D CPM波形可以由基站(未示出)接收，在基站中其被解調(diào)以便檢索從信息源12輸出的信息。該信息可以被表示為對諸如語音這樣的聲信號進(jìn)行編碼的數(shù)據(jù)，或者其可以是諸如用戶數(shù)據(jù)和/或信令數(shù)據(jù)的數(shù)據(jù)。
根據(jù)本發(fā)明的示例性實(shí)施例，一種方法定義了一種過程，并且計(jì)算機(jī)程序產(chǎn)品定義了多個(gè)操作，以便實(shí)現(xiàn)廣義傾斜相位分解，從而以因子2降低多維CPM波形的相位狀態(tài)空間的基數(shù)，其中，在每個(gè)符號間隔期間，取模2π，廣義物理傾斜相位項(xiàng)被給出為 此外，根據(jù)該方法和計(jì)算機(jī)程序產(chǎn)品，廣義多維CPM波形是完全由其以下內(nèi)容來描述的經(jīng)修改的數(shù)據(jù)符號的相關(guān)狀態(tài)向量

相位狀態(tài)以及

個(gè)當(dāng)前(經(jīng)修改的)輸入符號
根據(jù)本發(fā)明的示例性實(shí)施例的進(jìn)一步的方面，多維CPM調(diào)制器包括一種電路，用于實(shí)現(xiàn)傾斜相位分解，以便以因子2降低多維CPM波形的相位狀態(tài)空間的基數(shù)，其中在每個(gè)符號間隔期間，取模2π，廣義物理傾斜相位項(xiàng)被給出為 多維CPM調(diào)制器生成多維CPM波形，該多維CPM波形完全由其以下內(nèi)容來描述經(jīng)修改的數(shù)據(jù)符號的相關(guān)狀態(tài)向量

相位狀態(tài)以及

個(gè)當(dāng)前(經(jīng)修改的)輸入符號
如上的多維CPM調(diào)制器體現(xiàn)在移動通信設(shè)備中。
如上的多維CPM調(diào)制器體現(xiàn)為移動通信設(shè)備中的發(fā)射機(jī)的一部分。
如上的多維CPM調(diào)制器至少體現(xiàn)在集成電路中的一部分中。
圖25示出了根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例的方法的流程圖。在步驟2510，選擇基向量空間

在步驟2520，將該基向量空間v的元素乘以集合

的信息符號λi，m，以獲得對于

個(gè)信號維中的每一個(gè)的乘積。這些乘積中的至少一個(gè)是無理數(shù)。在步驟2530，通過恒定包絡(luò)波形在第n個(gè)符號間隔中發(fā)射這些乘積中的每一個(gè)，該恒定包絡(luò)波形在

維上具有連續(xù)相位調(diào)制。
基于前述內(nèi)容，應(yīng)當(dāng)顯而易見的是，本發(fā)明的示例性實(shí)施例提供了一種方法、裝置和計(jì)算機(jī)程序產(chǎn)品，用于將M-D CPM波形生成為能夠在每個(gè)符號間隔傳送多個(gè)信息符號的恒定包絡(luò)連續(xù)相位信號。該裝置可以體現(xiàn)在集成電路中。
另外，本發(fā)明的示例性實(shí)施例還提供了一種方法、裝置和計(jì)算機(jī)程序產(chǎn)品，用于將M-D CPM波形生成為能夠在每個(gè)符號間隔傳送多個(gè)信息符號的恒定包絡(luò)連續(xù)相位信號，并且減小M-D CPM波形的相位狀態(tài)空間。本發(fā)明的示例性實(shí)施例還提供了一種裝置，其包括用于將M-D CPM波形生成為能夠在每個(gè)符號間隔傳送多個(gè)信息符號的恒定包絡(luò)連續(xù)相位信號的裝置；以及用于減小M-D CPM波形的相位狀態(tài)空間的裝置。
此外，本發(fā)明的示例性實(shí)施例還提供了一種方法和計(jì)算機(jī)程序產(chǎn)品，用于將M-D CPM波形生成為能夠在每個(gè)符號間隔傳送多個(gè)信息符號的恒定包絡(luò)連續(xù)相位信號，并且將解調(diào)M-D CPM波形所需的網(wǎng)格狀態(tài)的數(shù)目從T＝ΘnML-1(其中Θn＝2nP)降低到恒定值T＝PML-1。本發(fā)明的示例性實(shí)施例還提供了一種調(diào)制器，其包括用于將M-D CPM波形生成為能夠在每個(gè)符號間隔傳送多個(gè)信息符號的恒定包絡(luò)連續(xù)相位信號的裝置，以及用于將解調(diào)M-D CPM波形所需的網(wǎng)格狀態(tài)的數(shù)目從T＝ΘnML-1(其中Θn＝2nP)降低到恒定值T＝PML-1的裝置。
另外，本發(fā)明的示例性實(shí)施例提供了一種方法、裝置和計(jì)算機(jī)程序產(chǎn)品，用于將M-D CPM波形生成為能夠在每個(gè)符號間隔傳送多個(gè)信息符號的恒定包絡(luò)連續(xù)相位信號，并且實(shí)現(xiàn)廣義傾斜相位分解，以便以因子2來降低多維CPM波形的相位狀態(tài)空間的基數(shù)。
如此，應(yīng)當(dāng)理解，本發(fā)明的示例性實(shí)施例的至少一些方面可以在諸如集成電路芯片和模塊的各種組件中實(shí)施。集成電路的設(shè)計(jì)總體來說是高度自動化工藝。復(fù)雜和強(qiáng)大的軟件工具可用于將邏輯級設(shè)計(jì)轉(zhuǎn)換成準(zhǔn)備在半導(dǎo)體基片上制備的半導(dǎo)體電路設(shè)計(jì)。這樣的軟件工具可以使用良好建立的設(shè)計(jì)規(guī)則以及預(yù)存的設(shè)計(jì)模塊庫來自動地對導(dǎo)體布線并將組件定位在半導(dǎo)體基片上。一旦已經(jīng)完成了半導(dǎo)體電路的設(shè)計(jì)，便可以將按照標(biāo)準(zhǔn)化電子格式(例如，Opus、GDSII等)所得到的設(shè)計(jì)傳輸?shù)桨雽?dǎo)體制備設(shè)施，用于制備成一個(gè)或多個(gè)集成電路設(shè)備。
應(yīng)當(dāng)理解，本發(fā)明的示例性實(shí)施例可以在作為非限制性例子的先進(jìn)第三代(3G)和第四代蜂窩通信系統(tǒng)和設(shè)備中以及作為非限制性例子的諸如被稱為WiMAX(IEEE 802.16和ETSI HiperMAN無線MAN標(biāo)準(zhǔn))的其它類型的無線通信系統(tǒng)和設(shè)備中采用。
如上所述，各種示例性實(shí)施例可以在硬件或?qū)Ｓ秒娐?、軟件、邏輯或其任何組合中實(shí)現(xiàn)。例如，一些方面可以在硬件中實(shí)現(xiàn)，而其它方面可以在可由控制器、微處理器或其它計(jì)算設(shè)備執(zhí)行的固件或軟件中實(shí)現(xiàn)(盡管本發(fā)明并不限于此)。在此描述的各種框塊、裝置、系統(tǒng)、技術(shù)或方法可以在作為非限制性例子的硬件、軟件、固件、專用電路或邏輯、通用硬件或控制器或者其它計(jì)算設(shè)備或其組合中實(shí)現(xiàn)。
當(dāng)結(jié)合附圖閱讀的時(shí)候，鑒于前述描述，本發(fā)明的前述示例性實(shí)施例的各種修改和調(diào)整對相關(guān)領(lǐng)域的技術(shù)人員可以變得顯而易見。然而，任何的以及所有修改仍將落入本發(fā)明的非限制性和示例性實(shí)施例的范圍之內(nèi)。
此外，本發(fā)明的各種非限制性和示例性實(shí)施例的一些特征可以被用于在不對應(yīng)使用其它特征的情況下獲利。如此，前述描述應(yīng)當(dāng)被認(rèn)為僅是對本發(fā)明的原理、教導(dǎo)和示例性實(shí)施例的說明，并且不限于此。
權(quán)利要求
1.一種方法，其包括
選擇基向量空間
將所述基向量空間v的元素乘以集合
的信息符號λi,m，以便為
個(gè)信號維中的每一個(gè)獲得乘積，其中，至少一個(gè)所述乘積是無理數(shù)；
通過在
維上具有連續(xù)相位調(diào)制的恒定包絡(luò)波形，在第n個(gè)符號間隔中發(fā)射每個(gè)所述乘積。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中，所發(fā)射的乘積的相位是qm是相位響應(yīng)函數(shù)；t是時(shí)間；T是符號間隔；并且h是調(diào)制指數(shù)。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中，通過移動通信系統(tǒng)來發(fā)射所述波形。
4.根據(jù)權(quán)利要求2所述的方法，其中，相位狀態(tài)在
維上是時(shí)不變的。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的方法，其中，使用脈沖成形使得所述相位狀態(tài)成為時(shí)不變的。
6.根據(jù)權(quán)利要求4所述的方法，其中，所述發(fā)射包括發(fā)射N個(gè)連續(xù)符號，在此期間迫使累積相位在預(yù)定間隔處為零。
7.根據(jù)權(quán)利要求6所述的方法，其中，通過被附加到所述符號中的各個(gè)符號的尾部比特來迫使所述累積相位為零。
8.根據(jù)權(quán)利要求4所述的方法，其中，網(wǎng)格狀態(tài)的數(shù)目是恒定的。
9.根據(jù)權(quán)利要求8所述的方法，其中，所述網(wǎng)格狀態(tài)的數(shù)目是PML-1；其中L是所發(fā)射的波形的記憶長度，并且P是互素的整數(shù)。
10.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中，多維連續(xù)相位調(diào)制使用以下之一廣義傾斜相位分解和環(huán)形卷積碼。
11.根據(jù)權(quán)利要求10所述的方法，其中，用于確定可能的相位狀態(tài)的數(shù)目的累積相位項(xiàng)是
12.根據(jù)權(quán)利要求10所述的方法，其中，使用無記憶調(diào)制器以及一排連續(xù)相位編碼器來生成所述波形。
13.一種設(shè)備，其包括
處理器，所述處理器被配置以便選擇基向量空間
處理器，所述處理器被配置以便將所述基向量空間v的元素乘以集合
的信息符號λi，m，從而為
個(gè)信號維中的每一個(gè)獲得乘積，其中，至少一個(gè)所述乘積是無理數(shù)；
發(fā)射機(jī)，所述發(fā)射機(jī)被配置以便通過在
維上具有連續(xù)相位調(diào)制的恒定包絡(luò)波形，在第n個(gè)符號間隔中發(fā)射每個(gè)所述乘積。
14.根據(jù)權(quán)利要求13所述的設(shè)備，其中所發(fā)射的乘積的相位是qm(t)是相位響應(yīng)函數(shù)；t是時(shí)間；T是符號間隔；并且h是調(diào)制指數(shù)。
15.根據(jù)權(quán)利要求13所述的設(shè)備，其中，通過移動通信系統(tǒng)來發(fā)射所述波形。
16.根據(jù)權(quán)利要求14所述的設(shè)備，其中，相位狀態(tài)在
維上是時(shí)不變的。
17.根據(jù)權(quán)利要求16所述的設(shè)備，其中，使用脈沖成形使得所述相位狀態(tài)成為時(shí)不變的。
18.根據(jù)權(quán)利要求16所述的設(shè)備，其中所述發(fā)射包括發(fā)射N個(gè)連續(xù)符號，在此期間迫使累積相位在預(yù)定間隔處為零。
19.根據(jù)權(quán)利要求18所述的設(shè)備，其中，通過被附加到所述符號中的各個(gè)符號的尾部比特來迫使所述累積相位為零。
20.根據(jù)權(quán)利要求18所述的設(shè)備，其中網(wǎng)格狀態(tài)的數(shù)目是恒定的。
21.根據(jù)權(quán)利要求20所述的設(shè)備，其中，所述網(wǎng)格狀態(tài)的數(shù)目是PML-1；其中L是所發(fā)射的波形的記憶長度，并且P是互素的整數(shù)。
22.根據(jù)權(quán)利要求13所述的設(shè)備，其中，多維連續(xù)相位調(diào)制使用以下之一廣義傾斜相位分解和環(huán)形卷積碼。
23.根據(jù)權(quán)利要求22所述的設(shè)備，其中，用于確定可能的相位狀態(tài)的數(shù)目的累積相位項(xiàng)是
24.根據(jù)權(quán)利要求22所述的設(shè)備，其中，使用無記憶調(diào)制器以及一排連續(xù)相位編碼器來生成所述波形。
25.一種體現(xiàn)了計(jì)算機(jī)程序的計(jì)算機(jī)可讀介質(zhì)，執(zhí)行所述計(jì)算機(jī)程序?qū)е碌牟僮靼?br> 選擇基向量空間
將所述基向量空間v的元素乘以集合
的信息符號λi，m，以便為
個(gè)信號維中的每一個(gè)獲得乘積，其中，至少一個(gè)所述乘積是無理數(shù)；
通過在
維上具有連續(xù)相位調(diào)制的恒定包絡(luò)波形，在第n個(gè)符號間隔中發(fā)射每個(gè)所述乘積。
26.根據(jù)權(quán)利要求25所述的計(jì)算機(jī)可讀介質(zhì)，其中，相位狀態(tài)在
維上是時(shí)不變的。
27.根據(jù)權(quán)利要求26所述的計(jì)算機(jī)可讀介質(zhì)，其中，使用脈沖成形使得所述相位狀態(tài)成為時(shí)不變的。
28.根據(jù)權(quán)利要求26所述的計(jì)算機(jī)可讀介質(zhì)，其中所述發(fā)射包括發(fā)射N個(gè)連續(xù)符號，在此期間迫使累積相位在預(yù)定間隔處為零。
29.根據(jù)權(quán)利要求28所述的計(jì)算機(jī)可讀介質(zhì)，其中，網(wǎng)格狀態(tài)的數(shù)目是恒定的。
30.根據(jù)權(quán)利要求25所述的計(jì)算機(jī)可讀介質(zhì)，其中，多維連續(xù)相位調(diào)制使用以下之一廣義傾斜相位分解和環(huán)形卷積碼。
31.根據(jù)權(quán)利要求30所述的計(jì)算機(jī)可讀介質(zhì)，其中，用于確定可能的相位狀態(tài)的數(shù)目的累積相位項(xiàng)是
32.一種裝置，其包括
用于選擇基向量空間
的裝置；
用于將所述基向量空間v的元素乘以集合
的信息符號λi，m以便為
個(gè)信號維中的每一個(gè)獲得乘積的裝置，其中，至少一個(gè)所述乘積是無理數(shù)；
用于通過恒定包絡(luò)波形在第n個(gè)符號間隔中發(fā)射每個(gè)所述乘積的裝置，其中所述恒定包絡(luò)波形在
維上具有連續(xù)相位調(diào)制。
33.根據(jù)權(quán)利要求32所述的裝置，其中，相位狀態(tài)在
維上是時(shí)不變的。
34.根據(jù)權(quán)利要求33所述的裝置，其中所述發(fā)射包括發(fā)射N個(gè)連續(xù)符號，在此期間，通過被附加到所述符號中的各個(gè)符號的尾部比特來迫使累積相位在預(yù)定間隔處為零。
35.根據(jù)權(quán)利要求32所述的設(shè)備，其中，多維連續(xù)相位調(diào)制使用以下之一廣義傾斜相位分解和環(huán)形卷積碼。
36.根據(jù)權(quán)利要求32所述的設(shè)備，其中用于選擇的裝置和用于相乘的裝置包括處理器；并且
用于發(fā)射的裝置包括發(fā)射機(jī)。
全文摘要
描述了一種方法，用于將M-D CPM波形生成為能夠在每個(gè)符號間隔傳送多個(gè)信息符號的恒定包絡(luò)連續(xù)相位信號。另外，該方法提供用于減小M-D CPM波形的相位狀態(tài)空間，用于減少解調(diào)M-D CPM波形所需的網(wǎng)格狀態(tài)的數(shù)目，以及用于實(shí)現(xiàn)廣義傾斜相位分解，以便以因子2來降低多維CPM波形的相位狀態(tài)空間的基數(shù)。還描述了一種設(shè)備、計(jì)算機(jī)程序產(chǎn)品和裝置。
文檔編號H04L27/18GK101554026SQ200780037601
公開日2009年10月7日 申請日期2007年8月30日 優(yōu)先權(quán)日2006年8月31日
發(fā)明者M·P·格林, A·里德 申請人:諾基亞公司