專利名稱：高速單載波頻域均衡超寬帶系統(tǒng)的信道估計方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種高速單載波頻域均衡超寬帶(SC-FDEUWB)系統(tǒng)的信道估 計方法，具體涉及一種應用于頻域均衡器的低復雜度信道估計方法。屬于無線通 信系統(tǒng)的高速超寬帶技術領域。
技術背景目前，超寬帶(UWB)通信系統(tǒng)的物理層傳輸方案主要分為三類基于脈沖的UWB、多帶正交頻分復用(OFDM)的UWB以及單載波頻域均衡(SC-FDE) 的UWB。其中SC-FDE UWB的傳輸方案比其它兩種方案在整體性能和執(zhí)行問 題上都具有優(yōu)勢。然而，類似于傳統(tǒng)的窄帶或寬帶通信系統(tǒng)，準確的信道估計 信息對于確保UWB通信環(huán)境中可靠的數(shù)據(jù)傳輸起著至關重要的作用。一般而言，信道估計方法通?；谧钚【秸`差(MMSE)或者最小二乘 (LS)準則進行設計。OFDM系統(tǒng)中已有的信道估計算法可以通過簡單的修改 推廣到SC-FDE UWB系統(tǒng)中。其中的MMSE信道估計方法由于利用了信道的頻 域相關特性，所以獲得了重要的性能增益，但復雜度較高。盡管LS信道估計方 法執(zhí)行簡單，但信道估計誤差較大，具有較高的均方誤差(MSE)值?；跁r 域最大(ML)似然標準的估計方法，可在一定程度上減少信道估計的MSE值， 但缺點是信道長度(或信道的有限延時擴展)信息需要在ML估計前被準確獲 得。再者，OFDM系統(tǒng)中現(xiàn)有的基于時域低通濾波的信道估計方案也需事先獲 得信道長度信息。這類信道估計算法涉及了相關信道長度的估計算法，因此， 增加了系統(tǒng)信道估計過程的持續(xù)時間。在SC-FDE UWB通信系統(tǒng)中，性能較優(yōu)的信道估計方法是基于最小均方誤 差準卯J的(Y. Wang and X. D. Dong, "Frequency-domain channel estimation for SC-FDE in UWB communications, ，， TSSfi" 7h3"5\3c^z'o/7s朋c。腳〃/w'cs^/ims1, vol. 54， No. 12， pp. 2155-2163， Dec. 2006.)。由于估計過程中利用了信道的統(tǒng)計特性，所以可以獲得較優(yōu)的信道估計性能。然而，該方法未涉及UWB系 統(tǒng)估計過程中所必須的背景噪聲功率估計問題，同時該方法不僅需要對信道的 統(tǒng)計特性信息進行估計，而且還需要進行矩陣求逆運算，故復雜度很高。 發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明的目的在于針對現(xiàn)有技術的不足，提供一種高速單載波頻域均衡超 寬帶系統(tǒng)的信道估計方法，非但不需要信道統(tǒng)計特性的任何信息，而且還可獲 取噪聲功率值，運算過程中又能避免矩陣逆的計算，且可以實現(xiàn)較優(yōu)的估計性能。為實現(xiàn)這一目的，本發(fā)明提供的方法中無需任何信道統(tǒng)計特性信息和復雜 矩陣運算，僅涉及了傅立葉變換和簡單的乘法運算。接收端首先使用復數(shù)值的 頻域恒模導頻信號進行頻域最小二乘信道估計；然后，基于得到的最小二乘信 道估計矢量構造新的數(shù)據(jù)矢量進行背景噪聲功率估計；再將最小二乘信道估計 矢量進行逆傅立葉變換，由頻域變換到時域，再送入時域濾波器進行去噪，采 用的判決閾值僅與背景噪聲的功率有關；最后將去噪后的信道沖激響應估計通 過傅立葉變換得到最終的信道頻響估計矢量。本發(fā)明的方法包括如下具體步驟1、 發(fā)送端采用單載波塊傳輸方式，在各個傳輸塊的前端插入循環(huán)前綴，多個插 入循環(huán)前綴后的傳輸塊形成一個數(shù)據(jù)幀，數(shù)據(jù)幀內(nèi)首個傳輸塊用于傳輸復數(shù) 值的頻域恒模導頻信號，剩余的傳輸塊用于傳輸數(shù)據(jù)，導頻塊及數(shù)據(jù)塊以時 分復用方式傳送；然后各傳輸塊經(jīng)脈沖成型后從天線發(fā)射出去，經(jīng)歷超寬帶 信道并疊加高斯白噪聲后到達接收端。2、 接收端將經(jīng)過信道衰落和高斯白噪聲污染的發(fā)射信號匹配濾波，然后對數(shù)據(jù) 幀內(nèi)每個傳輸塊去除循環(huán)前綴，再對首個去除循環(huán)前綴后的傳輸塊進行傅立 葉變換，得到頻域數(shù)據(jù)矢量。3、 將接收端已知的導頻塊進行傅立葉變換得到導頻塊的頻域數(shù)據(jù)，由導頻塊的 頻域數(shù)據(jù)和步驟2得到的頻域數(shù)據(jù)矢量，計算得到最小二乘信道頻響估計矢4、利用最小二乘信道頻響估計矢量構造一個新數(shù)據(jù)矢量Afi， Afi中第A維數(shù)據(jù)的構造方法為A^t-^t-#;_t，A: = l,...,A72-l，其中^t為最小二乘信 道頻響估計矢量中第A:個子載波處的頻響值，7V為傳輸塊大??；然后根據(jù)克 拉美羅界定理，求出Afi矢量的2范數(shù)值并進行矢量長度歸一化，再乘以0.5得到背景噪聲功率的估計值^ 。5、利用式K《)、/2^Mn,1 、計算時域濾波器的判決閾值，其中，參數(shù)p取1-Pj介于0和1且接近于1的任意值。6、 對最小二乘信道頻響估計矢量作逆傅立葉變換，由頻域轉換到時域，得到信 道沖激響應估計矢量，然后將信道沖激響應估計矢量送入時域濾波器進行濾波，濾波準則為將信道沖激響應估計矢量中每一維系數(shù)的幅度與步驟5所計算的判決閾值K^J比較，保留不小于該閾值的信道沖激響應系數(shù)，并使其余元素為零，得到去噪后的信道沖激響應估計矢量。7、 對去噪后的信道沖激響應估計矢量作傅立葉變換，由時域轉到頻域，得到最 終的信道頻響估計矢量，此時信道頻響估計矢量的每一維具有更低的噪聲水 平。本發(fā)明方法使用復數(shù)值的頻域恒模導頻信號進行頻域最小二乘信道估計， 得到信道頻響估計矢量，通過逆傅立葉變換得到信道沖激響應估計矢量，再使 用閾值濾波對信道沖激響應估計矢量進行去噪，濾波器的閾值計算僅需背景噪 聲的功率值，而背景噪聲的功率值可直接由最小二乘信道頻響估計矢量構造的 新數(shù)據(jù)矢量計算得到。整個過程無需任何的信道統(tǒng)計特性信息，因此它的復雜 度遠小于需要矩陣求逆的MMSE估計方法。在高速UWB系統(tǒng)環(huán)境下，本發(fā)明 信道估計方法的性能非常接近于最小均方誤差估計方法，而且發(fā)明中同時解決 了背景噪聲功率估計的問題，使其更加適用于實際的應用場景。本發(fā)明方法的計算量主要源于傅立葉變換，為了分析簡單起見，本發(fā)明僅比較各算法所需的乘法次數(shù)的最高階。傳統(tǒng)的MMSE估計方法由于需要矩陣求 逆，所以復雜度高達O(W)階。而由于本發(fā)明方法主要涉及傅立葉變換的操作， 因此復雜度僅為0(Mog27V)，遠遠低于0(W3)，所以易于實用化。


圖l為本發(fā)明信道估計方法的流程框圖。圖2為CM3信道下傳統(tǒng)信道估計算法和本發(fā)明的信道估計方法均方誤差 性能的比較。
具體實施方式
以下結合附圖和實施例對本發(fā)明的技術方案作進一步描述。 考慮單天線、單用戶的SC-FDEUWB塊傳輸系統(tǒng)，其通信環(huán)境為頻選較嚴 重的CM3信道，背景噪聲服從零均值的復加性高斯分布。每個長度為256的傳 輸塊的塊首插入了長度為64的循環(huán)前綴(CP)，此時系統(tǒng)無塊間干擾產(chǎn)生。采 用本發(fā)明方法進行信道估計的流程框圖如圖l所示，具體的實施步驟如下1) 發(fā)送端采用單載波塊傳輸方式，在各個傳輸塊的前端插入循環(huán)前綴CP，多個 插入CP后的傳輸塊形成一個數(shù)據(jù)幀，每個數(shù)據(jù)幀內(nèi)首個傳輸塊用于傳輸 Chu，s導頻信號，以用于信道估計，導頻塊和剩余的100個數(shù)據(jù)塊以時分復 用方式傳送；然后各傳輸塊經(jīng)脈沖成型后從天線發(fā)射出去，經(jīng)歷超寬帶信道 并疊加高斯白噪聲后到達接收端；2) 接收端將經(jīng)過信道衰落和高斯白噪聲污染的發(fā)射信號匹配濾波，然后對數(shù)據(jù) 幀內(nèi)每個傳輸塊去除循環(huán)前綴，再對首個去除循環(huán)前綴后的傳輸塊進行傅立 葉變換，得到頻域數(shù)據(jù)矢量Y-XH + W。其中，矢量H二[i/。,…,/^，…，7/^]T表示階數(shù)為Z的時域信道沖激響應矢量h = [&, ,^一JT的頻響，X是所發(fā)射的收端已知的Chu's導頻信號頻域矢量[Io，…，Xt，…,X^]T所形成的對角矩陣，噪聲的頻域矢量w^『。,…,^,…,『^;r的各維是零均值、方差為^7備=7\^^的復高斯噪聲，其中W為時域噪聲的功率大小；3) 將接收端已知的導頻塊進行傅立葉變換得到導頻塊的頻域數(shù)據(jù) [A，…，X4，…,X^]T以生成相應的對角矩陣X，由步驟2)得到的頻域數(shù)據(jù) 矢量Y和導頻塊的頻域數(shù)據(jù)形成的對角矩陣X ，計算最小二乘信道頻響估計 HiS=X—、，該值將用于接下來噪聲功率的獲??；4) 利用fiu構造一個新數(shù)據(jù)矢量Afi 。首先，以標量的形式表示fi^為 A=i^ = //A+_^,yt = 0，...,iV-l，其中仏為flu中第A個子載波處的頻響義yt ^Ct值，iV為傳輸塊大小。然后，根據(jù)高速UWB信道的實值性以及傅立葉變換 的共軛對稱特性，可以構造Afi中第A維數(shù)據(jù)為 ^^^,=#4-#;—t，A: = l，...,iV/2-1。那么，由克拉美羅界定理可以得到噪聲方差估計值為W =工￡ ;iV-2臺15) 利用步驟3)和步驟4)計算時域濾波器的判決閾值。將最小二乘信道估計 矢量表示成fiiS =H + X—。相應的時域沖激相應估計矢量為fi￡S=h + FH(X—'W)二h + b，其中，矢量b二FH(X-^W)代表信道的估計誤差或者估計噪聲，而且傅立葉變換矩陣滿足FHF:iV^的關系。矢量b的協(xié)方差矩陣為^bbHH《FH(XHX)—卞。由于系統(tǒng)中使用了復值導頻序列，因此矢量b中各維幅度IW將服從瑞利分布，其分布函數(shù)為"(|6 |) = 1-6 2《，"=0,".，iV-l。其中，瑞利分布的方差C^ :+^五(blO卜《Zp^，"=0,.--,iV-1。那么，|6 |會按概率; 逼近某一值；>0，艮"-62《=; 。則有，r =、2《ln~!—, " = 0,...,iV-l，則參數(shù)p為介于0和1且接近于1 的任意值。利用導頻的頻域恒模特性并將方差《帶入^;中，閾值可簡化為r(o^) = r"=」2^1n~!~ ， " = 0，".,W-1。如果取概率/7 = 0.95，則上述閾值的含義為各維噪聲元的幅度會以95%的概率逼近值〃(<^)。利用上述特 性，LS信道時域估計矢量fiu中的信道子空間和噪聲子空間可以得到有效的分離，而且無需使用任何信道的統(tǒng)計特性； 6)對Hu作逆傅立葉變換，由頻域轉換到時域，得到信道沖激響應估計矢量fiu，然后將fiu送入時域濾波器進行濾波，濾波準則為將信道沖激響應估計矢量中每一維系數(shù)的幅度與所計算的判決閾值r(6。比較，保留不小于該閾值的信道沖激響應系數(shù)，并使其余元素為零，得到去噪后的信道沖激響應估計，波后的信道沖激響應估計矢量。此時，估計矢量中所含噪聲元減少到原來的 Z /iV，從而實現(xiàn)了原信道沖激響應估計矢量fiu中噪聲的濾除。注意到參數(shù)丄 是經(jīng)過濾波的信道徑數(shù)，它小于信道長度的真實值丄；7)對去噪后的信道沖激響應估計矢量fi-[&，…,^^]T作傅立葉變換，由時域轉到頻域，得到最終的信道頻響估計矢量fi-[》。，…,^vjT，此時所有子載波 的噪聲水平更低。上述的信道估計過程，通過時域濾波去噪大大改善了信道的估計性能，同 時，通過使用最小二乘信道估計矢量所構造的新數(shù)據(jù)矢量解決了背景噪聲功率 估計的問題，整個過程未使用任何信道統(tǒng)計特性知識和復雜的矩陣逆操作。因 此，使用本發(fā)明的信道估計方法計算頻域均衡器系數(shù)，不僅復雜度低，而且不A: = 0,...，iV-l。其中，￡i =[《。，...，^—J代表經(jīng)過濾需要任何信道的統(tǒng)計特性信息，簡單實用。圖2為本發(fā)明方法采用的低復雜度信道估計方法、最小均方誤差估計方法 以及最小二乘估計方法均方誤差估計性能的比較結果。100次UWB信道是通過 將滾降因子為0.5奈奎斯特脈沖成型濾波器、接收機匹配濾波和正EE 802.15.3a CM3信道模型的任意一次實現(xiàn)進行巻積而形成。其它信道模型下，可得到相同 的算法相對性能比較結果。從圖上可以看出，本發(fā)明的低復雜度信道估計算法 的均方誤差性能明顯優(yōu)于傳統(tǒng)的最小二乘信道估計方法，并且十分接近于傳統(tǒng) 的MMSE信道估計方法。本發(fā)明信道估計方法不需要進行矩陣求逆運算，也無 需事先獲取信道的統(tǒng)計特性信息，計算復雜度遠小于最小均方誤差估計方法， 而它的估計性能十分接近于最小均方誤差估計方法，易于實用化。
權利要求
1、一種高速單載波頻域均衡超寬帶系統(tǒng)的信道估計方法，其特征在于包括如下具體步驟1)發(fā)送端采用單載波塊傳輸方式，在各個傳輸塊的前端插入循環(huán)前綴，多個插入循環(huán)前綴后的傳輸塊形成一個數(shù)據(jù)幀，數(shù)據(jù)幀內(nèi)首個傳輸塊用于傳輸復數(shù)值的頻域恒模導頻信號，剩余的傳輸塊用于傳輸數(shù)據(jù)，導頻塊及數(shù)據(jù)塊以時分復用方式傳送；然后各傳輸塊經(jīng)脈沖成型后從天線發(fā)射出去，經(jīng)歷超寬帶信道并疊加高斯白噪聲后到達接收端；2)接收端將經(jīng)過信道衰落和高斯白噪聲污染的發(fā)射信號匹配濾波，然后對數(shù)據(jù)幀內(nèi)每個傳輸塊去除循環(huán)前綴，再對首個去除循環(huán)前綴后的傳輸塊進行傅立葉變換，得到頻域數(shù)據(jù)矢量；3)將接收端已知的導頻塊進行傅立葉變換得到導頻塊的頻域數(shù)據(jù)，由導頻塊的頻域數(shù)據(jù)和步驟2)得到的頻域數(shù)據(jù)矢量，計算得到最小二乘信道頻響估計矢量；4)利用最小二乘信道頻響估計矢量構造一個新數(shù)據(jù)矢量id="icf0001" file="S200810034568XC00011.gif" wi="19" he="4" top= "140" left = "133" img-content="drawing" img-format="tif" orientation="portrait" inline="no"/>中第k維數(shù)據(jù)的構造方法為id="icf0002" file="S200810034568XC00012.gif" wi="30" he="4" top= "151" left = "60" img-content="drawing" img-format="tif" orientation="portrait" inline="no"/>k＝1，...，N/2-1，其中id="icf0003" file="S200810034568XC00013.gif" wi="4" he="4" top= "150" left = "133" img-content="drawing" img-format="tif" orientation="portrait" inline="no"/>為最小二乘信道頻響估計矢量中第k個子載波處的頻響值，N為傳輸塊大?。蝗缓笄蟪鰅d="icf0004" file="S200810034568XC00014.gif" wi="5" he="3" top= "162" left = "154" img-content="drawing" img-format="tif" orientation="portrait" inline="no"/>矢量的2范數(shù)值并進行矢量長度歸一化，再乘以0.5得到背景噪聲功率的估計值id="icf0005" file="S200810034568XC00015.gif" wi="6" he="3" top= "173" left = "163" img-content="drawing" img-format="tif" orientation="portrait" inline="no"/>5)利用式id="icf0006" file="S200810034568XC00016.gif" wi="43" he="12" top= "183" left = "48" img-content="drawing" img-format="tif" orientation="portrait" inline="no"/>計算時域濾波器的判決閾值，其中，參數(shù)p取介于0和1且接近于1的任意值；6)對最小二乘信道頻響估計矢量作逆傅立葉變換，由頻域轉換到時域，得到信道沖激響應估計矢量，然后將信道沖激響應估計矢量送入時域濾波器進行濾波，濾波準則為將信道沖激響應估計矢量中每一維系數(shù)的幅度與所計算的判決閾值id="icf0007" file="S200810034568XC00017.gif" wi="9" he="4" top= "233" left = "35" img-content="drawing" img-format="tif" orientation="portrait" inline="no"/>比較，保留不小于該閾值的信道沖激響應系數(shù)，并使其余元素為零，得到去噪后的信道沖激響應估計矢量；7)對去噪后的信道沖激響應估計矢量作傅立葉變換，由時域轉到頻域，得到最終的信道頻響估計矢量。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種適用于高速單載波頻域均衡超寬帶系統(tǒng)的信道估計方法，發(fā)明中無需任何信道統(tǒng)計特性信息和復雜矩陣運算，僅涉及了傅立葉變換和簡單的乘法運算。接收端首先使用復數(shù)值的頻域恒模導頻信號進行頻域最小二乘信道估計；然后，基于得到的最小二乘信道估計矢量構造新的數(shù)據(jù)矢量進行背景噪聲功率估計；再將最小二乘信道估計矢量進行逆傅立葉變換，由頻域變換到時域，再送入時域濾波器進行去噪，采用的判決閾值僅與背景噪聲的功率有關；最后將去噪后的信道沖激響應估計矢量通過傅立葉變換得到最終的信道頻響估計矢量。仿真結果表明本發(fā)明在保持估計方法低復雜度特點的同時，大大提高了信道估計的精度，甚至可以逼近最小均方誤差信道估計方法。
文檔編號H04B1/69GK101242388SQ200810034568
公開日2008年8月13日 申請日期2008年3月13日 優(yōu)先權日2008年3月13日
發(fā)明者晨 何, 丹 王, 蔣鈴鴿 申請人:上海交通大學