專利名稱：：移動多媒體數(shù)字廣播ofdm系統(tǒng)信道估計(jì)方法
技術(shù)領(lǐng)域：
：本發(fā)明涉及無線通信
技術(shù)領(lǐng)域：
，尤其是涉及一種基于OFDM系統(tǒng)的移動多媒體廣播接收機(jī)利用訓(xùn)練序列及離散導(dǎo)頻估計(jì)信道的方法。
背景技術(shù)：
：正交頻分復(fù)用(OFDM)技術(shù)具有高頻譜利用率和抵抗無線信道多徑效應(yīng)的優(yōu)點(diǎn)，在無線通信，尤其是面向地面的移動多媒體數(shù)字廣播領(lǐng)域具有廣泛的應(yīng)用。目前廣泛采用的相移鍵控(MPSK)及正交幅度調(diào)制(MQAM)，利用OFDM系統(tǒng)進(jìn)行星座映射，使系統(tǒng)具有較高的數(shù)據(jù)率。但在接收機(jī)進(jìn)行相干解調(diào)時，需要已知無線信道的沖激響應(yīng)，即進(jìn)行信道估計(jì)。一般而言，對OFDM系統(tǒng)進(jìn)行信道估計(jì)通常利用導(dǎo)頻進(jìn)行。具體而言分為兩類，一種利用訓(xùn)練序列，又稱塊狀導(dǎo)頻模式，這種模式下的導(dǎo)頻子載波周期性插入到一個完整的OFDM符號中；另一種利用離散導(dǎo)頻，又稱復(fù)合導(dǎo)頻模式，這種模式下導(dǎo)頻子載波以一定周期在頻域和時域二維散列在各OFDM符號中。這兩種方式的導(dǎo)頻模式如圖1(a)和圖l(b)所示。采用訓(xùn)練序列進(jìn)行信道估計(jì)，通常能獲得較為精確的信道沖激響應(yīng)值，尤其能獲取當(dāng)前無線信道的沖激響應(yīng)長度，然而其不適應(yīng)快速變化的移動多媒體廣播無線信道，過于密集使用則會造成效率太低。采用離散導(dǎo)頻進(jìn)行信道估計(jì)，需要通過內(nèi)插獲取數(shù)據(jù)符號處的信道沖激響應(yīng)，實(shí)現(xiàn)對信道進(jìn)行動態(tài)跟蹤。然而由于其不能準(zhǔn)確估計(jì)信道，對噪聲敏感，因而其暫態(tài)效果不及訓(xùn)練序列信道估計(jì)。在移動多媒體廣播應(yīng)用中，單獨(dú)采用這些技術(shù)均不能完全滿足應(yīng)用要求。
發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明提出一種針對移動多媒體廣播系統(tǒng)的信道估計(jì)方法。本方法利用頻域偽隨機(jī)序列進(jìn)行初始信道沖激響應(yīng)長度估計(jì)，再利用離散導(dǎo)頻進(jìn)行動態(tài)信道跟蹤，能夠提高估計(jì)性能。一種OFDM系統(tǒng)信道估計(jì)方法，所述方法包含a)利用頻域偽隨機(jī)序列，采用偽隨機(jī)序列旋轉(zhuǎn)相關(guān)的方法，利用相關(guān)值估計(jì)信道沖激響應(yīng)C;b)對所獲取信道沖激響應(yīng)不含信道抽頭部分功率平均，獲取估計(jì)的噪聲功率o"2，確定迫零抽頭門限^和截取抽頭門限^;C)對a)步驟估計(jì)的信道沖激響應(yīng)C從N-ZMAX進(jìn)行搜索，ZMAx為帶限偽隨機(jī)序列Sl的IFFT變換對sine函數(shù)中第十個零點(diǎn)的偏移值，獲取第一個高于截取抽頭門限^的抽頭序號，定義為當(dāng)前信道沖激響應(yīng)長度L;d)利用離散導(dǎo)頻P進(jìn)行現(xiàn)有的最小二乘算法(LS)信道估計(jì)，獲取離散導(dǎo)頻處信道頻域響應(yīng)值PE;e)對第k個數(shù)據(jù)OFDM符號處進(jìn)行頻域內(nèi)插處理，獲取完整的信道頻域響應(yīng)值FEk;f)對信道頻域響應(yīng)值FEk進(jìn)行反離散傅立葉變換(IFFT)，獲取LS信道時域沖激響應(yīng)值CEk;g)對獲取的時域沖激響應(yīng)值CEk進(jìn)行加右半窗處理，對所有序號大于c)步驟估計(jì)長度L的響應(yīng)值迫零得到剩余時域沖激響應(yīng)值CEknh)對剩余時域沖激響應(yīng)值CEW進(jìn)行處理，對其中低于b)步驟確定迫零抽頭門限;^的抽頭進(jìn)行迫零，得到處理完成的時域沖激響應(yīng)值CEk2;i)對處理完成的時域沖激響應(yīng)值CEk2進(jìn)行離散傅立葉變換(FFT)，獲取處理后的信道頻域響應(yīng)FEkl;j)對OFDM符號利用信道頻域響應(yīng)值FEkl進(jìn)行頻域均衡；k)接收機(jī)接收的下一信號仍不是頻域偽隨機(jī)序列，則重復(fù)上述d)-j)步驟。所述步驟a)中，信道沖激響應(yīng)C是通過以下步驟得到的al)接收機(jī)生成與發(fā)射訓(xùn)練序列相同的頻域帶限偽噪聲隨機(jī)PN序列SL;a2)接收機(jī)根據(jù)SL生成頻域旋轉(zhuǎn)序列系列Su，SL2，......，SLN，N為FFT長度，Sl。是由序列Sl和WN(n.,)生成，其中WN(n.D為參考文獻(xiàn)1("信號與系統(tǒng)基礎(chǔ)教程，第三版"，EdwardKamen,BonnieHeck，2007年，培生教育出版集團(tuán)，"FundamentalsofSignalsandSystems,ThirdEdition",EdwardKamen,BonnieHeck，2007，PearsonEducation)所定義的W因子；a3)接收機(jī)接收到準(zhǔn)確定時同步的兩段由發(fā)射機(jī)發(fā)送的Sl的吋域版本SS1和SS2，將SS2做N點(diǎn)FFT變換到頻域序列SE;a4)將Se與SLn依次相關(guān)，得到相關(guān)系數(shù)序列C，長度為N，相關(guān)系數(shù)序列C即為信道沖激響應(yīng)C。所述步驟b)中，o"2是由C序列N/2+1到N-Zmax響應(yīng)的平方均值得到的，其中ZMAx為帶限PN序列Sl的IFFT變換對sine函數(shù)中第十個零點(diǎn)的偏移值。迫零抽頭門限^為2c72，截取抽頭門限^為4一。所述步驟e)中，頻域內(nèi)插處理為線性內(nèi)插、二階高斯內(nèi)插或齒條內(nèi)插，優(yōu)選為齒條內(nèi)插。所述步驟g)中，右半窗采用矩形窗、三角窗、升余弦窗或漢明窗中的一種。所述步驟j)中，頻域均衡指參考文獻(xiàn)("無線通信"，AndreaGoldsmith,2005年，劍橋大學(xué)出版社，"WirelessCommunications",AndreaGoldsmith,2005，CambridgeUniversityPress)中提到的子信道平衰落的反轉(zhuǎn)。本發(fā)明改進(jìn)了傳統(tǒng)的基于OFDM移動多媒體廣播信道估計(jì)系統(tǒng)，該方法結(jié)合傳統(tǒng)的基于訓(xùn)練序列和離散導(dǎo)頻的方法，通過捕獲和跟蹤過程提高信道估計(jì)的性能，抑制噪聲，具有適應(yīng)變化多徑無線信道和抵抗多普勒頻移引起的快衰落的能力。本發(fā)明適于移動多媒體廣播的無線應(yīng)用環(huán)境，具有較高的使用價值。圖1(a)是用訓(xùn)練序列，又稱塊狀導(dǎo)頻模式OFDM系統(tǒng)導(dǎo)頻模式示意圖；圖1(b)是用離散導(dǎo)頻，又稱復(fù)合導(dǎo)頻模式OFDM系統(tǒng)導(dǎo)頻模式示意圖；圖2是本發(fā)明實(shí)施例的操作流程示意圖；圖3是本發(fā)明實(shí)施例中步驟210的操作流程示意圖；圖4(a)是將N-Zmax+1到N的抽頭迫零的頻域估計(jì)幅值圖；圖4(b)是保留N-Zmax+1到N的抽頭頻域估計(jì)幅值圖；圖5(a)是將N-Zmax+1到N的抽頭迫零的頻域估計(jì)相位圖；圖5(b)是保留N-Zmax+1到N的抽頭頻域估計(jì)相位圖；圖6是頻域旋轉(zhuǎn)相關(guān)信道估計(jì)方法得到的信道沖激響應(yīng)圖；圖7是傳統(tǒng)信道估計(jì)和本發(fā)明信道估計(jì)均方誤差性能比圖；圖8(a)是訓(xùn)練序列信道估計(jì)結(jié)果均衡發(fā)送序列星座圖；圖8(b)是本發(fā)明信道估計(jì)結(jié)果均衡發(fā)送序列星座圖；圖9是傳統(tǒng)信道估計(jì)和本發(fā)明信道估計(jì)比特錯誤概率性能比較圖。具體實(shí)施方式下面結(jié)合附圖和實(shí)施例，對本發(fā)明進(jìn)行具體介紹本發(fā)明實(shí)施例的操作流程示意圖如圖2所示，以下結(jié)合圖2詳細(xì)介紹實(shí)施例中各步驟的處理方法步驟210是初始捕獲移動信道的過程。這一過程需要準(zhǔn)確估計(jì)信道沖激響應(yīng)，尤其是幅度。這一步驟采用頻域偽隨機(jī)序列旋轉(zhuǎn)相關(guān)獲取。發(fā)射機(jī)連續(xù)發(fā)送兩個不帶間隔的OFDM符號，這兩個符號完全一致，其頻域?yàn)閭卧肼曤S機(jī)序列。這一步驟又可細(xì)化為圖3中的處理過程。步驟310中，接收機(jī)生成和發(fā)射機(jī)發(fā)送一致的頻域偽噪聲隨機(jī)序列Sl。這一序列可以是預(yù)先保存的，也可以按照文獻(xiàn)("數(shù)字通信，基礎(chǔ)與應(yīng)用"，BernardSklar,2001年，培生教育出版集團(tuán)，"DigitalCommunications,fundamentalsandApplications"，BernardSklar,2001，PearsonEducation)中所述通過確定系數(shù)和初始值的線性移位反饋寄存器組得到。為了和后續(xù)OFDM頻譜模版一致，SL必須是帶限的PN序列。時域的線性移位等于頻域的角度旋轉(zhuǎn)。因此，步驟320中，為了確定時域信道沖激響應(yīng)中多徑的位置，在接收機(jī)7本地需要生成一系列Sl的角度旋轉(zhuǎn)值，即SLn。其中n為OFDM符號長度。Sl。是由序列矢量Sl和W因子矢量Ww(n.D相乘生成。步驟330中，如果接收機(jī)已經(jīng)完成同步，則從第2個OFDM符號處接收時域信號SS2，將其變換到頻域Se。步驟340中，序列SE依次與序列S^做相關(guān)運(yùn)算。相關(guān)值強(qiáng)的樣值點(diǎn)對應(yīng)了強(qiáng)的多徑。因此，相關(guān)運(yùn)算結(jié)果為估計(jì)的信道沖激響應(yīng)C。步驟220的目的是確定噪聲的功率大小，從而確定判定沒有多徑存在的樣值點(diǎn)迫零抽頭門限^和估計(jì)當(dāng)前信道沖激響應(yīng)長度的截取抽頭門限Y2。根據(jù)現(xiàn)代信號處理學(xué)虛警和漏報(bào)的分析，這兩個門限分別定義為2一和4c72。噪聲功率的大小采用C序列N/2+l到N-Zmax響應(yīng)的平方均值得到。這一部分主要是噪聲的響應(yīng)，且不存在因?yàn)镻N序列的頻域帶限帶來的沖激函數(shù)sinc展寬處的響應(yīng)。步驟230是估計(jì)當(dāng)前移動信道沖激響應(yīng)長度的過程。這一步驟的主要目的是提供當(dāng)前移動信道沖激響應(yīng)長度L,從而減少位于L之后的抽頭噪聲影響。動態(tài)估計(jì)可以適應(yīng)不同長度信道沖激響應(yīng)的環(huán)境。該步驟對步驟210估計(jì)的信道沖激響應(yīng)C從N-Zmax迸行搜索，獲取第一個高于截取抽頭門限W的抽頭序號，定義為當(dāng)前信道沖激響應(yīng)長度L。步驟240采用已有的LS信道估計(jì)方法對處于離散導(dǎo)頻處的信道頻率響應(yīng)進(jìn)行估計(jì)。假設(shè)接收的是第k個OFDM符號。這些導(dǎo)頻處的頻域響應(yīng)通?？梢哉J(rèn)為是準(zhǔn)確的。獲取導(dǎo)頻處的信道響應(yīng)，可以采用不同的方法完成對數(shù)據(jù)頻點(diǎn)處信道響應(yīng)的內(nèi)插估計(jì)。這些方法包括了步驟251線性內(nèi)插、步驟252二階高斯內(nèi)插和步驟253齒條內(nèi)插。文獻(xiàn)("OFDM系統(tǒng)中基于導(dǎo)頻分布的信道估計(jì)技術(shù)"，SinemColeri,MustafaErgen，AnujPuri,AhmadBahai，關(guān)于廣播通信的IEEE會報(bào)，2002年9月第48巻3號，"ChannelEstimationTechniquesBasedonPilotArrangementinOFDMSystems"，SinemColeri,MustafaErgen，AnujPuri，AhmadBahai，IEEETransactionsonBroadcasting,Vol.48，No.3,September,2002)中的分析表明，253的齒條內(nèi)插的方法通常具有最優(yōu)的性能。步驟260對251、252或253得到的進(jìn)行N點(diǎn)IFFT變換到時域響應(yīng)。步驟271-274根據(jù)不同的窗函數(shù)抑制260得到的時域響應(yīng)中大于L的抽頭。這樣的目的是抑制這些抽頭處的噪聲。這些步驟依照不同的右半窗分為271矩形窗、272三角窗、273升余弦窗或274漢明窗，實(shí)際應(yīng)用不限于這些窗。這一步驟中，N-Zmax+1到N的抽頭不進(jìn)行迫零。因?yàn)镻N序列在頻域是帶限的低通信號，信道沖激響應(yīng)和PN序列巻積后被展寬為sinc函數(shù)，這些展寬處響應(yīng)幅值較高的部分不能迫零，否則估計(jì)的信道會產(chǎn)生失真。圖4(a)中表現(xiàn)了將N-Zmax+1到N的抽頭迫零帶來的頻域估計(jì)幅值影響，在靠近低通截?cái)嗖糠之a(chǎn)生失真，圖4(b)中表現(xiàn)了保留這些抽頭的幅值校正結(jié)果。圖5(a)中表現(xiàn)了將N-Zmax+1到N的抽頭迫零帶來的頻域估計(jì)相位影響，在靠近低通截?cái)嗖糠之a(chǎn)生較大失真，圖4(b)中表現(xiàn)了保留這些抽頭的相位校正結(jié)果。注意上述實(shí)例中N為2048，其中的1號子載波(直流)和770-1280號子載波沒有PN有效子載波分布，因此是無效的估計(jì)結(jié)果。步驟280進(jìn)一步抑制L以內(nèi)的非多徑處抽頭噪聲。凡是低于門限的抽頭一律迫零處理。步驟290將步驟280得到的處理后的做FFT變換到頻域。步驟2100為均衡操作，根據(jù)優(yōu)化處理的信道頻率響應(yīng)抵消數(shù)據(jù)頻點(diǎn)處的信道影響。步驟2110是一個判斷操作，如果下一個OFDM符號是PN序列，則需要更新L，重新完成從步驟210開始的一系列步驟；如果下一個OFDM符號仍然是數(shù)據(jù)傳送符號，則不需要更新L，開始從步驟240以下的步驟完成信道估計(jì)的優(yōu)化。下面通過仿真例說明本發(fā)明的效果。在該實(shí)施例中，仿真參數(shù)如下N=2048，有效子載波個數(shù)為1536，調(diào)制方式為16QAM，未進(jìn)行信道編碼，采樣頻率為lOMHz，載波頻率2.4GHz。訓(xùn)練序列每隔52個OFDM符號重復(fù)一次發(fā)送。離散導(dǎo)頻等間距分布，為所有有效子載波個數(shù)的1/4。多徑模型采用了BrazilB信道，這一信道為Rician分布多徑衰落信道，多普勒頻移每一抽頭固定為40Hz。其抽頭延遲線參數(shù)見表l:表l<table>tableseeoriginaldocumentpage10</column></row><table>圖6展示了信噪比為20dB的情況下，通過步驟210獲取的信道沖激響應(yīng)C的幅值?？梢钥闯?，采用頻域旋轉(zhuǎn)相關(guān)方法能夠正確反應(yīng)出信道沖激響應(yīng)。同時注意到因?yàn)閹轕N序列所帶來的主徑展寬。圖7表現(xiàn)了采用本方法和經(jīng)典LS方法信道估計(jì)的均方誤差示意圖。圖中可以看出，采用本方法估計(jì)有明顯降低均方誤差的作用。這一作用是步驟271-274和步驟280抑制噪聲所帶來的性能提升。圖8(a)和圖8(b)比較了僅采用訓(xùn)練序列與采用本方法進(jìn)行均衡時的星座圖散列程度。本星座圖均為第28個OFDM符號時進(jìn)行均衡，信噪比為20dB。圖8(a)僅采用訓(xùn)練序列的信道估計(jì)，在多普勒頻移較大的情況下無法跟蹤信道，因此星座圖中的均衡點(diǎn)產(chǎn)生了相移和幅度的畸變。圖8(b)采用本方法的信道估計(jì)則能正常跟蹤信道變化，因此星座圖映射關(guān)系良好。圖9是采用本方法與傳統(tǒng)LS方法誤比特率的比較示意圖。圖中可以看出，本方法由于采用了噪聲的估計(jì)和抑制技術(shù)，誤比特率有明顯降低,信道估計(jì)性能明顯提高。以上所述實(shí)施例只是本發(fā)明的實(shí)施例，本發(fā)明不局限于此，在不超出本發(fā)明的精神范圍的情況，所作的種種變化實(shí)施，都屬于本發(fā)明的范圍。權(quán)利要求1.一種OFDM系統(tǒng)信道估計(jì)方法，包括a)利用頻域偽隨機(jī)序列，采用偽隨機(jī)序列旋轉(zhuǎn)相關(guān)的方法，利用相關(guān)值估計(jì)信道沖激響應(yīng)C；b)對所獲取信道沖激響應(yīng)不含信道抽頭部分功率平均，獲取估計(jì)的噪聲功率σ2，確定迫零抽頭門限γ1和截取抽頭門限γ2；c)對a)步驟估計(jì)的信道沖激響應(yīng)C從N-ZMAX進(jìn)行搜索，ZMAX為帶限偽隨機(jī)序列SL的IFFT變換對sinc函數(shù)中第十個零點(diǎn)的偏移值，獲取第一個高于截取抽頭門限γ2的抽頭序號，定義為當(dāng)前信道沖激響應(yīng)長度L；d)利用離散導(dǎo)頻P進(jìn)行現(xiàn)有的最小二乘算法LS信道估計(jì)，獲取離散導(dǎo)頻處信道頻域響應(yīng)值PE；e)對第k個數(shù)據(jù)OFDM符號處進(jìn)行頻域內(nèi)插處理，獲取完整的信道頻域響應(yīng)值FEk；f)對信道頻域響應(yīng)值FEk進(jìn)行反離散傅立葉變換IFFT，獲取LS信道時域沖激響應(yīng)值CEk；g)對獲取的時域沖激響應(yīng)值CEk進(jìn)行加右半窗處理，對所有序號大于c)步驟估計(jì)長度L的響應(yīng)值迫零得到剩余時域沖激響應(yīng)值CEk1；h)對剩余時域沖激響應(yīng)值CEk1進(jìn)行處理，對其中低于b)步驟確定迫零抽頭門限γ1的抽頭進(jìn)行迫零，得到處理完成的時域沖激響應(yīng)值CEk2；i)對處理完成的時域沖激響應(yīng)值CEk2進(jìn)行離散傅立葉變換FFT，獲取處理后的信道頻域響應(yīng)值FEk1；j)對OFDM符號利用信道頻域響應(yīng)值FEk1進(jìn)行頻域均衡；k)接收機(jī)接收的下一信號仍不是頻域偽隨機(jī)序列，則重復(fù)上述d)-j)步驟。2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的OFDM系統(tǒng)信道估計(jì)方法，其特征在于:所述步驟a)中，信道沖激響應(yīng)C是通過以下步驟得到的al)接收機(jī)生成與發(fā)射訓(xùn)練序列相同的頻域帶限偽噪聲隨機(jī)PN序列SL;a2)接收機(jī)根據(jù)SL生成頻域旋轉(zhuǎn)序列系列Su，SL2，......，SLN，N為FFT長度，S^是由序列Sl和Wn(w)生成，其中W，.D為W因子；a3)接收機(jī)接收到準(zhǔn)確定時同步的兩段由發(fā)射機(jī)發(fā)送的Sl的吋域版本SS1和SS2，將SS2做N點(diǎn)FFT變換到頻域序列SE;a4)將Se與SLn依次相關(guān)，得到相關(guān)系數(shù)序列C，長度為N，相關(guān)系數(shù)序列C即為信道沖激響應(yīng)C。3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的OFDM系統(tǒng)信道估計(jì)方法，其特征在于所述步驟b)中，a2是由C序列N/2+1到N-ZMAX響應(yīng)的平方均值得到的，其中ZMAx為帶限PN序列Sl的IFFT變換對sine函數(shù)中第十個零點(diǎn)的偏移值，迫零抽頭門限^為2CT2，截取抽頭門限^為4c72。4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的OFDM系統(tǒng)信道估計(jì)方法，其特征在于所述步驟e)中，所述的頻域內(nèi)插處理為線性內(nèi)插、二階高斯內(nèi)插或齒條內(nèi)插。5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的OFDM系統(tǒng)信道估計(jì)方法，其特征在于所述步驟e)中，所述的頻域內(nèi)插處理為齒條內(nèi)插。6.根據(jù)權(quán)利要求1所述的OFDM系統(tǒng)信道估計(jì)方法，其特征在于所述步驟g)中，所述的右半窗采用矩形窗、三角窗、升余弦窗或漢明窗中的一種。7.根據(jù)權(quán)利要求1所述的OFDM系統(tǒng)信道估計(jì)方法，其特征在于所述步驟j)中，所述的頻域均衡是指子信道平衰落的反轉(zhuǎn)。全文摘要本發(fā)明公開了一種OFDM移動多媒體廣播信道估計(jì)系統(tǒng)，該方法本方法利用頻域偽隨機(jī)序列進(jìn)行初始信道沖激響應(yīng)長度估計(jì)，再利用離散導(dǎo)頻進(jìn)行動態(tài)信道跟蹤，通過捕獲和跟蹤過程提高信道估計(jì)的性能，抑制噪聲，具有適應(yīng)變化多徑無線信道和抵抗多普勒頻移引起的快衰落的能力。本發(fā)明適于移動多媒體廣播的無線應(yīng)用環(huán)境，具有較高的使用價值。文檔編號H04J11/00GK101257471SQ200810060208公開日2008年9月3日申請日期2008年3月31日優(yōu)先權(quán)日2008年3月31日發(fā)明者僑周,翔張,曦彭,徐元欣,維杜,匡王,輝趙,金羽曄,明高申請人:浙江大學(xué)