專利名稱：：基于二維短時滑動自相關的聯(lián)合同步方法及其接收端的制作方法
技術領域：
：本發(fā)明涉及數(shù)字信息傳輸
技術領域：
，尤其涉及一種應用于傳輸序列具有部分循環(huán)特性的傳輸系統(tǒng)中，包括循環(huán)幀同步、定時頻率同步和載波頻率同步，并基于二維短時滑動自相關的聯(lián)合同步方法及其接收端。
背景技術：
：同步是數(shù)字通信系統(tǒng)接收機設計和實現(xiàn)的首要任務，沒有準確和可靠的同步就不能對傳送的數(shù)據(jù)進行有效和可靠的接收。在惡劣的寬帶無線移動傳輸條件下，接收信號存在許多不理想因素，如信道時延擴展引起的頻率選擇性衰落、信道多普勒擴展引起的時間選擇性衰落、接收機噪聲以及接收機的載波偏差和定時偏差等。因此要求系統(tǒng)接收端的同步算法能夠有效的對抗這些不理想因素，從而保證準確和可靠的同步。以廣泛應用的塊傳輸系統(tǒng)為例，數(shù)字通信系統(tǒng)主要分為單載波和多載波兩類調制方式，它們對同步的需求有各自的特點單載波系統(tǒng)對于載波偏差具有較強的魯棒性，而對定時偏差十分敏感，由定時偏差引起的ISI(InterSymbolInterference,符號間干擾)將導致單載波系統(tǒng)的性能損失。相比較而言，使用OFDM(OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing,正交頻分復用)的多載波系統(tǒng)比單載波系統(tǒng)在對抗定時偏差方面具有更強的魯棒性，然而其性能也類似地容易受到載波偏差引起的ICI(InterCarrierInterference,載波間干擾)帶來的損失。由于OFDM信號的特性，使得很多適用于單載波系統(tǒng)的同步方法不能被其釆用，而需要為其設計專門的同步方法。為了避免由時延擴展引起的IBI(Inter-BlockInterference,塊間干擾)，塊傳輸系統(tǒng)通常在數(shù)據(jù)塊之間加入GI(GuardInterval,保護間隔)。CP(CyclicPrefix,循環(huán)前綴)是一種常見的保護間隔填充方式，它由每個數(shù)據(jù)塊的最后一部分復制得到，構成傳輸序列中的循環(huán)體。每個數(shù)據(jù)塊及其循環(huán)前綴構成傳輸序列中的循環(huán)幀。另一種保護間隔的填充方式是利用訓練序列填充。訓練序列可以釆用一種固定序列，在這種情況下，訓練序列構成循環(huán)體，任意兩個訓練序列和它們之間的部分構成循環(huán)幀；訓練序列也可以由特定序列的不同循環(huán)移位得到，從而具有不同的相位，例如中國數(shù)字電視地面?zhèn)鬏敇藴?見國家標準GB20600-2006)中信號幀的兩種幀頭模式，在這種情況下，訓練序列中的相同部分構成循環(huán)體；另外，訓練序列本身也可以具有循環(huán)特性，例如可以由特定序列的循環(huán)擴展得到，在這種情況下，訓練序列本身構成循環(huán)幀。近期，有學者提出了循環(huán)后綴OFDM系統(tǒng)(見論文J.Kim,etal""SynchronizationandchannelestimationincyclicpostfixbasedOFDMsystems,"IEICETrans.Commun.，vol.E90-B，no.3,pp.485-490，Mar.2007.)，在其發(fā)射端，插入導頻的頻域符號塊經過IFFT(inversefastFouriertransform，快速傅立葉逆變換)操作后，在每個時域信號塊的末尾產生一段已知的固定后綴，這段后綴既充當相鄰信號塊中數(shù)據(jù)部分之間的保護間隔，又可以作為訓練序列輔助接收端的同步和信道估計，同時構成循環(huán)體。對于塊傳輸系統(tǒng)，接收機的同步包括幀同步、定時同步和載波同步。同步策略有很多，在定時同步和載波同步之前進行幀同步是一種常見策略。對于訓練序列填充保護間隔的塊傳輸系統(tǒng)，幀同步一般釆用本地訓練序列和接收序列的互相關來實現(xiàn)。但是，當載波頻偏較大時，本地訓練序列和接收序列的互相關峰的幅度會降低甚至消失，導致接收機無法進行幀同步，從而依賴于精確幀同步的傳統(tǒng)定時同步和載波同步方法都無法進行。另外，信道的時延擴展會造成本地訓練序列和接收序列的互相關峰能量的分散，使相關峰的幅度降低，同時，傳輸數(shù)據(jù)對訓練序列的干擾會影響互相關的結果。這些不理想因素均會給傳統(tǒng)的同步方法造成困難。對于訓練序列填充保護間隔的塊傳輸系統(tǒng)，為了實現(xiàn)存在大載波頻偏時的幀同步，可以使用對接收序列和本地序列進行差分相關的方法(見參考書H.Meyr，M.Moeneclaey，etal"DigitalCommunicationReceivers:Synchronization,ChannelEstimationAndSignalProcessing,pp.487-488，NewYork:JohnWiley&Sons,1997.,論文J.Wu,Y.Chen,etal"IEEETransactionsonConsumerElectronics,Vol.53，No.4，Nov.2007,RobusttimingandfrequencysynchronizationschemeforDTMBsystem.)。這種方法的缺點是在頻率選擇性信道或存在較大的定時偏差的情況下，差分運算的非線性會導致差分相關結果的相關峰難以分辨，影響幀同步。對于循環(huán)前綴填充保護間隔的OFDM系統(tǒng)，可以利用循環(huán)前綴的循環(huán)特性進行幀同步和小范圍載波頻偏估計(見論文:J丄vandeBeek，etal.,"MLestimationoftimeandfrequencyoffsetinOFDMsystems"，IEEETransactionsonSignalProcessing,vol.45,no.7,pp.1800-1805,Jul.1997.),而傳統(tǒng)的定時偏差估計和大范圍載波頻偏估計方法一般需要借助導頻來完成，但是導頻的加入會降低系統(tǒng)的頻譜利用率。
發(fā)明內容(一)要解決的技術問題本發(fā)明的目的是提供一種基于二維短時滑動自相關的聯(lián)合同步方法及其接收端，以解決現(xiàn)有技術接收端同步中存在的上述缺陷。(二)技術方案為了達到上述目的，本發(fā)明的技術方案提出一種基于二維短時滑動自相關的聯(lián)合同步方法，包括接收端對接收序列進行二維短時滑動自相關運算；利用所述自相關運算的結果進行循環(huán)幀同步；利用所述自相關運算的結果及所述循環(huán)幀同步的信息進行定時頻偏估計及載波頻偏估計；利用所述定時頻偏估計及載波頻偏估計得到的估計結果分別進行定時頻率同步及載波頻率同步。上述的聯(lián)合同步方法中，所述自相關運算具體為i(w，/)=Z:。V("-Z--A:),其中，x(")為接收序列；"為離散時間，且"e(-oo,oo)，所述自相關運算的滑動窗口隨時間移動；《為所述自相關運算的滑動窗口的長度，且《的取值根據(jù)循環(huán)體的長度進行選擇；/為相關間隔，取值為所述接收序列中循環(huán)體間隔附近的一段區(qū)間，即/e[W-^iV+"2],iV為所述接收序列中循環(huán)體的間隔，",、^根據(jù)所述接收端的過釆樣率及所需的定時頻偏估計范圍進行選擇；上標*為求復共軛運算；則所述自相關運算的結果i(n,/)為時間"與相關間隔/的二維函數(shù)。上述的聯(lián)合同步方法中，所述循環(huán)幀同步具體包括確定所述自相關運算的結果在時間維度《與相關間隔維度/上的二維最大值，得到二維相關峰|i(v,/。p,)i及其位置("一，/。p,);利用所述二維相關峰在時間維度上的位置~,,得到所述接收序列中循環(huán)幀的位置估計，實現(xiàn)循環(huán)幀同步。上述的聯(lián)合同步方法中，所述定時頻偏估計具體包括利用所述二維相關峰在相關間隔維度上的位置/。,,，得到循環(huán)體之間歸一化定時相偏的整數(shù)部分的估計結果；利用所述二維相關峰位置附近的多個相關間隔的所述自相關運算結果，進行小數(shù)部分的定時相偏估計運算，得到循環(huán)體之間歸一化定時相偏的小數(shù)部分的估計結果；根據(jù)所述整數(shù)部分及小數(shù)部分的估計結果得到循環(huán)體之間歸一化定時相偏的估計結果；利用所述定時相偏的估計結果除以所述循環(huán)體的間隔，得到定時頻偏的估計結果。上述的聯(lián)合同步方法中，所述載波頻偏估計具體包括利用所述二維相關峰位置附近的多個相關間隔的所述自相關運算結果，進行載波頻偏粗估計的運算，得到載波頻偏的粗估計結果，或利用所述二維相關峰位置的一個所述自相關運算結果，進行載波頻偏精細估計的運算，得到載波頻偏的精細估計結果，或如果所述接收序列包括多種由不同間隔的循環(huán)體構成的循環(huán)幀，則利用多組不同相關間隔區(qū)間的所述自相關運算結果，分別進行載波頻偏精細估計的運算，得到多種載波頻偏的精細估計結果，利用所述多種精細估計結果的組合，得到載波頻偏的組合估計結果。本發(fā)明的技術方案還提出一種基于二維短時滑動自相關實現(xiàn)聯(lián)合同步的接收端，包括自相關運算單元，對接收序列進行二維短時滑動自相關運算；循環(huán)幀同步單元，利用所述自相關運算單元的運算結果進行循環(huán)幀同步；定時頻率同步單元，利用所述自相關運算單元的運算結果及所述循環(huán)幀同步單元的同步信息進行定時頻偏估計，并利用所述定時頻偏估計的結果進行定時頻率同步；載波頻率同步單元，利用所述自相關運算單元的運算結果及所述循環(huán)幀同步單元的同步信息進行載波頻偏估計，并利用所述載波頻偏估計的結果進行載波頻率同步。上述實現(xiàn)聯(lián)合同步的接收端中，所述自相關運算具體為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage10</formula>其中，x(")為接收序列；"為離散時間，且"e(-w,。)，所述自相關運算的滑動窗口隨時間移動；尺為所述自相關運算的滑動窗口的長度，且尺的取值根據(jù)循環(huán)體的長度進行選擇；/為相關間隔，取值為所述接收序列中循環(huán)體間隔附近的一段區(qū)間，即/e[iV-《,iV+《],iv為所述接收序列中循環(huán)體的間隔，4、《根據(jù)所述接收端的過采樣率及所需的定時頻偏估計范圍進行選擇；上標*為求復共軛運算；則所述自相關運算的結果i("，/)為時間"與相關間隔/的二維函數(shù)。上述實現(xiàn)聯(lián)合同步的接收端中，所述自相關運算單元包括一個多抽頭延時器，用于產生不同相關間隔的所述自相關運算所需的延時信號；多個乘法器，用于進行所述自相關運算中的乘法運算；多個滑動累加器，每個所述滑動累加器輸出一種相關間隔的所述自相關運算的結果。上述實現(xiàn)聯(lián)合同步的接收端中，所述循環(huán)幀同步單元釆用二維峰值檢測器，用于獲取所述自相關運算單元運算結果的二維相關峰及其位置，并輸出循環(huán)幀位置指示。上述實現(xiàn)聯(lián)合同步的接收端中，所述定時頻率同步單元進一步包括整數(shù)定時相偏估計子單元、小數(shù)定時相偏估計子單元，利用所述循環(huán)幀同步單元輸出的二維相關峰的位置，并結合所述自相關運算單元的運算結果，分別得到循環(huán)體之間歸一化定時相偏的整數(shù)部分和小數(shù)部分的估計結果；以及定時恢復子單元，在將所述定時相偏的整數(shù)部分和小數(shù)部分的估計結果相加并除以循環(huán)體的間隔得到定時頻偏的估計結果后，調整所述定時恢復子單元的參數(shù)，實現(xiàn)定時頻率同步。上述實現(xiàn)聯(lián)合同步的接收端中，所述載波頻率同步單元進一步包括載波頻偏粗估計子單元、載波頻偏精細估計子單元，利用所述循環(huán)幀同步單元輸出的二維相關峰的位置，并結合所述自相關運算單元的運算結果，分別得到載波頻偏的粗估計結果和精細估計結果；數(shù)字下變頻器，利用所述載波頻偏的粗估計結果和精細估計結果，調整所述數(shù)字下變頻器的下變頻頻率，實現(xiàn)載波頻率同步。(三)有益效果本發(fā)明技術方案提供的接收端聯(lián)合同步方法及其接收端，可以在惡劣的傳輸條件下提供可靠和精確的同步，循環(huán)幀同步不受載波頻偏和信道時延擴展的影響，從而可以保證大載波頻偏和頻率選擇性信道下的信號幀同步；定時頻偏估計和載波頻偏估計互不依賴，可以同時進行；定時頻偏估計和載波頻偏估計抵抗循環(huán)幀同步誤差和信道時延擴展的能力強，并且能夠同時保證估計范圍和估計精度；由不同間隔的循環(huán)體構成的循環(huán)幀可以得到更多不同范圍和精度的定時頻偏和載波頻偏估計。本發(fā)明提供的接收端聯(lián)合同步方法及其接收端適用于所有傳輸序列具有部分循環(huán)特性的傳輸系統(tǒng)，例如使用循環(huán)前綴或者訓練序列填充保護間隔的塊傳輸系統(tǒng)，兼容單載波和多載波調制方式；利用本發(fā)明提供的聯(lián)合同步方法，不需要傳輸序列包含其它已知信息，例如導頻，從而避免系統(tǒng)頻譜利用率的降低。圖l是本發(fā)明基于二維短時滑動自相關的聯(lián)合同步方法實施例一流程圖；圖2是本發(fā)明方法實施例二的傳輸系統(tǒng)的信號幀結構；圖3是圖2中信號幀的幀頭結構；圖4是在理想情況下，本發(fā)明方法實施例二的接收序列與本地訓練序列的互相關運算結果的幅度；圖5是存在lOkHz的載波頻偏時，本發(fā)明方法實施例二的接收序列與本地訓練序列的互相關運算結果的幅度；圖6(a)是在單徑信道下，本發(fā)明方法實施例二的接收序列與本地訓練序列的互相關運算結果在互相關峰附近的幅度；圖6(b)是在某多徑信道下，本發(fā)明方法實施例二的接收序列與本地訓練序列的互相關運算結果在互相關峰附近的幅度；圖7是載波頻偏為100kHz時，在出現(xiàn)二維相關峰的相關間隔位置處，時間維度上二維短時滑動自相關運算結果的幅度；圖8是不存在定時頻偏時，在二維相關峰兩側，相關間隔維度上二維短時滑動自相關運算結果的幅度；圖9是存在定時頻偏時，在二維相關峰兩側，相關間隔維度上的二維短時滑動自相關運算結果的幅度；圖IO是在信噪比為10dB的廣電8信道下，當載波頻偏為100kHz時，本發(fā)明方法實施例二的定時頻偏估計的鑒頻曲線；圖11是在信噪比為10dB的廣電8信道下，存在53ppm的定時頻偏時，本發(fā)明方法實施例二的載波頻偏的粗估計的鑒頻曲線；圖12是在信噪比為10dB的廣電8信道下，存在53ppm的定時頻偏時，本發(fā)明方法實施例二的載波頻偏的精細估計的鑒頻曲線；圖13是本發(fā)明方法實施例三的訓練序列中相位差為10的兩個PN序列；圖14是取/=25，>=26時，在信噪比為10dB的廣電8信道下，存在53ppm的定時頻偏時，本發(fā)明方法實施例三的載波頻偏的精細估計的鑒頻曲線；圖15是本發(fā)明方法實施例四的傳輸系統(tǒng)的信號幀結構；圖16是當載波頻偏為lOOkHz時，在出現(xiàn)二維相關峰的相關間隔位置處，時間維度上二維短時滑動自相關結果的幅度；圖17是當不存在定時頻偏時，在二維相關峰兩側，相關間隔維度上二維短時滑動自相關運算結果的幅度；圖18是當存在定時頻偏時，在二維相關峰兩側，相關間隔維度上二維短時滑動自相關運算結果的幅度；圖19是在信噪比為10dB的AWGN(AdditiveWhiteGaussianNoise,加性高斯白噪聲)信道下，當載波頻偏為100kHz時，本發(fā)明方法實施例四的定時頻偏估計的鑒頻曲線；圖20是在信噪比為10dB的廣電8信道下，存在53ppm的定時頻偏時，本發(fā)明方法實施例四的載波頻偏的粗估計的鑒頻曲線；圖21是在信噪比為10dB的廣電8信道下，存在53ppm的定時頻偏時，本發(fā)明方法實施例四的載波頻偏的精細估計的鑒頻曲線；圖22是本發(fā)明基于二維短時滑動自相關實現(xiàn)聯(lián)合同步的接收端實施例結構圖；圖23是本發(fā)明接收端中自相關運算單元的實施例結構圖；圖24是本發(fā)明接收端中循環(huán)幀同步單元的實施例結構圖；圖25是本發(fā)明接收端中定時頻率同步單元的實施例結構圖；圖26是本發(fā)明接收端中載波頻率同步單元的實施例結構圖。具體實施方式以下實施例用于說明本發(fā)明，但不用來限制本發(fā)明的范圍。由
背景技術：
部分的內容可知，對于廣泛使用的塊傳輸系統(tǒng)，傳輸序列往往具有部分循環(huán)特性。傳輸序列中的重復部分構成循環(huán)體，相同的循環(huán)體和它們之間的部分構成循環(huán)幀。為了充分利用傳輸序列的部分循環(huán)特性，本發(fā)明提出一種基于二維短時滑動自相關的聯(lián)合同步方法，其實施例一如圖l所示，包括以下步驟5101、接收端對接收序列進行二維短時滑動自相關運算；5102、利用自相關運算的結果進行循環(huán)幀同步；5103、利用自相關運算的結果及循環(huán)幀同步的信息進行定時頻偏估計及載波頻偏估計；5104、利用定時頻偏估計及載波頻偏估計得到的估計結果分別進行定時頻率同步及載波頻率同步。為使本發(fā)明的目的、內容和優(yōu)點更加清楚，下面提供本發(fā)明用于三種不同信號幀結構的傳輸系統(tǒng)的實施例二至四，并結合附圖對實施例進行詳細描述。實施例二本發(fā)明方法實施例二的傳輸系統(tǒng)采用的信號幀結構如圖2所示。信號幀長度為1728符號，由幀頭和幀體組成。幀頭為192符號的訓練序列，釆用相位固定的PN序列，由127符號的m序列及其65符號的循環(huán)前綴構成，如圖3所示。幀體為1536符號的數(shù)據(jù)塊，可以是獨立的經單載波或多載波調制的數(shù)據(jù)塊，也可以和幀頭一起由循環(huán)后綴OFDM的方式得到。因為信號幀的幀頭均相同，所以信號幀之間具有部分循環(huán)特性，幀頭構成循環(huán)體，相鄰兩個幀頭和它們之間的數(shù)據(jù)構成循環(huán)幀；又因為幀頭由m序列及其循環(huán)擴展構成，所以幀頭本身也具有循環(huán)特性，m序列的循環(huán)部分構成另一種循環(huán)體，幀頭本身構成另一種循環(huán)幀。信號幀的符號速率假設為1.536Msymbol/s。接收序列為使用4倍符號速率對接收信號采樣得到的序列。對于該種釆用周期訓練序列的傳輸系統(tǒng)，常見的同步策略是先進行幀同步，得到精確的信號幀起始位置后再進行訓練序列輔助的定時同步和載波同步。傳統(tǒng)的同步方法先將接收序列與本地訓練序列按下式進行互相關運算其中4W為接收序列，c("為本地訓練序列。在理想情況下，上述接收序列與本地訓練序列的互相關運算結果的幅度如圖4所示?？梢?，通過檢測互相關峰的位置可以完成幀同步。這種同步策略存在的主要問題有兩個第一是接收信號與本地訓練序列的相關峰會受載波頻偏的影響而降低，衰減比例為h丄《sin(丄Q)2&sinc(~^~Q)其中尺為互相關運算的求和長度，化為符號速率，Q為載波頻偏。圖5所示為存在lOkHz的載波頻偏時，上述接收序列與本地訓練序列的互相關運算結果的幅度，此時相關峰已經難以分辯?？梢?，較大的載波頻偏會使傳統(tǒng)的同步方法難以完成幀同步，從而依賴于精確幀同步的定時同步和載波同步方法也無法進行。第二是在多徑信道下，接收序列與本地訓練序列的互相關會出現(xiàn)多個相關峰，導致相關峰能量的分散和幅度的降低，同時，傳輸數(shù)據(jù)對訓練序列的干擾會對互相關運算結果造成影響。圖6(a)(b)所示為分別在單徑和某多徑信道下，上述接收序列與本地訓練序列的互相關運算結果在互相關峰附近的幅度?？梢?，惡劣的多徑信道會使傳統(tǒng)的幀同步方法對互相關峰的檢測造成困難，影響幀同步，從而對依賴于精確幀同步和互相關運算結果的傳統(tǒng)定時同步和載波同步方法造成不利影響。本發(fā)明提供的聯(lián)合同步方法實施例二用于上述傳輸系統(tǒng)的實施方式，各步驟與上述實施例一相同，具體包括S201、對接收序列進行二維短時滑動自相關運算。二維短時滑動自相關運算的具體方法為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage16</formula>為接收序列，"為離散時間，/為相關間隔，W為接收序列中的信號幀長度，即相鄰幀頭的間隔，A^17284,《的選擇與接收端的過釆樣率和定時頻偏估計的范圍有關，這里取《=4=3，《的取值與循環(huán)體的長度有關，本實施例中取^為接收序列中幀頭的長度，即^=192.4,上標*代表求復共軛的運算。當信道的相干時間遠大于信號幀長度時，相鄰兩個信號幀經歷的信道可視為準靜態(tài)的，并且在相鄰兩個信號幀的時間內定時頻偏和載波頻偏的變化很小，因此接收序列中相鄰兩個幀頭具有高度的相似性。設幀頭訓練序列為c(")，信道沖激響應為W"),由接收端采樣速率歸一化的載波頻偏為o),根據(jù)信道沖激響應和載波頻偏的準靜態(tài)特性，在無定時頻偏的情況下，接收序列中相鄰兩個幀頭可以表示為q<formula>formulaseeoriginaldocumentpage16</formula>其中C/!(")=c(w)*,*代表線性卷積。當"指向某個幀頭的末尾，"-/指向前一個幀頭的末尾時，就會出現(xiàn)最大值。,,)1,豐(",/)|}在一個循環(huán)幀的時間內，i(，/。p,)aZ二k("l2expOA0,其中("。p,，k,)為I01在由相鄰兩個幀頭及它們之間的部分構成的循環(huán)幀的范圍內取得最大值的位置，IW("。一；)I即為二維相關峰，H代表求復數(shù)幅度的運算?？梢钥闯觯S相關峰的幅度不會因載波頻偏或信道時延擴展的影響而降低。由于幀頭自身也具有部分循環(huán)特性，因此對接收序列可以同時進行另一組二維短時滑動自相關運算，即/'(",/')=Z::、'("-/'—"jc("—A:),/'e[iV—3,7V+3]，其中/'為相關間隔，Z為接收序列的幀頭中的循環(huán)體的間隔，1=127.4，r取接收序列的幀頭中的循環(huán)體的長度，iT=65.4。當"指向某個幀頭的末尾，"-/'指向該幀頭中前一個循環(huán)體的末尾時，W'("力就會出現(xiàn)二維相關峰I"，。I,并且W'0。p,，C)《Z二11《("I2exp()w丄)，其中=*//(")，為幀頭中的循環(huán)體。S202、利用步驟S201自相關運算的結果實現(xiàn)循環(huán)幀同步。在接收序列中相鄰兩個幀頭及它們之間的部分構成的循環(huán)幀的范圍內，尋找由步驟S201得到的W("，/)I在時間維度和相關間隔維度上的二維最大值，得到二維相關峰I^V，；)I及其位置(V，；)；二維相關峰在時間維度上的位置"。p,，即為接收信號中某個幀頭末尾位置的估計，由此可以完成循環(huán)幀同步。利用循環(huán)幀同步可以得到每個信號幀的位置，從而完成信號幀同步。由于I辨"。p,，^)I不受載波頻偏和信道時延擴展的影響，所以步驟S202能夠保證大載波頻偏和頻率選擇性信道下的循環(huán)幀同步。圖7所示為載波頻偏為lOOkHz時，在出現(xiàn)二維相關峰的相關間隔位置處，時間維度上的由步驟S201得到的二維短時滑動自相關運算結果的幅度<formula>formulaseeoriginaldocumentpage18</formula>。循環(huán)幀同步也可以通過在接收序列中一個幀頭構成的循環(huán)體的范圍內，尋找由步驟S201得到的另一組自相關運算結果^("，/')的二維相關峰I及'(,C,)I及其位置("。P,，C,)而完成。進一步的，循環(huán)幀同步還可以通過尋找W(",^)l和^("，C,)l的平均值在時間維度上的最大值及其位置而完成。步驟S203、利用步驟S201自相關運算的結果和步驟S202的循環(huán)幀同步信息，同時進行定時頻偏估計和載波頻偏估計。1)定時頻偏估計當不存在定時頻偏時，由步驟S202得到的二維相關峰lI在相關間隔維度上的位置；為相鄰幀頭的間隔W，并且在二維相關峰兩側，相關間隔維度上的自相關運算結果的幅度I^(，01是對稱的，如圖8所示。當接收端的釆樣時鐘存在頻率偏差時，二維相關峰I雙,，^)l在相關間隔維度上的位置；可能發(fā)生偏移，并且在二維相關峰兩側，相關間隔維度上的自相關運算結果的幅度^("。P,力I不再對稱，如圖9所示。因此，利用由步驟S202得到的二維相關峰W("，，/。p,)1在相關間隔維度上的位置U，和二維相關峰兩側，相關間隔維度上的由步驟S201得到的自相關運算結果的幅度1*(~,，/)1,可以進行定時頻偏估計，具體步驟如下a.計算相鄰幀頭之間歸一化定時相偏的整數(shù)部分的估計結果<formula>formulaseeoriginaldocumentpage18</formula>b.計算二維相關峰兩側，相關間隔維度上的自相關運算結果的幅度I雙力I的不對稱程度:<formula>formulaseeoriginaldocumentpage18</formula>c.計算相鄰幀頭之間歸一化定時相偏的小數(shù)部分的估計結果<formula>formulaseeoriginaldocumentpage19</formula>d.利用相鄰幀頭之間歸一化定時相偏的估計結果，計算定時頻偏的估計結果入對于本實施例，由于"[iv-3，iV+3]，因此鄰幀頭之間歸一化定時相偏的估計范圍為[-1.5,1.5),/的估計范圍為[-l.s/n,ls/n),即[^nppm,2nppm)。在信噪比為10dB的廣電8信道下(參見表1)，當載波頻偏為100kHz時，本發(fā)明方法實施例二的定時頻偏估計的鑒頻曲線如圖IO所示。表1<table>tableseeoriginaldocumentpage19</column></row><table>2)載波頻偏估計由步驟S201所述可知，在二維相關峰位置處，所述自相關運算結果A(V，；)和W("。p,，C,)的相角包含載波頻偏信息，又因為接收序列為接收信號經過4倍符號速率釆樣得到，所以在二維相關峰附近的多個相關間隔的自相關運算結果的相角也包含載波頻偏信息。因此，利用由步驟S202得到的二維相關峰的位置處及其附近，由步驟S201得到的多個相關間隔的自相關運算結果的相角，可以進行載$計，具體方法包括a.計算載波頻偏的粗估計結果W=Warg[及(,/。p,+1)]—arg[i(,,/一-1)]}其中^為一修正系數(shù)。由于Warg[i("印,，/。p,+1)]-arg[及(v,-1)]}*"，因此粗估計可以達到最大的載波頻偏估計范圍，即Hr，力，但估計精度較低。b.計算載波頻偏的精細估計l的結果,匿,,_arg。p,)]_TV由于arg[i("。p,，/。p,)]e[-;r，;r)，因此精細估計1的估計范圍是[-兀/N，兀/N)，即[-444他，444他)，但估計精度遠高于粗估計。c.計算載波頻偏的精細估計2的結果,ise,2—arg[;)]_丄其中W"表示利用步驟S201得到的另一組二維短時滑動自相關運算的結果^(",Z')，和由步驟S202得到的二維相關峰的位置("。p,，C,),經過上述載波頻偏精細估計的計算，得到的載波頻偏的精細估計2的結果。由于arg[i'(,/;)]e[U),因此精細估計2的估計范圍是[-兀/L，兀/L),即[-G.(HkHz,6.(MkHz)，介于上述粗估計和精細估計1之間。精細估計2的估計精度也介于上述粗估計和精細估計1之間。載波頻偏的粗估計和精細估計可以同時進行，因此能夠同時保證大的估計范圍和高的估計精度。圖ll和圖12所示為在信噪比為10dB的廣電8信道下，存在53ppm的定時頻偏時，本發(fā)明方法實施例二的載波頻偏的粗估計和精細估計1的鑒頻曲線。步驟S204、利用步驟S203所述定時頻偏和載波頻偏的估計結果完成定時頻率同步和載波頻率同步。具體方法為，由步驟S203得到定時頻率誤差的估計結果后，用環(huán)路濾波器對其進行濾波，利用經濾波后的定時頻偏估計結果調整定時恢復環(huán)路的NCO(NumberControlledOscillator,數(shù)控振蕩器)的相位增量，完成定時頻率同步。利用由步驟S202得到的載波頻偏的粗估計和精細估計結果，調整DDC(DigitalDownConverter,數(shù)字下變頻器)的下變頻頻率，以此校正和跟蹤載波頻偏，完成載波頻率同步。實施例三本發(fā)明實施例三的傳輸系統(tǒng)的信號幀釆用中國地面數(shù)字電視傳輸標準(GB20600-2006)的信號幀結構1，對應幀頭模式1。信號幀長度為4200符號，由幀頭和幀體組成。幀頭為420符號的PN序列，PN序列由255符號的m序列及其循環(huán)擴展構成，m序列的不同循環(huán)移位對應不同相位的PN序列。兩個PN序列的相位差即為構成它們的m序列的相對循環(huán)移位的位數(shù)，圖13所示為相位差為IO的兩個PN序列。該系統(tǒng)的一個超幀由225個信號幀構成，相鄰幀頭的PN序列具有不同的相位差，PN序列相位差的取值范圍是-112到112。因為相鄰幀頭的大部分是相同的，所以信號幀之間具有部分循環(huán)特性，相鄰幀頭中的相同部分構成傳輸序列中的循環(huán)體，循環(huán)體最長為420符號，最短為308符號，相鄰循環(huán)體和它們之間的部分構成循環(huán)幀。信號幀的符號速率為7.56Msymbol/s。接收序列為使用4倍符號速率對接收信號釆樣得到的序列。上述傳輸系統(tǒng)的傳統(tǒng)同步策略與實施例二所述的傳統(tǒng)同步策略基本相同，也具有類似的不足。本發(fā)明提供的聯(lián)合同步方法實施例三用于上述傳輸系統(tǒng)的實施方式，各步驟與上述實施例一相同，具體包括步驟S301、對接收序列進行二維短時滑動自相關運算。具體方法為《(w,/,)=Z:jc'O-/,._"jc("-"，"[W+p/z雄,—u-《，+;^0^,,.+c/2]其中4")為接收序列，"為離散時間，(為相關間隔，w為接收序列中的信號幀長度，即相鄰幀頭的間隔，A^42004，^證k,為接收序列中第/-1個和第；個幀頭的PN序列的相位差，P/^^,的取值范圍是[-112，112]4，+^認,、,即為接收序列中第-1個和第/個幀頭中循環(huán)體之間的間隔，4、《的選擇與接收端的過采樣率和定時頻偏估計的范圍有關，這里取《=《=3，^的取值與循環(huán)體的長度有關，本實施例中取《為接收序列中最長的循環(huán)體的長度，即《=420-4。當信道的相干時間遠大于信號幀長度時，相鄰兩個信號幀經歷的信道可視為準靜態(tài)的，并且在相鄰兩個信號幀的時間內定時頻偏和載波頻偏的變化很小，因此接收序列中相鄰幀頭中的循環(huán)體具有高度的相似性。設發(fā)射序列中第卜l個和第Z個幀頭中的循環(huán)體為c("),信道沖激響應為由接收端釆樣速率歸一化的載波頻偏為"。根據(jù)信道沖激響應和載波頻偏的準靜態(tài)特性，在無定時頻偏的情況下，接收序列中第卜l個和第/個幀頭中的循環(huán)體可以表示為q(")exp[y'w("-7V-/7/ww,一,)]和q(")expO")，其中^(")="")*/2(")。當"指向第/個幀頭中循環(huán)體的末尾，"-/,指向第—1個幀頭中循環(huán)體的末尾時，1《(",/,)l就會出現(xiàn)最大值<formula>formulaseeoriginaldocumentpage22</formula>其中II即為二維相關峰，為二維相關峰的位置。可以看出，二維相關峰的幅度不會因載波頻偏或信道時延擴展的影響而降低。步驟S302、利用步驟S301所述自相關運算的結果實現(xiàn)循環(huán)幀同步。通過檢測由步驟S301得到的1I在時間維度和相關間隔維度上的二維最大值，得到二維相關峰1《("帆,,")1及其位置(,,，/帆,)；二維相關峰在時間維度上的位置"一，即為接收序列中第z'個幀頭中的循環(huán)體末尾位置的估計，進而得到以后各幀頭中的循環(huán)體的位置，由此完成循環(huán)幀同步；同時得到以后各相鄰循環(huán)體之間的間隔，由此調整步驟S301中二維短時滑動自相關的相關間隔/,的區(qū)間，從而在以后每個循環(huán)幀的范圍內都可以得到二維相關峰及其位置。利用循環(huán)幀同步可以得到每個信號幀的位置，從而完成信號幀同步。由于在實施例三的接收序列中的一個超幀內，相鄰兩個循環(huán)體之間的間隔各不相同，因此只有當?shù)赯個幀頭中的循環(huán)體到來時I《(",/,)I才會出現(xiàn)二維相關峰，進而得到以后的循環(huán)體位置以及以后的相鄰循環(huán)體之間的間隔。為了降低實施例三的循環(huán)幀同步所需的時間，步驟S301可以在初始階段進行多組不同相關間隔區(qū)間的二維短時滑動自相關運算，得到多組自相關運算結果《("，()卜'=^'2,...,~，當其中的任意一組運算結果出現(xiàn)二維相關峰時，即可完成循環(huán)幀同步，并且得到以后的相鄰循環(huán)幀之間的間隔，由此調整步驟S301所述自相關運算的相關間隔的區(qū)間。另一種降低循環(huán)幀同步所需時間的方法是在初始階段利用如
背景技術：
中所述的差分相關技術，將接收序列和任意一種相位的PN序列進行差分相關，利用差分相關的相關峰的位置以及相鄰相關峰之間的間隔完成信號幀同步和循環(huán)幀同步，并且得到以后相鄰循環(huán)體之間的間隔，由此調整步驟S301所述自相關運算的相關間隔的區(qū)間，從而在以后每個循環(huán)幀的范圍內都可以得到所述自相關運算的二維相關峰及其位置。步驟S303、利用步驟S301所述自相關運算的結果和步驟S302所述循環(huán)幀同步信息，同時進行定時頻偏估計和載波頻偏估計。1)定時頻偏估計利用由步驟S302得到的二維相關峰l《(,,，、,,)I在相關間隔維度上的位置^.,，和在二維相關峰兩側，相關間隔維度上的由步驟S201得到的自相關運算結果的幅度l戊("一力l，進行定時頻偏估計，具體步驟如下a.計算第/-1個和第/個幀頭中的循環(huán)體之間歸一化定時相偏的整數(shù)部分的估計結果^C&《=-w-;^認,-!,,b.計算二維相關兩側，相關間隔維度上的自相關運算結果的幅度II的不對稱程度:=1L"+1)I—I—1)I+2)卜IL,,/,-2)I]c.計算第/-1個和第/個幀頭中的循環(huán)體之間歸一化定時相偏的frc小數(shù)部分的估計結果^d若l《("—,v,-l別,u+1)I&《柳u柳U-1)-頓(w若I《("帆,，U)KI+1)1d.利用第/-1個和第/個幀頭中的循環(huán)體之間歸一化定時相偏的估計結果，計算定時頻偏的估計結果l對于本實施例，由于Z,e[W+,,-3，TV+p/7o^w,+3],因此第/-1個和第/個幀頭中的循環(huán)體之間歸一化定時相偏的估計范圍為[-1.5,1.5),義的估計范圍為[-1.5/(^+^騰,/,,),1.5/(7V+—e"》)最小估計范圍為[-^PPm,^Ppm)。通過增大相關間隔/,的取值區(qū)間，可以進一步增大定時頻偏的估計范圍。2)載波頻偏估計利用由步驟S302得到的二維相關峰1《("。/),,,,。,,)1位置處及其附近，由步驟S301得到的多個相關間隔的自相關運算結果《("。,,,,，()的相角進行載波頻偏估計，具體方法包括a.計算載波頻偏的粗估計結果《面e="arg[i,(,,，/—+1)]-arg[i,,/，,—1)]}，其中A為一修正系數(shù)。由于Warg[《("帆,，/抓,+1)]-arg[i,("。p,,,,/。p,,,-1)]}，因此粗估計可以達到最大的載波頻偏估計范圍，即[-"，")，但估計精度較低。b.計算載波頻偏的精細估計結果<formula>formulaseeoriginaldocumentpage25</formula>上述精細估計的估計范圍是<formula>formulaseeoriginaldocumentpage25</formula>,))，但估計精度遠高于粗估計。c.根據(jù)步驟S301,可以同時進行另一組二維短時滑動自相關運算<formula>formulaseeoriginaldocumentpage25</formula>其中為第卜1個和第7個信號幀的PN序列的相位差。當"指向第7'個幀頭中循環(huán)體的末尾，"-/,指向第卜1個幀頭中循環(huán)體的末尾時，就會出現(xiàn)二維相關峰W,("^,^)1,并且arg"'^/^"—"——Vl,》。根據(jù)步驟S302,可以得到二維相關峰ll及其位置("。pC抓,)。由此，可以得到另一種載波頻偏的精細估計結果^=-。d.利用上述兩種載波頻偏精細估計的組合，計算載波頻偏的組合估計結果<formula>formulaseeoriginaldocumentpage25</formula>組合估計的估計范圍為介于上述粗估計和精細估計之間，其估計精度也介于粗估計和精細估計之間。上述載波頻偏的粗估計、精細估計和組合估計可以同時進行，以同時保證大的估計范圍和高的估計精度。圖14所示為取/=25，/=26時，在信噪比為10dB的廣電8信道下，存在53ppm的定時頻偏時，實施例三的載波頻偏的組合估計的鑒頻曲線，估計范圍是[—74.1kHz,74.1kHz)。步驟S304:利用步驟S303所述定時頻偏和載波頻偏的估計結果完成定時頻率同步和載波頻率同步。具體方法與步驟S204類似。實施例四本發(fā)明實施例四的傳輸系統(tǒng)采用的信號幀如圖15所示。信號幀由128符號的循環(huán)前綴和1024符號OFDM數(shù)據(jù)體組成。循環(huán)前綴由每個OFDM數(shù)據(jù)體末尾的128個符號復制得到，構成傳輸序列中的循環(huán)體，每個信號幀構成一個循環(huán)幀。OFDM數(shù)據(jù)體的子載波數(shù)量為1024,其中有效子載波數(shù)量為628，其余子載波均為虛擬子載波。信號幀中不含導頻等任何已知信息，只具有由循環(huán)前綴構成的部分循環(huán)特性。信號幀的符號速率假設為1.536Msymbol/s。接收序列為使用4倍符號速率對接收信號釆樣得到的序列。對于這種釆用循環(huán)前綴填充保護間隔的塊傳輸系統(tǒng)，常見的同步策略是對接收序列進行固定相關間隔的滑動自相關運算，利用運算結果的相關峰進行信號幀同步，利用相關峰位置處運算結果的相角進行小范圍的載波頻偏估計，而定時偏差估計和大范圍的載波頻偏估計往往需要借助傳輸序列中的導頻或者其它訓練信息完成。但向傳輸序列中加入導頻或其它訓練信息會降低傳輸效率。本發(fā)明提供的聯(lián)合同步方法實施例四用于上述傳輸系統(tǒng)的實施方式，各步驟與上述實施例一相同，具體包括步驟S401:對接收序列進行二維短時滑動自相關運算。具體方法為/)=:a"-/-&w"-A)，/e[yv-《，w+《]其中x(")為接收序列，"為離散時間，/為相關間隔，w為接收序列中OFDM數(shù)據(jù)體的長度，即信號幀中的循環(huán)前綴與其在OFDM數(shù)據(jù)體中的對應部分的間隔，iV=1024*4，《、4的選擇與接收端的過釆樣率和定時頻偏估計的范圍有關，本實施例中取《="2=3,尺的取值與循環(huán)體的長度有關，本實施例中取《為接收序列中循環(huán)前綴的長度，即尺=128.4。當信道的相干時間遠大于信號幀長度時，每個信號幀經歷的信道可視為準靜態(tài)的，并且在一個信號幀的時間內定時頻偏和載波頻偏的變化很小，因此接收序列中每個信號幀的循環(huán)前綴與其在OFDM數(shù)據(jù)體中的對應部分具有高度的相似性。當"指向某個信號幀的末尾，"-z指向該信號幀中循環(huán)前綴的末尾時，W("，OI就會出現(xiàn)最大值I^V，/。p,)I，即二維相關峰。步驟S402:利用步驟S401所述自相關運算的結果實現(xiàn)循環(huán)幀同步。在接收序列中一個循環(huán)幀的范圍內，尋找由步驟S401得到的IW",/)I在時間維度和相關間隔維度上的二維最大值，得到二維相關峰I雖。p,，^)I及其位置("。p,，^,);二維相關峰在時間維度上的位置"，，即為接收信號中某個信號幀末尾位置的估計，由此可以完成循環(huán)幀同步。利用循環(huán)幀同步可以得到每個信號幀的位置，從而完成信號幀同步。由于W("f;,)l不受載波頻偏和信道時延擴展的影響，所以步驟S402能夠保證大載波頻偏和頻率選擇性信道下的循環(huán)幀同步。圖16所示為載波頻偏為lOOkHz時，在出現(xiàn)二維相關峰的相關間隔位置處，時間維度上的由步驟S301得到的二維短時滑動自相關結果的幅度l及("；)l。為了進一步提高循環(huán)幀同步的精度，可以將多個循環(huán)幀構成復合循環(huán)幀，利用復合循環(huán)幀進行循環(huán)幀同步。步驟S403:利用步驟S401所述自相關運算的結果和步驟S402所述循環(huán)幀同步信息，同時進行定時頻偏估計和載波頻偏估計。1)定時頻偏估計當不存在定時頻偏時，由步驟S402得到的二維相關峰l^v，/。p,)1；為循環(huán)前綴與其在OFDM數(shù)據(jù)體中對應部分的間隔W,并且在二維相關峰兩側，相關間隔維度上的二維短時滑動自相關運算結果的幅度W("。p,，OI是對稱的，如圖17所示。當接收端的釆樣時鐘存在頻率偏差時，二維相關峰^("。p,，^)l在相關間隔維度上的位置~,可能發(fā)生偏移，并且在二維相關峰兩側，相關間隔維度上的二維短時滑動自相關運算結果的幅度IW"W力I不再對稱，如圖18所示。因此，利用由步驟S402得到的二維相關峰W，/。p,)l在相關間隔維度上的位置k,，和二維相關峰兩側，相關間隔維度上的由步驟S401得到的二維短時滑動自相關運算結果的幅度l耵"。p,力l，可以進行定時頻偏估計，具體步驟如下a.計算循環(huán)前綴及其在OFDM數(shù)據(jù)體中的對應部分之間歸一化定時相偏的整數(shù)部分的估計結果^r"":b.計算二維相關峰兩側，相關間隔維度上的自相關運算結果的幅度IW"。p,力I的不對稱程度:^T(/)=|,/+1)H"—1)I+》W"。p,,/+2)H及("。p,，/-2)I]c.計算循環(huán)前綴及其在OFDM數(shù)據(jù)體中的對應部分之間歸一化定時相偏的小數(shù)部分的估計結果&〃to:若1^(,；-1)向及(~,,/叩,+1)1柳。p,-1)-柳。p,)若1,0乂-1)1<宇+1)1d.利用循環(huán)前綴及其在OFDM數(shù)據(jù)體中的對應部分之間歸一'定時相偏的估計結果，計算定時頻偏的估計結果/:TV對于本實施例，由于"[^-3,^+3]，因此鄰幀頭之間歸一化定時相偏的估計范圍為[-1.5,1.5)，/的估計范圍為[-I.5/N,1.5/N)，即[-366ppm,366ppm)。在信噪比為10dB的AWGN信道下，當載波頻偏為100kHz時，實施例四的定時頻偏估計的鑒頻曲線如圖19所示。2)載波頻偏估計由步驟S401所述可知，在二維相關峰位置處，所述自相關運算結果W"。p,，/。p,)的相角包含載波頻偏信息，又因為接收序列為接收信號經過4倍符號速率釆樣得到，所以在二維相關峰附近的多個相關間隔的自相關運算結果的相角也包含載波頻偏信息。因此，利用由步驟S402得到的二維相關峰的位置處及其附近，由步驟S401得到的多個相關間隔的自相關運算結果的相角，可以進行載波頻偏估計，具體方法包括a.計算載波頻偏的粗估計結果<formula>formulaseeoriginaldocumentpage29</formula>其中^為一修正系數(shù)。由于Warg[i("印,，；,+1)]-arg[i("一，-1)]}，因此粗估計可以達到最大的載波頻偏估計范圍，即[-冗，冗)，但估計精度較低。b.計算載波頻偏的精細估計結果<formula>formulaseeoriginaldocumentpage29</formula>由于arg[i(，/一)]e[-;r,;r),因此精細估計的估計范圍是[-7t/N,兀/N),即[-乃0Hz,"0Hz)，但估計精度遠高于粗估計。載波頻偏的粗估計和精細估計可以同時進行，以同時保證大的估計范圍和高的估計精度。圖20和圖21所示為在信噪比為10dB的廣電8信道下，存在53ppm的定時頻偏時，實施例四的載波頻偏的粗估計和精細估計的鑒頻曲線。如果實施例四的信號幀結構中包含由其它間隔的循環(huán)體構成的循環(huán)幀，例如類似實施例二中自身具有循環(huán)特性的訓練序列，則可以按照實施例二和實施例三所描述的方法，利用多組不同相關間隔區(qū)間的二維短時滑動自相關運算的結果，分別進行載波頻偏精細估計的運算，得到估計范圍和估計精度介于上述粗估計和精細估計之間的其它精細估計結果，還可以利用多種載波頻偏的精細估計結果的組合，得到滿足估計范圍和估計精度要求的組合估計結果。步驟S404:利用步驟S403所述定時頻偏和載波頻偏的估計結果完成定時頻率同步和載波頻率同步。具體方法為利用由步驟S403得到的定時頻偏的估計結果，調整接收端定時恢復部分中的數(shù)控振蕩器的相位增量，完成定時頻率同步；利用由步驟S403得到的載波頻偏的粗估計結果和精細估計結果,調整數(shù)字下變頻器的下變頻頻率，以此校正載波頻偏，完成載波頻率同步。上述本發(fā)明的實施例通過對提出的基于短時二維滑動自相關的聯(lián)合同步方法在三種具有不同信號幀結構的傳輸系統(tǒng)中應用的詳細說明，表明了本發(fā)明提出的聯(lián)合同步方法能夠使傳輸序列具有部分循環(huán)特性的傳輸系統(tǒng)的接收端在惡劣的傳輸條件下，實現(xiàn)快速、可靠的循環(huán)幀同步進而實現(xiàn)精確的定時頻率同步和載波頻率同步，同時說明了發(fā)明方法的廣泛的適用性。圖22為本發(fā)明基于二維短時滑動自相關實現(xiàn)聯(lián)合同步方法的接收端實施例結構圖，如圖所示，本實施例的接收端包括自相關運算單元221,對接收序列進行二維短時滑動自相關運算；循環(huán)幀同步單元222,利用自相關運算單元221的運算結果進行循環(huán)幀同步；定時頻率同步單元223，利用自相關運算單元221的運算結果及循環(huán)幀同步單元222的同步信息進行定時頻偏估計，并利用定時頻偏估計的結果進行定時頻率同步；載波頻率同步單元224，利用自相關運算單元221的運算結果及循環(huán)幀同步單元222的同步信息進行載波頻偏估計，并利用載波頻偏估計的結果進行載波頻率同步。其中，自相關運算單元221可以由一個多抽頭的延時器、多個乘法器和多個滑動累加器實現(xiàn)，如圖23所示。其中，多抽頭的延時器可以產生不同相關間隔的自相關運算所需的延時信號，每個滑動累加器的輸出即為一種相關間隔的自相關運算的結果。循環(huán)幀同步單元222可利用一個二維峰值檢測器實現(xiàn)，用于獲得自相關運算單元221的運算結果的二維相關峰及其位置，并輸出循環(huán)幀位置指示，如圖24所示。定時頻率同步單元223利用循環(huán)幀同步單元輸出的二維相關峰的位置，結合自相關運算單元的運算結果，分別由整數(shù)定時相偏估計子單元和小數(shù)定時相偏估計子單元得到循環(huán)體之間歸一化定時相偏的整數(shù)部分和小數(shù)部分的估計結果，再將這兩種定時相偏的估計結果相加，并除以循環(huán)體的間隔，得到定時頻偏的估計結果，利用定時頻偏的估計結果調整定時恢復子單元的參數(shù)，完成定時頻率同步，如圖25所示。載波頻率同步單元224利用循環(huán)幀同步單元輸出的二維相關峰的位置，以及自相關運算單元的運算結果，分別由載波頻偏粗估計子單元和載波頻偏精細估計子單元得到載波頻偏的粗估計結果和精細估計結果，再利用這兩種載波頻偏的估計結果調整數(shù)字下變頻器的下變頻頻率，完成載波頻率同步，如圖26所示。以上為本發(fā)明的最佳實施方式，依據(jù)本發(fā)明公開的內容，本領域的普通技術人員能夠顯而易見地想到一些雷同、替代方案，均應落入本發(fā)明保護的范圍。權利要求1、一種基于二維短時滑動自相關的聯(lián)合同步方法，其特征在于，包括接收端對接收序列進行二維短時滑動自相關運算；利用所述自相關運算的結果進行循環(huán)幀同步；利用所述自相關運算的結果及所述循環(huán)幀同步的信息進行定時頻偏估計及載波頻偏估計；利用所述定時頻偏估計及載波頻偏估計得到的估計結果分別進行定時頻率同步及載波頻率同步。2、如權利要求l所述的聯(lián)合同步方法，其特征在于，所述自相關運算具體為及("")《:。？("-「其中，x(")為接收序列；"為離散時間，且ne(-oo,oO，所述自相關運算的滑動窗口隨時間移動；《為所述自相關運算的滑動窗口的長度，且^的取值根據(jù)循環(huán)體的長度進行選擇；/為相關間隔，取值為所述接收序列中循環(huán)體間隔附近的一段區(qū)間，即/e[^-",，iv+《]，；v為所述接收序列中循環(huán)體的間隔，《、《根據(jù)所述接收端的過釆樣率及所需的定時頻偏估計范圍進行選擇；上標*為求復共軛運算；則所述自相關運算的結果i(",/)為時間"與相關間隔/的二維函數(shù)。3、如權利要求2所述的聯(lián)合同步方法，其特征在于，所述循環(huán)幀同步具體包括確定所述自相關運算的結果在時間維度"與相關間隔維度/上的二維最大值，得到二維相關峰|雖。,,,/。,,)|及其位置(,/。,,)；利用所述二維相關峰在時間維度上的位置~,,得到所述接收序列中循環(huán)幀的位置估計，實現(xiàn)循環(huán)幀同步。4、如權利要求3所述的聯(lián)合同步方法，其特征在于，所述定時頻偏估計具體包括利用所述二維相關峰在相關間隔維度上的位置Iopt,得到循環(huán)體之間歸一化定時相偏的整數(shù)部分的估計結果；利用所述二維相關峰位置附近的多個相關間隔的所述自相關運算結果，進行小數(shù)部分的定時相偏估計運算，得到循環(huán)體之間歸一化定時相偏的小數(shù)部分的估計結果；根據(jù)所述整數(shù)部分及小數(shù)部分的估計結果得到循環(huán)體之間歸一化定時相偏的估計結果；利用所述定時相偏的估計結果除以所述循環(huán)體的間隔，得到定時頻偏的估計結果。5、如權利要求3所述的聯(lián)合同步方法，其特征在于，所述載波頻偏估計具體包括利用所述二維相關峰位置附近的多個相關間隔的所述自相關運算結果，進行載波頻偏粗估計的運算，得到載波頻偏的粗估計結果，或利用所述二維相關峰位置的一個所述自相關運算結果，進行載波頻偏精細估計的運算，得到載波頻偏的精細估計結果，或如果所述接收序列包括多種由不同間隔的循環(huán)體構成的循環(huán)幀，則利用多組不同相關間隔區(qū)間的所述自相關運算結果，分別進行載波頻偏精細估計的運算，得到多種載波頻偏的精細估計結果，利用所述多種精細估計結果的組合，得到載波頻偏的組合估計結果。6、一種基于二維短時滑動自相關實現(xiàn)聯(lián)合同步的接收端，其特征在于，包括自相關運算單元，對接收序列進行二維短時滑動自相關運算；循環(huán)幀同步單元，利用所述自相關運算單元的運算結果進行循環(huán)幀同步；定時頻率同步單元，利用所述自相關運算單元的運算結果及所述循環(huán)幀同步單元的同步信息進行定時頻偏估計，并利用所述定時頻偏估計的結果進行定時頻率同步；載波頻率同步單元，利用所述自相關運算單元的運算結果及所述循環(huán)幀同步單元的同步信息進行載波頻偏估計，并利用所述載波頻偏估計的結果進行載波頻率同步。7、如權利要求6所述的接收端，其特征在于，所述自相關運算具體為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage4</formula>其中，x(")為接收序列；"為離散時間，且"e(-oc,①)，所述自相關運算的滑動窗口隨時間移動；《為所述自相關運算的滑動窗口的長度，且尺的取值根據(jù)循環(huán)體的長度進行選擇；/為相關間隔，取值為所述接收序列中循環(huán)體間隔附近的一段區(qū)間，即/e[^u+《],iv為所述接收序列中循環(huán)體的間隔，《、《根據(jù)所述接收端的過釆樣率及所需的定時頻偏估計范圍進行選擇；上標*為求復共軛運算；則所述自相關運算的結果/(w,/)為時間M與相關間隔/的二維函數(shù)。8、如權利要求7所述的接收端，其特征在于，所述自相關運算單元包括一個多抽頭延時器，用于產生不同相關間隔的所述自相關運算所需的延時信號；多個乘法器，用于進行所述自相關運算中的乘法運算；多個滑動累加器，每個所述滑動累加器輸出一種相關間隔的所述自相關運算的結果。9、如權利要求8所述的接收端，其特征在于，所述循環(huán)幀同步單元釆用二維峰值檢測器，用于獲取所述自相關運算單元運算結果的二維相關峰及其位置，并輸出循環(huán)幀位置指示。10、如權利要求9所述的接收端，其特征在于，所述定時頻率同步單元進一步包括整數(shù)定時相偏估計子單元、小數(shù)定時相偏估計子單元，利用所述循環(huán)幀同步單元輸出的二維相關峰的位置，并結合所述自相關運算單元的運算結果，分別得到循環(huán)體之間歸一化定時相偏的整數(shù)部分和小數(shù)部分的估計結果；以及定時恢復子單元，在將所述定時相偏的整數(shù)部分和小數(shù)部分的估計結果相加并除以循環(huán)體的間隔得到定時頻偏的估計結果后，調整所述定時恢復子單元的參數(shù)，實現(xiàn)定時頻率同步。11、如權利要求9所述的接收端，其特征在于，所述載波頻率同步單元進一步包括載波頻偏粗估計子單元、載波頻偏精細估計子單元，利用所述循環(huán)幀同步單元輸出的二維相關峰的位置，并結合所述自相關運算單元的運算結果，分別得到載波頻偏的粗估計結果和精細估計結果；數(shù)字下變頻器，利用所述載波頻偏的粗估計結果和精細估計結果，調整所述數(shù)字下變頻器的下變頻頻率，實現(xiàn)載波頻率同步。全文摘要本發(fā)明涉及一種基于二維短時滑動自相關的聯(lián)合同步方法，包括首先，接收端對接收序列進行二維短時滑動自相關運算；其次，利用所述自相關運算的結果進行循環(huán)幀同步；再次，利用所述自相關運算的結果及所述循環(huán)幀同步的信息進行定時頻偏估計及載波頻偏估計；最后，利用所述定時頻偏估計及載波頻偏估計分別得到的估計結果分別進行定時頻率同步及載波頻率同步。本發(fā)明還涉及一種實現(xiàn)上述聯(lián)合同步方法的對應接收端。本發(fā)明技術方案提供的聯(lián)合同步方法及其接收端，可以在惡劣的傳輸條件下提供可靠和精確的同步，并能夠適用于所有傳輸序列具有部分循環(huán)特性的傳輸系統(tǒng)。文檔編號H04L7/00GK101321150SQ200810116759公開日2008年12月10日申請日期2008年7月16日優(yōu)先權日2008年7月16日發(fā)明者健宋,彭克武,楊知行,劍符,許奧林申請人:清華大學