專利名稱：一種td-scdma中排序的塊判決反饋均衡方法
技術(shù)領域：
本發(fā)明屬于TD-SCDMA中聯(lián)合檢測技術(shù)的一種優(yōu)化實現(xiàn)方法，尤其涉及的是一種 TD-SCDMA通信中的信道均衡和CDMA系統(tǒng)的多用戶檢測處理方法。
背景技術(shù)：
現(xiàn)有技術(shù)中，聯(lián)合檢測技術(shù)主要針對的是TD-SCDMA這樣的塊傳輸(也稱為突發(fā)模 式)系統(tǒng)。塊傳輸系統(tǒng)有其特有的矩陣形式均衡方法，對于TD-SCDMA系統(tǒng)將矩陣形式的均 衡方法和數(shù)據(jù)檢測結(jié)合起來，這就是所謂的聯(lián)合檢測算法。聯(lián)合檢測技術(shù)既能克服遠近效 應，又能減輕由多徑信道產(chǎn)生的符號間干擾(ISI， Inter Symbol Interference)和多址干 擾(MAI，Multiple-access interference)。 CDMA系統(tǒng)可以分為異步CDMA和同步CDMA。異步CDMA—般不能保證擴頻碼之間 在不對齊情況下的正交性，因此本質(zhì)上就會有MAI 。同步CDMA系統(tǒng)中的擴頻碼一般是正交 的，在非頻率選擇選擇性衰落信道中，并無ISI，也無MAI。但在頻率選擇選擇性衰落信道 中，多個路徑傳播的信號產(chǎn)生了 ISI，并且破壞了擴頻碼之間的正交性，引起了MAI。寬帶系 統(tǒng)實際中經(jīng)歷的信道是頻率選擇性衰落的，因此ISI和MAI是影響寬帶CDMA的性能的主要 聯(lián)合檢測技術(shù)中包含了均衡方法，其線性算法一般可分為基于迫零線性塊均衡 (ZF-BLE)和基于最小均方誤差線性塊均衡(匪SE-BLE)兩種方法。 —般地，假設的信道的沖激響應長度不超過16個碼片，因此上一時隙的數(shù)據(jù)不會 影響下一時隙的數(shù)據(jù)。 假設第k個用戶發(fā)送的數(shù)據(jù)為^"=(《、《",…,《Y 。第k個用戶的擴頻序列、 信道化碼指定乘子(Channelisation Code Specific Multiplier)、擾碼復合后的碼，稱 為擴頻碼。為了簡單化，這里假設K個用戶的擴頻碼長度都為Q。第k個用戶的擴頻碼為
c(" = (c"),c^),…,4"f 。第k個用戶的信道沖激響應為/i("=(《)，^),...,/^y 。 得到第k個用戶的擴頻碼c(k)和信道沖激響應h(k)進行巻積得到組合的信道沖激 口向應(Combined Channel Impulse Response, CCIR)為 b(k)可以排列成-
-個矩陣v<formula>formula see original document page 4</formula> 矩陣V生成矩陣A: <formula>formula see original document page 4</formula>
<formula>formula see original document page 5</formula> 這樣，接收機接收到的碼片序列可以表示為
e = Ad+n 其中d = "， d2， . . . ， dN)T e CKNX1為所有用戶的第n個數(shù)據(jù)符號組
成的向j 向量，e n(1)+n(2)+.
的級聯(lián)，《=(々,《 ..^f y為所有用戶的第n個數(shù)據(jù)符號組成的
<formula>formula see original document page 5</formula>
(NQ+W-1):
1為接收到的所有用戶混合的數(shù)據(jù)，n
1為所有用戶的信道的噪聲和的向: 由矩陣A可以清楚的看到MAI (多址干擾)產(chǎn)生原因， 一個分塊內(nèi)的列向量之間的 正交性被破壞了，引入了MAI。 ISI(符號間干擾)是受到信道巻積后各碼片間的干擾，只要 經(jīng)過多徑信道的信號都會有此干擾；分塊之間有W-1的長度是互相干擾的，引入了擴頻符 號之間的干擾。 基于BLE(塊線性均衡)的聯(lián)合檢測技術(shù)包括迫零線性均衡和最小均方誤差線性 均衡兩種算法 (1)迫零線性塊均衡(ZF-BLE):
ZF-BLE的目的是使(e - 及 -1 0 - jj)最小化。
因此檢測到的數(shù)據(jù)為






其中Rn是n的協(xié)方差矩陣，當n是高斯白噪聲，Rn二 一I，上式簡化為
由此可以看出ZF-BLE完全消除了 MAI和ISI，但引起了噪聲的放大' (2)最小均方誤差的線性均衡
匪SE-BLE的目的是使五(W _ J )w(W -^ V)最小化。
因此檢測到的數(shù)據(jù)為
<formula>formula see original document page 6</formula> 其中^。 = (/ + (J^ j"及 -U)-1 )-1 ，該式中第一項為期望的符號，第二項為MAI和
ISI，對比ZF-BLE， MAI和ISI沒有被消除，但噪聲的放大被抑制了 。當n是高斯白噪聲，Rn =021，且當&= I時，上式簡化為
<formula>formula see original document page 6</formula> 在ZF-BLE和匪SE-BLE中，都有一個大尺寸的塊-To印litz矩陣的求逆步驟，往往 采用一些快速算法以避免求逆。Cholesky分解就是一種避免矩陣求逆的方法 = r〃 其中H是對角元素為1的上三角矩陣，E是對角矩陣。
這樣ZF-BLE的處理就變?yōu)?<formula>formula see original document page 6</formula> 定義 <formula>formula see original document page 6</formula> 貝U<formula>formula see original document page 6</formula> 其中^ = ^"及 —^。 因為HHE是下三角矩陣，因此通過前向替換可以解出z。因為EH是上三角矩陣， 因此通過后向替換可以解出^f一^ 。 BDFE(塊判決反饋均衡)實現(xiàn)的原理是將后向替換改造成判決反饋方式。首先看 ZF-BDFE (迫零-塊判決反饋均衡)的處理過程，定義
Z'=《，
則 HH E E z ' = y 在z'的表達式中代入^^^的表達式，得到
Z'= </ + (好—J)" + r一r-1)—1 J"及"-1/1 因此通過前向替換可以解出z'，然后通過減去關于判決反饋的項(好-/)^^^^
來得到檢測數(shù)據(jù)，B卩 <formula>formula see original document page 6</formula> 其中Q{ }為一個判決算子，跟調(diào)制符號的星座圖有關。
由于判決反饋有判決增益，因此ZF-BDFE的性能優(yōu)于ZF-BLE。
同樣地，可以將匪SE-BLE改造為匪SE-BDFE，只要將ZF-BDFE中的AHRn—替換為 AHRn—1+R,1進行Cholesky分解即可。關于ZF-BLE，匪SE-BLE， ZF-BDFE和匪SE-BDFE的詳 細推導和分析，為現(xiàn)有技術(shù)所熟知，在此不再說明?？梢钥闯?，判決反饋實際上是一個從后往前反饋的過程，即判決了的符號 ^，限，-/+/.)的序號隨著J '從1到KN-1而減小。因此，判決誤差越小的符號越排列在
前，可以使得小的判決誤差傳播得遠，而大的判決誤差傳播得近。但現(xiàn)有技術(shù)的并未有對判 決增益提高的進一步技術(shù)發(fā)展，因此還有待于改進和發(fā)展。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于提供一種TD-SCDMA中排序的塊判決反饋均衡方法，在用戶的
擴頻因子不同時，通過排序?qū)崿F(xiàn)對增益的提高。 本發(fā)明的技術(shù)方案包括 —種TD-SCDMA中排序的塊判決反饋均衡方法，其包括以下步驟 A、在用戶的擴頻因子不同時，按擴頻因子的大小對用戶進行排序，將擴頻因子大
的用戶之組合信道沖激響應CCIR排在后，并反映在矩陣A中 <formula>formula see original document page 7</formula> 其中Qmax = 16為系統(tǒng)支持的最大擴頻因子，在TD-SCDMA中為16
把Qmax個碼片內(nèi)各個用戶的符號數(shù)之和，又稱為虛碼道個數(shù)；Qk為第k個用戶實際使用的擴 頻因子；^min =^為取擴頻因子為16時一個數(shù)據(jù)塊內(nèi)的符號數(shù)，N。hip為一個數(shù)據(jù)塊的碼
片數(shù)， 一般為352 ;k為計數(shù)自然數(shù)；
矩陣A由矩陣V生成
<formula>formula see original document page 8</formula> 其中第k個用戶的擴頻碼為cW ^C",C^,…，《)、第k個用戶的信道沖激響應為V" = (/^，/^,...,《Y ，得到第k個用戶的擴頻碼C(k)和信道沖激響應h(k)進行巻積得
到組合信道沖激響應CCIR為 =(Of)"..U =C(" 一 由b^排列成矩陣V; B、進行塊判決反饋均衡，迫零線性塊均衡ZF-BDFE和最小均方誤差的線性均衡匪SE-BDFE。 所述的方法，其中，所述步驟B中還包括
接收機接收到的碼片序列表示為
e = Ad+n 其中=<formula>formula see original document page 8</formula>為所有虛碼道的第n個數(shù)據(jù)符號
組成的向量的級聯(lián)，《^(《"，《"，…,c/;^"T為所有虛碼道的第n個數(shù)據(jù)符號組成的
向量，e = e(1)+e(2)+... + e(" eC(lA"+wMW為接收到的所有虛碼道混合的數(shù)據(jù)，w =+ "(2) + + e c(n+『—'w為所有虛碼道的信道的噪聲和的向量。 本發(fā)明所提供的一種TD-SCDMA中排序的塊判決反饋均衡方法，通過采用按擴頻因子大小對用戶進行排序，將擴頻因子大的用戶的CCIR排在后并反映在矩陣A中，以進行一般的塊判決反饋均衡(ZF-BDFE和匪SE-BDFE)處理，實現(xiàn)了判決增益的提高。


圖1為本發(fā)明方法與現(xiàn)有技術(shù)的對比效果示意圖，示出了9= {16， 16， 16， 16， 8， 8，8，8}時，未排序與排序的性能比較示意； 圖2為本發(fā)明方法與現(xiàn)有技術(shù)的對比效果示意圖，示出了9= {16， 16， 16， 16， 4， 4}時，未排序與排序的性能比較示意。
具體實施例方式
以下結(jié)合附圖，將對本發(fā)明的各較佳實施例進行更為詳細的說明。 本發(fā)明TD-SCDMA中排序的塊判決反饋均衡方法，是在當各個用戶的擴頻因子不
同時，先按擴頻因子大小對用戶進行排序，將擴頻因子大的用戶的CCIR排在后并反映在矩
陣A中，然后進行一般的塊判決反饋均衡(ZF-BDFE和匪SE-BDFE)。 一般來說擴頻因子大的
符號的判決誤差要較小，因此當各個用戶的擴頻因子不同時，對判決符號進行排序是能獲
得增益的。其他的處理過程與現(xiàn)有技術(shù)一致，在此不再贅述。當各個用戶的擴頻因子相同
時，哪些符號的判決誤差小對于檢測器是未知的，因此本發(fā)明方法不予關注。 本發(fā)明的TD-SCDMA中排序塊判決反饋均衡方法，其包括以下步驟 A、在用戶的擴頻因子不同時，按擴頻因子的大小對用戶進行排序，將擴頻因子大
的用戶之組合信道沖激響應CCIR排在后，并反映在矩陣A中<formula>formula see original document page 9</formula> 其中Qmax = 16為系統(tǒng)支持的最大擴頻因子；A =2]%^為把9_個碼片內(nèi)各個用
a 込
戶的符號數(shù)之和，即虛碼道個數(shù)；Qk為第k個用戶實際使用的擴頻因子；iVmin =^為取擴
頻因子為16時一個數(shù)據(jù)塊內(nèi)的符號數(shù)，N。hip為一個數(shù)據(jù)塊的碼片數(shù)；k為計數(shù)自然數(shù)； 矩陣A由矩陣V生成<formula>formula see original document page 10</formula>
其中，第k個用戶的擴頻碼為c("
=(
c^，^,…,4",，第k個用戶的信道沖激響應
, 應
為A("=(盡("，/^)，".，/^))7"，得到第k個用戶的擴頻碼C(k)和信道沖激響應h(k)進行巻積得
到組合信道沖激響應CCIR為 )",...U =C(" *AW 由b^排列成矩陣V; B、進行塊判決反饋均衡，迫零線性塊均衡ZF-BDFE和最小均方誤差的線性均衡 匪SE-BDFE。 本發(fā)明方法中接收機接收到的碼片序列表示為
e = Ad+n 其中d = "， d2， . . . ， dN)T g CKNX1為所有虛碼道的第n個數(shù)據(jù)符號組
成的向量的級聯(lián)，《=(cC,《2),...,"f V為所有虛碼道的第n個數(shù)據(jù)符號組成的
向量，e = e(1)+e(2)+. . . +e(k) g c加職m為接收到的所有虛碼道混合的數(shù)據(jù)，n =
n(1)+n(2) +
-(K)
.+n、'v g C(NQ+W—""為所有虛碼道的信道的噪聲和的向量。
以下以具體實施例說明本發(fā)明方法的方案及其有益效果。 例如當K = 2時，用戶1的擴頻因子為16，用戶2的擴頻因子為8，則將b(1)排在
b^后，得到矩陣V:<formula>formula see original document page 11</formula> 其中W = 4。根據(jù)矩陣V可以得到矩陣A，然后進行一般的塊判決反饋均衡。
下面驗證本發(fā)明方法對數(shù)據(jù)符號按擴頻因子大小進行排序后的效果。當配置為K =8，未排序時，K個用戶的擴頻因子分別為Q = {16，16，16，16，8，8，8，8}，相應地，數(shù)據(jù)符 號數(shù)為N二 {22，22，22，22，44，44，44，44}。如圖l所示，與本發(fā)明方法的排序后的處理效果 相比，本發(fā)明方法的增益效果明顯。 當配置為K = 6，如圖2所示，未排序時，K個用戶的擴頻因子分別為Q = {16， 16， 16，16，4，4h相應地，數(shù)據(jù)符號數(shù)為N = {22， 22， 22， 22， 88， 88}。本發(fā)明方法經(jīng)過排序后與 現(xiàn)有技術(shù)未經(jīng)排序相比，本發(fā)明方法的增益效果明顯。 由圖1和圖2可見排序后的性能明顯優(yōu)于未排序的性能，當用戶間擴頻因子差別 越大時，排序所獲得的增益越大，本發(fā)明方法應用于TD-SCDMA的聯(lián)合檢測技術(shù)中，具有較 佳的技術(shù)效果。 應當理解的是，上述針對本發(fā)明較佳實施例的描述較為詳細，并不能因此而認為 是對本發(fā)明專利保護范圍的限制，本發(fā)明的專利保護范圍應以所附權(quán)利要求為準。
<formula>formula see original document page 11</formula>
權(quán)利要求
一種TD-SCDMA中排序的塊判決反饋均衡方法，其包括以下步驟A、在用戶的擴頻因子不同時，按擴頻因子的大小對用戶進行排序，將擴頻因子大的用戶之組合信道沖激響應CCIR排在后，并反映在以下矩陣A中其中Qmax＝16為系統(tǒng)支持的最大擴頻因子；為把Qmax個碼片內(nèi)各個用戶的符號數(shù)之和，即虛碼道個數(shù)；Qk為第k個用戶實際使用的擴頻因子；為取擴頻因子為16時一個數(shù)據(jù)塊內(nèi)的符號數(shù)，Nchip為一個數(shù)據(jù)塊的碼片數(shù)；k為計數(shù)自然數(shù)；矩陣A由矩陣V生成其中，第k個用戶的擴頻碼為第k個用戶的信道沖激響應為得到第k個用戶的擴頻碼c(k)和信道沖激響應h(k)進行卷積得到組合信道沖激響應CCIR為 <mrow><msup> <mi>b</mi> <mrow><mo>(</mo><mi>k</mi><mo>)</mo> </mrow></msup><mo>=</mo><msup> <mrow><mo>(</mo><msubsup> <mi>b</mi> <mn>1</mn> <mrow><mo>(</mo><mi>k</mi><mo>)</mo> </mrow></msubsup><mo>,</mo><msubsup> <mi>b</mi> <mn>2</mn> <mrow><mo>(</mo><mi>k</mi><mo>)</mo> </mrow></msubsup><mo>,</mo><mo>.</mo><mo>.</mo><mo>.</mo><mo>,</mo><msubsup> <mi>b</mi> <mrow><mi>Q</mi><mo>+</mo><mi>W</mi><mo>-</mo><mn>1</mn> </mrow> <mrow><mo>(</mo><mi>k</mi><mo>)</mo> </mrow></msubsup><mo></mo><mo>)</mo> </mrow> <mi>T</mi></msup><mo>=</mo><msup> <mi>c</mi> <mrow><mo>(</mo><mi>k</mi><mo>)</mo> </mrow></msup><mo>*</mo><msup> <mi>h</mi> <mrow><mo>(</mo><mi>k</mi><mo>)</mo> </mrow></msup> </mrow>由b(k)排列成矩陣V；B、進行塊判決反饋均衡，迫零線性塊均衡ZF-BDFE和最小均方誤差的線性均衡MMSE-BDFE。F2008102179519C0000011.tif,F2008102179519C0000012.tif,F2008102179519C0000013.tif,F2008102179519C0000021.tif,F2008102179519C0000022.tif,F2008102179519C0000023.tif
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，所述步驟B中還包括接收機接收到的碼片序列表示為e = Ad+n其中d = (dlCl2， . . . ， dN)T G CKNX1為所有虛碼道的第n個數(shù)據(jù)符號組成的向量的級聯(lián)，《=(《1、《2、…，>乂為所有虛碼道的第n個數(shù)據(jù)符號組成的向量，e = ew+e(2、 . . +e( g c(,-為接收到的所有虛碼道混合的數(shù)據(jù)，n = n(1)+n(2)+. . . +n(K) G C(n,-1)x1為所有虛碼道的信道的噪聲和的向量。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種TD-SCDMA中排序的塊判決反饋均衡方法，其包括以下步驟在用戶的擴頻因子不同時，按擴頻因子的大小對用戶進行排序，將擴頻因子大的用戶之組合信道沖激響應CCIR排在后，并反映在矩陣A中進行塊判決反饋均衡，迫零線性塊均衡ZF-BDFE和最小均方誤差的線性均衡MMSE-BDFE。本發(fā)明TD-SCDMA中排序的塊判決反饋均衡方法通過采用按擴頻因子大小對用戶進行排序，將擴頻因子大的用戶的CCIR排在后并反映在矩陣A中，以進行一般的塊判決反饋均衡(ZF-BDFE和MMSE-BDFE)處理，實現(xiàn)了判決增益的提高。
文檔編號H04B1/707GK101753169SQ20081021795
公開日2010年6月23日 申請日期2008年11月28日 優(yōu)先權(quán)日2008年11月28日
發(fā)明者周化雨 申請人:Tcl集團股份有限公司