專利名稱：一種基于分?jǐn)?shù)階傅立葉變換的Chirp擴(kuò)頻技術(shù)非相干解調(diào)方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種Chirp擴(kuò)頻技術(shù)非相干解調(diào)方法，屬于信號(hào)處理領(lǐng)域，用于 Chirp擴(kuò)頻技術(shù)的解調(diào)。
背景技術(shù)：
寬帶線性調(diào)頻擴(kuò)頻(Chirp Spread Spectrum, CSS)技術(shù)是一種利用Chirp信 號(hào)調(diào)頻率攜帶信息的擴(kuò)頻技術(shù)，CSS系統(tǒng)兼有DSSS系統(tǒng)和UWB系統(tǒng)的優(yōu)點(diǎn)。CSS 物理層技術(shù)已于2007年8月被IEEE802.15.4a標(biāo)準(zhǔn)采納。該標(biāo)準(zhǔn)是針對(duì) 正EE802.15.4所做的一個(gè)修正版本，目的在于給工業(yè)控制、醫(yī)療監(jiān)控、無線傳感 器網(wǎng)絡(luò)等中低速率低功耗傳輸應(yīng)用的無線個(gè)人局域網(wǎng)絡(luò)(WPANs)提供新的物 理層替代方案，是WPANs的核心標(biāo)準(zhǔn)之一。CSS系統(tǒng)工作在2450MHz未授權(quán)頻 帶上，支持的數(shù)據(jù)傳輸速率為250kbps、 1Mbps以及2Mbps，室內(nèi)傳輸距離60m， 室外為900m。除提供可靠通信功能外，還提供高精度測(cè)距和定位功能(精度小 于lm)。
CSS系統(tǒng)是一個(gè)二進(jìn)制傳輸(BOK)系統(tǒng)，該系統(tǒng)原理上是以調(diào)頻率來攜帶 信息，實(shí)現(xiàn)數(shù)字信號(hào)調(diào)制的。采用實(shí)LFM信號(hào)的某調(diào)頻率^來表示"1"，調(diào)頻率 ^來表示"0"，艮口
"1"碼時(shí)，載波信號(hào)為J.cos(27r/;t + 7i/^2+^;
"O"碼時(shí)，載波信號(hào)為-CSS系統(tǒng)基本原理框圖如附圖1所示。在附圖1中，經(jīng)典的css系統(tǒng)采用了調(diào) 頻率為相反數(shù)的兩個(gè)Chirp信號(hào)作為載波，g卩M=-M);解調(diào)部分利用了Chirp 信號(hào)的脈沖壓縮特性，這個(gè)特性被廣泛應(yīng)用于雷達(dá)系統(tǒng)。對(duì)Chirp信號(hào)進(jìn)行脈沖 壓縮即將Chirp信號(hào)通過匹配濾波器，該濾波器的沖激響應(yīng)也是一個(gè)調(diào)頻率為相 反數(shù)的線性調(diào)頻信號(hào)，通過匹配濾波后得到的脈沖壓縮波形進(jìn)行判決檢測(cè)。經(jīng) 過推導(dǎo)可以得出CSS擴(kuò)頻技術(shù)的理論誤碼率為
上面介紹的匹配濾波解調(diào)是一種相干解調(diào)，雖然具有較好的誤碼率性能， 但解調(diào)時(shí)需要進(jìn)行嚴(yán)格的相位同步，對(duì)系統(tǒng)要求較高，特別是當(dāng)無線信道中存 在常見的相移誤差、多徑時(shí)延誤差和多普勒頻移時(shí)，匹配解調(diào)誤碼率性能惡化 明顯。
本發(fā)明提出了一種基于分?jǐn)?shù)階傅立葉變換(Fractional Fourier Transform, FRFT)的非相干解調(diào)方法，該解調(diào)方法利用分?jǐn)?shù)階傅立葉變換對(duì)Chirp信號(hào)良好 的聚焦性，通過檢測(cè)聚焦階次的峰值來進(jìn)行碼元判決，在多徑頻率選擇性衰落 信道下能夠較好抗碼間干擾，具有更好的誤碼率性能。同時(shí)，在一定程度上降 低系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)難度。
為了更好地理解本發(fā)明，下面對(duì)分?jǐn)?shù)階傅立葉變換進(jìn)行簡(jiǎn)要介紹
近年來，分?jǐn)?shù)階傅立葉變換作為一種新的時(shí)頻分析工具，在信號(hào)處理領(lǐng)域 得到了越來越廣泛的應(yīng)用，引起了信號(hào)處理界的廣泛關(guān)注。分?jǐn)?shù)階傅立葉變換 最初在光學(xué)領(lǐng)域具有廣泛應(yīng)用，1993年Almeida把分?jǐn)?shù)階傅立葉變換解釋為信 號(hào)在時(shí)頻平面的旋轉(zhuǎn)，是經(jīng)典傅立葉變換的推廣；1996年土耳其人Ozaktas提 出了一種與FFT計(jì)算速度相當(dāng)?shù)碾x散采樣型算法后，分?jǐn)?shù)階傅立葉變換才開始 在信號(hào)處理領(lǐng)域得到應(yīng)用。分?jǐn)?shù)階傅立葉變換可以看成是一種統(tǒng)一的時(shí)頻變換， 同時(shí)反映了信號(hào)在時(shí)、頻域的信息，與常用二次型時(shí)頻分布不同的是它用單一 變量來表示時(shí)頻信息，且沒有交叉項(xiàng)困擾，與傳統(tǒng)傅立葉變換(其實(shí)是分?jǐn)?shù)階 傅立葉變換的一個(gè)特例)相比，它適于處理非平穩(wěn)信號(hào)，尤其是Chirp類信號(hào)， 且多了一個(gè)自由參量(變換階數(shù)"，因此分?jǐn)?shù)階傅立葉變換在某些條件下往往 能夠得到傳統(tǒng)時(shí)頻分布或傅立葉變換所得不到的效果，而且由于它具有比較成 熟的快速離散算法，因此在得到更好效果的同時(shí)并不需要付出太多的計(jì)算代價(jià)。
采用分?jǐn)?shù)階傅立葉變換對(duì)Chirp信號(hào)進(jìn)行處理是最典型而有效的方法，因?yàn)?分?jǐn)?shù)階傅立葉變換的基函數(shù)是分?jǐn)?shù)階傅立葉域上一組正交的Chirp基，對(duì)于給定 的Chirp信號(hào)，在特定的分?jǐn)?shù)階傅立葉域具有能量聚集特性，所以分?jǐn)?shù)階傅立葉 變換特別適合用于處理Chirp信號(hào)。
信號(hào)x(O的分?jǐn)?shù)階傅立葉變換定義為
其中；^2."/;r為分?jǐn)?shù)階傅立葉變換的階次，"為旋轉(zhuǎn)角度，F(xiàn)J.]為分?jǐn)?shù)階傅立 葉變換算子符號(hào)，《。(W)為分?jǐn)?shù)階傅立葉變換的變換核
<formula>formula see original document page 5</formula> (3)
分?jǐn)?shù)階傅立葉變換的逆變換為
柳0/").p(,，")"" (4) 在實(shí)際應(yīng)用中，需要離散形式的分?jǐn)?shù)階傅立葉變換(DFRFT)。目前，已有 幾種不同類型的離散分?jǐn)?shù)階傅立葉變換快速算法，具有不同的精度和計(jì)算復(fù)雜 度。和通常采用的分解型快速算法不同，本文選用了 Soo-Chang Pei等人2000 年提出的對(duì)輸入輸出直接采樣的離散分?jǐn)?shù)階傅立葉變換快速算法。該算法在保 持同分解型快速算法變換精度和復(fù)雜度相當(dāng)?shù)那闆r下(計(jì)算復(fù)雜度為 (O(iVlOg2A0， W為采樣點(diǎn)數(shù))，通過對(duì)輸入輸出采樣間隔的限定，使離散分?jǐn)?shù) 階傅立葉變換的變換核保持正交性，從而可以在輸出端比較精確的通過逆離散 變換恢復(fù)原序列。
對(duì)分?jǐn)?shù)階傅立葉變換的輸入輸出分別以間隔Af和A"進(jìn)行取樣，當(dāng)分?jǐn)?shù)階傅 立葉域的輸出采樣點(diǎn)數(shù)M大于等于時(shí)域輸入采樣點(diǎn)數(shù)W，并且采樣間隔滿足
<formula>formula see original document page 5</formula> ( 5 )
其中間是與M互質(zhì)的整數(shù)(常取為l)，離散分?jǐn)?shù)階傅立葉變換可以表示為<formula>formula see original document page 5</formula>
(6)
其中^ 、s畫-,cos"，"為整數(shù)(

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是針對(duì)IEEE802.15.4a標(biāo)準(zhǔn)中的CSS物理層技術(shù)，提出 一種基于 分?jǐn)?shù)階傅立葉變換的非相干解調(diào)方法，通過對(duì)接收的基帶數(shù)據(jù)進(jìn)行分?jǐn)?shù)階傅立 葉變換，檢測(cè)聚焦階次的峰值來進(jìn)行碼元判決，完成CCS系統(tǒng)解調(diào)，該方法降低 了對(duì)頻率同步的要求，不需要進(jìn)行相位同步，在多徑頻率選擇性衰落信道下具 有較好性能。
本發(fā)明的基本原理是利用了一個(gè)Chirp信號(hào)在適當(dāng)?shù)姆謹(jǐn)?shù)階傅立葉域中表現(xiàn) 為一個(gè)沖激函數(shù)，即分?jǐn)?shù)階傅立葉變換對(duì)CCS系統(tǒng)發(fā)射的Chirp信號(hào)具有良好的 聚焦性。利用分?jǐn)?shù)階傅立葉變換處理Chirp信號(hào)的優(yōu)勢(shì)，可以在CSS擴(kuò)頻技術(shù)中 利用分?jǐn)?shù)階傅立葉變換實(shí)現(xiàn)不同調(diào)頻率的Chirp信號(hào)解調(diào)。
本發(fā)明是通過下述技術(shù)方案實(shí)現(xiàn)的。
本發(fā)明提出的基于分?jǐn)?shù)階傅立葉變換的非相干解調(diào)方法，包含以下五個(gè)步
驟
(1) 將接收機(jī)接收到的Chirp擴(kuò)頻系統(tǒng)中頻信號(hào)進(jìn)行帶通濾波，與本振進(jìn)行 混頻，得到基帶信號(hào)；
(2) 將Chirp擴(kuò)頻系統(tǒng)的基帶信號(hào)進(jìn)行低通濾波，完成數(shù)字下變頻；
(3) 對(duì)低通濾波后的基帶數(shù)據(jù)進(jìn)行p。階分?jǐn)?shù)階傅立葉變換(其中p。為第一 路Chirp載波在分?jǐn)?shù)階傅立葉變換域峰值聚焦階次，A=-2."rccot^。)/;r， ^為 第一路Chirp載波信號(hào)的調(diào)頻率)，接著求分?jǐn)?shù)階傅立葉變換后^。位置的模值
("m。為第一路Chirp載波信號(hào)的A階分?jǐn)?shù)階傅立葉變換模值最大值所對(duì)應(yīng)的位
置，wm0 =/0-sinao， 其中a0 =-arccot//0 );
(4) 對(duì)Chirp擴(kuò)頻系統(tǒng)的基帶數(shù)據(jù)進(jìn)行p,階分?jǐn)?shù)階傅立葉變換(其中p,為第 二路Chirp載波在分?jǐn)?shù)階傅立葉變換域峰值聚焦階次，A=-2.,COt(/^/;r， ^為 第二路Chirp載波信號(hào)的調(diào)頻率)，接著求分?jǐn)?shù)階傅立葉變換后^位置的模值
(為第二路Chirp載波信號(hào)的A階分?jǐn)?shù)階傅立葉變換模值最大值所對(duì)應(yīng)的位
置，"mi .sin"'， 其中a! =-"rccot//i );
(5) 對(duì)步驟(3)和步驟(4)所求得的兩個(gè)模值進(jìn)行比大判決，輸出碼元信息。
下面給出本發(fā)明的原理分析及理論推導(dǎo)過程
(1)分?jǐn)?shù)階傅立葉變換解調(diào)方法原理
分?jǐn)?shù)階傅立葉變換的基函數(shù)是分?jǐn)?shù)階頻域上一組正交的Chirp基， 一個(gè)Chirp
信號(hào)在適當(dāng)?shù)姆謹(jǐn)?shù)階傅立葉域中將表現(xiàn)為一個(gè)沖激函數(shù)，即分?jǐn)?shù)階傅立葉變換
在某個(gè)分?jǐn)?shù)階傅立葉域中對(duì)給定的Chirp信號(hào)具有最好的能量聚焦特性。該聚焦 特性廣泛應(yīng)用于Chirp信號(hào)的檢測(cè)及參數(shù)估計(jì)。正是利用FRFT處理Chirp信號(hào)的 優(yōu)勢(shì)，可以在CSS擴(kuò)頻技術(shù)中利用分?jǐn)?shù)階傅立葉變換實(shí)現(xiàn)不同調(diào)頻率的Chirp信 號(hào)解調(diào)。根據(jù)分?jǐn)?shù)階傅立葉變換的性質(zhì)，當(dāng)取變換階次為/^(0,l)時(shí)，Chirp信號(hào) 調(diào)頻率^和聚焦階次p存在以下對(duì)應(yīng)關(guān)系^ = —cot(,;r/2)。
下面對(duì)Chirp信號(hào)在相應(yīng)的分?jǐn)?shù)階傅立葉域的聚焦特性做理論分析，設(shè)Chirp 信號(hào)為
<formula>formula see original document page 7</formula> (7) 將上式代入分?jǐn)?shù)階傅立葉變換的理論公式(3)，則其^階分?jǐn)?shù)階傅立葉變換
如下式所示，其中
<formula>formula see original document page 7</formula>
當(dāng)/^-COt"、/m:"CSC"時(shí)，gW的分?jǐn)?shù)階傅立葉幅度譜(分?jǐn)?shù)階傅立
葉變換模平方)得到峰值，峰值為:
<formula>formula see original document page 7</formula>
根據(jù)CSS擴(kuò)頻技術(shù)調(diào)制載波方案提出的調(diào)頻率/i。和M ，可以通過在接收端分 別作P。、 A階(A^-2.arccot(〃。)/;r、 Pl = -2.arccot(〃,)/;r )的分?jǐn)?shù)階傅立葉變換， 就能通過峰值出現(xiàn)的階次判斷出傳輸?shù)拇a元。
同時(shí)，兩種載波在各自分?jǐn)?shù)階傅立葉域峰值的采樣位置 。和^可以通過初 始頻率進(jìn)行計(jì)算"m。 = /。 .sina。，其中a。 = -fl/rcot//。 ； "ml = 乂 ，其中
ai=-wcCOtM。因此，當(dāng)對(duì)接收信號(hào)作A、 A階分?jǐn)?shù)階傅立葉變換后，比較/7。階 分?jǐn)?shù)階傅立葉變換結(jié)果的位置" 。的模平方和A階分?jǐn)?shù)階傅立葉變換結(jié)果的位置 ^的模平方的大小，判決輸出。分?jǐn)?shù)階傅立葉變換解調(diào)的原理框圖如附圖2所 示。
(2)分?jǐn)?shù)階傅立葉變換解調(diào)方法理論性能分析。
設(shè)'T，碼對(duì)應(yīng)的Chirp信號(hào)調(diào)頻率為//，對(duì)應(yīng)的分?jǐn)?shù)階傅立葉變換階次為^ 階；則"0"碼對(duì)應(yīng)的為-//和-p。根據(jù)式(9)可知調(diào)頻率為/^的Chirp信號(hào)在做p 階的分?jǐn)?shù)階傅立葉變換后峰值點(diǎn)幅值為
<formula>formula see original document page 8</formula>
而在做-p階的分?jǐn)?shù)階傅立葉變換(階次不匹配)后，在相應(yīng)的頻點(diǎn)輸出的幅值
近似為0。
對(duì)于噪聲信號(hào)，設(shè)從信道引入的噪聲為w。(0，功率譜密度為iV。，則經(jīng)過下 變頻之后為"^ = "/^ + /,(0，其中 W和"eW的功率譜密度為 。對(duì)于分?jǐn)?shù) 階傅立葉變換，可以看作是一個(gè)線性濾波器。白噪聲通過線性濾波器之后仍然 是白噪聲，這時(shí)譜密度變?yōu)閕V。l/^/f 。所以",W和 W經(jīng)過分?jǐn)?shù)階傅立葉變換
后的功率譜密度為
i^(,，W)2-^^ (11)
IQ兩路的合為復(fù)噪聲后功率譜密度為
2-見
(12)
所以分?jǐn)?shù)階傅立葉解調(diào)的理論誤碼率性能為
S=2
(13)
(3)分?jǐn)?shù)階傅立葉變換解調(diào)方法在多徑信道下性能分析。 無線信道中，由于障礙物的折射，散射或反射等原因，總是存在一條以上 的信號(hào)傳播路徑。而每一條路徑到達(dá)接收機(jī)的信號(hào)相對(duì)于直達(dá)波路徑的接收信 號(hào)，都存在不同的相移，時(shí)延和功率衰落(大尺度衰落和小尺度衰落)。下面分 析CSS系統(tǒng)的分?jǐn)?shù)階傅立葉變換解調(diào)在分別存在多徑相位誤差、多徑時(shí)延誤差 和多普勒頻移情況下的性能分析，并以DVB-T標(biāo)準(zhǔn)信道這種典型的多徑頻率選 擇性衰落信道為例，對(duì)分?jǐn)?shù)階傅立葉變換解調(diào)的性能進(jìn)行分析。 a.多徑相移誤差
分?jǐn)?shù)階傅立葉變換解調(diào)是一直非相干解調(diào)，對(duì)相位變化具有適應(yīng)性，而匹
配解調(diào)這種傳統(tǒng)的相干解調(diào)對(duì)相移誤差比較敏感，下面對(duì)存在相移誤差的Chirp 信號(hào)作性能分析。存在相移誤差一 的Chirp信號(hào)可以表示為-
<formula>formula see original document page 9</formula> (14)
根據(jù)Chirp信號(hào)的分?jǐn)?shù)階傅立葉變換公式(3)，可知其在分?jǐn)?shù)階傅立葉域的
預(yù)知峰值公式為
<formula>formula see original document page 9</formula> (15)
由上式可以看出，該峰值幅度相對(duì)無相移誤差的Chirp信號(hào)相同。分?jǐn)?shù)階解 調(diào)時(shí)只是利用了信號(hào)的幅度、調(diào)頻率和初始頻率的信息，而沒有利用相位信息。 因此，相移誤差不會(huì)影響分?jǐn)?shù)階傅立葉變換的聚焦階次、峰值位置以及大小， 從而不會(huì)對(duì)解調(diào)結(jié)果產(chǎn)生影響。而對(duì)于傳統(tǒng)的匹配解調(diào)來說，是要求嚴(yán)格相位 同步的相干解調(diào)，相移誤差的影響對(duì)峰值的影響較大。
b.多徑時(shí)延誤差
在多徑信道中，由于各條路徑到達(dá)接收機(jī)的時(shí)間不同，接收機(jī)接收到的信 號(hào)中包括多條存在時(shí)延的路徑分量。以下分析存在多徑時(shí)延誤差情況下，分?jǐn)?shù) 階傅立葉變換解調(diào)的性能。假設(shè)存在多徑時(shí)延誤差為r， Chirp信號(hào)可以表示為
<formula>formula see original document page 9</formula> (16)
上面討論中提出了理想情況下分?jǐn)?shù)階傅立葉解調(diào)的峰值公式，對(duì)上式代入 分?jǐn)?shù)階傅立葉變換公式(3)，得到存在時(shí)延r情況下，預(yù)先確定的峰值位置處的 采樣值公式為
<formula>formula see original document page 9</formula>
(17)
<formula>formula see original document page 9</formula>(18)
c.多徑頻偏誤差(多普勒頻移)
如果存在頻移為力的多普勒頻移，Chirp信號(hào)可以表示為
<formula>formula see original document page 9</formula>
可以看出頻移只是造成初始頻率厶的變化。根據(jù)上面提出的峰值計(jì)算公式， 可以得出，初始頻率^的變化只是移動(dòng)峰值位置，但是不會(huì)改變峰值幅度，所 以根據(jù)分?jǐn)?shù)階采樣定理，對(duì)于分?jǐn)?shù)階解調(diào)來說，只要力不至于大到造成基帶信 號(hào)在分?jǐn)?shù)階傅立葉域欠采樣，即g々)的起始頻率不大于信號(hào)釆樣后在分?jǐn)?shù)階傅 立葉域的重復(fù)周期lsirml/A,，那么從理論上來說是不會(huì)影響其解調(diào)效果的。但是
匹配濾波對(duì)多普勒頻移沒有適應(yīng)性，即使進(jìn)行搜索也會(huì)因?yàn)檫m配而造成性能惡 化。因此，分?jǐn)?shù)階傅立葉變換解調(diào)在采用相應(yīng)分?jǐn)?shù)階傅立葉域的峰值搜索方法 后，解調(diào)性能不受影響；而匹配解調(diào)對(duì)多普勒頻移的影響較大，性能惡化嚴(yán)重。
d. 多徑信道模型下性能
a、 b、 c小節(jié)對(duì)CSS系統(tǒng)在無線信道中經(jīng)常出現(xiàn)的幾種誤差進(jìn)行了分析， 分?jǐn)?shù)階傅立葉變換解調(diào)對(duì)于多徑引起的相位誤差和時(shí)延誤差的影響較小，與傳 統(tǒng)匹配解調(diào)相比具有優(yōu)勢(shì)。下面分析在具體的多徑時(shí)延信道模型下，基于分?jǐn)?shù) 階傅立葉變換解調(diào)的CSS系統(tǒng)性能。
由多徑時(shí)延擴(kuò)展產(chǎn)生的碼間干擾(ISI)是任何通信系統(tǒng)所能遇到的最嚴(yán)重 的干擾問題，對(duì)解調(diào)性能造成的影響非常大。每一條路徑到達(dá)接收機(jī)的信號(hào)相 對(duì)于直達(dá)波路徑的接收信號(hào)，都存在不同的相移，時(shí)延和功率衰落。下文以歐 洲數(shù)字電視標(biāo)準(zhǔn)(DVB-T)給出的信道模型為例進(jìn)行實(shí)際分析。該模型是標(biāo)準(zhǔn) 多徑信道模型，主要分為移動(dòng)接收和固定接收兩種情況。根據(jù)是否存在視距 傳輸(LOS)信道來區(qū)分的。具體公式如下
<formula>formula see original document page 10</formula>
上式中，p。為視距傳輸路徑的衰減；w為反射路徑的個(gè)數(shù)(等于20);《為 每一條多徑的相移；A為每一條多徑的衰減；r,為每一條多徑的時(shí)延。由式(20) 可以看出，該信道模型是典型的由時(shí)延、相移和衰落構(gòu)成的多徑衰落信道。
e. IEEE802.15.4a的S-V信道下性能
S-V信道是正EE802.15.4a中定義的標(biāo)準(zhǔn)信道模型。在該信道模型中，大尺 度衰落(陰影衰落)服從一個(gè)經(jīng)典的對(duì)數(shù)分布，小尺度衰落(平坦時(shí)間衰落) 服從Nakagami-m分布。同時(shí)該模型中對(duì)多徑的到達(dá)時(shí)間和多徑到達(dá)的簇?cái)?shù)定義 均服從標(biāo)準(zhǔn)泊松(Poisson)分布。根據(jù)上面定義，不同的參數(shù)可以將S-V模型 分為以下幾種類型居住環(huán)境、辦公環(huán)境、室外環(huán)境、工業(yè)環(huán)境和室外空闊環(huán) 境。每種類型又分為視距路徑(LOS)類型和非視距路徑(NLOS)類型。每種 信道的具體參數(shù)這里不再詳細(xì)闡述。本文以工業(yè)環(huán)境的LOS的CM7模型和 NL0S的CM8模型為例，對(duì)分?jǐn)?shù)階傅立葉變換解調(diào)性能進(jìn)行分析。具體的結(jié)果 可參見具體實(shí)施方式
。
本發(fā)明提出的基于分?jǐn)?shù)階傅立葉變換的非相干解調(diào)方法，其有益效果在于:
(1) 本發(fā)明提出的基于分?jǐn)?shù)階傅立葉變換的非相干解調(diào)方法與匹配濾波解 調(diào)方法相比，降低了系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)難度。匹配濾波解調(diào)是一種相干解調(diào)方式，要求 嚴(yán)格的載波同步和相位同步，要求接收機(jī)產(chǎn)生與發(fā)送載波完全匹配的Chirp信號(hào)，
本發(fā)明方法是一種非相干解調(diào)，不要求嚴(yán)格的頻率同步，不需要進(jìn)行相位同步， 降低了系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)難度。
(2) 本發(fā)明提出的基于分?jǐn)?shù)階傅立葉變換的非相干解調(diào)方法，受相移誤差、 多徑時(shí)延誤差和多普勒頻移影響較小，而傳統(tǒng)的匹配解調(diào)對(duì)以上3種誤差比較敏感。
(3) 本發(fā)明提出的基于分?jǐn)?shù)階傅立葉變換的非相干解調(diào)方法，在多徑信道 模型及IEEE802.15.4a標(biāo)準(zhǔn)信道——S-V信道下比傳統(tǒng)的匹配解調(diào)具有更好的性 能。
(4) 本發(fā)明提出的基于分?jǐn)?shù)階傅立葉變換的非相干解調(diào)方法，有離散分?jǐn)?shù) 階傅立葉變換快速算法支撐，計(jì)算量與FFT相當(dāng)，實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單易行。


圖1-CSS系統(tǒng)基本原理框圖； 圖2-本發(fā)明實(shí)現(xiàn)原理框圖3-相移誤差下本發(fā)明與傳統(tǒng)方法性能比較； 圖4-時(shí)延誤差下本發(fā)明與傳統(tǒng)方法性能比較； 圖5-DVB-T標(biāo)準(zhǔn)信道固定接收信道和移動(dòng)接收信道頻率響應(yīng)；
圖6-DVB-T多徑信道下本發(fā)明與傳統(tǒng)方法性能比較；
圖7—IEEE802.15.4a定義的標(biāo)準(zhǔn)信道模型S-V信道在工業(yè)環(huán)境下LOS信道和 NLOS信道沖激響應(yīng)；
圖8—IEEE802.15.4a定義的標(biāo)準(zhǔn)信道模型S-V信道下本發(fā)明與傳統(tǒng)方法性能 比較。
具體實(shí)施例方式
下面結(jié)合附圖l、 2及FPGA實(shí)施例對(duì)發(fā)明內(nèi)容做詳細(xì)說明
本發(fā)明涉及一種基于分?jǐn)?shù)階傅立葉變換的非相干解調(diào)方法，其原理見附圖 1，實(shí)現(xiàn)的算法流程如圖2所示，整個(gè)流程分解成以下五個(gè)步驟完成
(1) 將接收機(jī)接收到的Chirp擴(kuò)頻系統(tǒng)中頻信號(hào)進(jìn)行帶通濾波，與本振進(jìn)行 混頻，得到基帶信號(hào)；
(2) 將Chirp擴(kuò)頻系統(tǒng)的基帶信號(hào)進(jìn)行低通濾波，完成數(shù)字下變頻；
(3) 對(duì)Chirp擴(kuò)頻系統(tǒng)的基帶數(shù)據(jù)進(jìn)行^。階分?jǐn)?shù)階傅立葉變換(其中 p=-2.arccot(//。)/;r )，求模值，在^。位置計(jì)算峰值采樣值(、。=/Q.sina。，其 中《0 = -czrc cot);
(4) 對(duì)Chirp擴(kuò)頻系統(tǒng)的基帶數(shù)據(jù)進(jìn)行^階分?jǐn)?shù)階傅立葉變換(其中 2.^Ccot(M)/;r)，求模值，在^位置計(jì)算峰值采樣值(^-y;.sincv其中
= -orccot/^ );
(5) 對(duì)A階分?jǐn)?shù)階傅立葉變換在Wm。位置峰值采樣值與A階分?jǐn)?shù)階傅立葉變 換在^位置峰值采樣值進(jìn)行比大判決，輸出碼元信息。
下面結(jié)合上述5個(gè)步驟給出一個(gè)該算法用于FPGA實(shí)現(xiàn)方法，根據(jù)圖2， FPGA 實(shí)現(xiàn)本發(fā)明方法時(shí)，包括以下幾個(gè)模塊混頻器、DDC、兩個(gè)分?jǐn)?shù)階傅立葉變 換模塊、比大判決模塊。其中混頻器和DDC都是用傳統(tǒng)設(shè)計(jì)方法實(shí)現(xiàn)；分?jǐn)?shù)階 傅立葉變換模塊由于是兩個(gè)固定階次的變換，因此只需要兩個(gè)FFT模塊再加上少 量RAM即可實(shí)現(xiàn)；最后比大判決模塊實(shí)現(xiàn)時(shí)，用平方和模塊代替求模模塊，降 低實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度。整個(gè)FPGA實(shí)現(xiàn)采用流水線處理提高時(shí)序，并且由于復(fù)雜度降低， 資源消耗少，實(shí)時(shí)性好。
附圖3是CSS系統(tǒng)存在不同相移誤差情況下，兩種解調(diào)方式的Monte Carlo仿 真，其中實(shí)線代表分?jǐn)?shù)階解調(diào)，虛線代表匹配解調(diào)，相位誤差分別為；r/10，兀/6， ;r/5， tt/4， tt/3， tt/4， tt/5，不同相移誤差下，分?jǐn)?shù)階傅立葉變換解調(diào)性能都趨近 于相同誤碼率曲線；而匹配解調(diào)影響較大，尤其是當(dāng)相移超過兀/2后，誤碼率性 能急劇惡化。具體仿真參數(shù)為碼元速率為62.5kbits/s，時(shí)寬帶寬積為20 (擴(kuò)頻 增益13d萬左右)，傳輸帶寬為1.25MHz。
附圖4給出CSS系統(tǒng)存在不同多徑時(shí)延的情況下的Monte Carlo仿真。其中實(shí) 線代表分?jǐn)?shù)階解調(diào)，虛線代表匹配解調(diào)，多徑時(shí)延誤差由下至上分別為.-0.2,0.4,0.6;Oy,0.8/w，1.0^,1.2/w ,由圖中可以看出，時(shí)延由0//s ~ l的過程中， 分?jǐn)?shù)階解調(diào)的性能逐漸下降，在時(shí)延為l左右以上時(shí)性能才出現(xiàn)嚴(yán)重惡化；而
對(duì)匹配解調(diào)而言，在同步誤差為0.6/U以上時(shí)，匹配解調(diào)的性能就已經(jīng)嚴(yán)重惡化。 因此，多徑時(shí)延誤差對(duì)分?jǐn)?shù)階解調(diào)性能的影響要小于匹配解調(diào)的影響。
附圖5為DVB-T標(biāo)準(zhǔn)信道頻率響應(yīng)，其中左圖為固定接收的信道頻率響應(yīng)，
右圖為移動(dòng)接收的信道頻率響應(yīng)。
附圖6為CSS系統(tǒng)分別在上述兩種信道下采用分?jǐn)?shù)階傅立葉變換解調(diào)和傳統(tǒng)
的匹配濾波解調(diào)的Monte Carlo仿真。其中實(shí)線代表分?jǐn)?shù)階解調(diào)，虛線代表匹配 解調(diào)，星號(hào)代表固定接收，圓圈代表移動(dòng)接收。由圖可以看出，分?jǐn)?shù)階傅立葉 變換解調(diào)和匹配濾波解調(diào)相比，在抵抗碼間干擾的能力上有優(yōu)勢(shì)。主要原因同 樣是根據(jù)前面討論的由多徑引起的相位誤差、時(shí)延誤差對(duì)分?jǐn)?shù)階解調(diào)的影響較 小，匹配濾波解調(diào)雖然其抗噪聲性能好，但要求非常嚴(yán)格的相位同步和碼元同 步，因此在存在碼間干擾的情況下，性能惡化嚴(yán)重。
附圖7分別為工業(yè)環(huán)境下LOS信道和NLOS信道的離散沖激響應(yīng)A00的仿真。 在上面兩個(gè)典型的LOS信道和NLOS信道下，對(duì)CSS擴(kuò)頻傳輸系統(tǒng)分別采用分?jǐn)?shù) 階傅立葉變換解調(diào)和傳統(tǒng)的匹配濾波解調(diào)的誤碼率性能進(jìn)行Monte Carlo仿真 驗(yàn)證。具體的CSS擴(kuò)頻仿真參數(shù)為傳輸碼元速率為250Kb/s，時(shí)寬帶寬積為 20 (擴(kuò)頻增益為13dB)， Chirp信號(hào)的帶寬為5MHz。具體的誤碼率性能如附圖8 所示。由圖可以看出在CM7 (即LOS路徑)模型下，脈壓(匹配)解調(diào)的性能 要略微優(yōu)于分?jǐn)?shù)階傅立葉變換解調(diào)，但是性能的差別不大，基本都能在10dB以 下達(dá)到W"的誤碼率。而在NL0S路徑的CM8模型中，由于沒有視距路徑，因此 對(duì)傳統(tǒng)的匹配解調(diào)性能影響嚴(yán)重，而分?jǐn)?shù)階傅立葉變換解調(diào)的影響則要小的多。 從誤碼率曲線中可以非常明顯的看出分?jǐn)?shù)階傅立葉變換解調(diào)的性能要優(yōu)于傳統(tǒng) 的匹配解調(diào)。
以上所述的具體描述，對(duì)發(fā)明的目的、技術(shù)方案和有益效果進(jìn)行了進(jìn) 一步詳細(xì)說明，所應(yīng)理解的是，以上所述僅為本發(fā)明的具體實(shí)施例而已， 并不用于限定本發(fā)明的保護(hù)范圍，凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)，所做的 任何修改、等同替換、改進(jìn)等，均應(yīng)包含在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。
權(quán)利要求
1. 一種基于分?jǐn)?shù)階傅立葉變換的Chirp擴(kuò)頻技術(shù)非相干解調(diào)方法，其特征在于具體實(shí)現(xiàn)步驟如下(1)將接收機(jī)接收到的Chirp擴(kuò)頻系統(tǒng)中頻信號(hào)進(jìn)行帶通濾波，與本振進(jìn)行混頻，得到基帶信號(hào)；(2)將Chirp擴(kuò)頻系統(tǒng)的基帶信號(hào)進(jìn)行低通濾波，完成數(shù)字下變頻；(3)對(duì)低通濾波后的基帶數(shù)據(jù)進(jìn)行p0階分?jǐn)?shù)階傅立葉變換，其中p0為第一路Chirp載波在分?jǐn)?shù)階傅立葉變換域峰值聚焦階次，p0＝-2·arccot(μ0)/π，μ0為第一路Chirp載波信號(hào)的調(diào)頻率，接著求分?jǐn)?shù)階傅立葉變換后um0位置的模值，其中um0為第一路Chirp載波信號(hào)的p0階分?jǐn)?shù)階傅立葉變換模值最大值所對(duì)應(yīng)的位置，um0＝f0·sin α0，其中α0＝-arccot μ0；(4)對(duì)Chirp擴(kuò)頻系統(tǒng)的基帶數(shù)據(jù)進(jìn)行p1階分?jǐn)?shù)階傅立葉變換，其中p1為第二路Chirp載波在分?jǐn)?shù)階傅立葉變換域峰值聚焦階次，p1＝-2·arccot(μ1)/π，μ1為第二路Chirp載波信號(hào)的調(diào)頻率，接著求分?jǐn)?shù)階傅立葉變換后um1位置的模值，其中um1為第二路Chirp載波信號(hào)的p1階分?jǐn)?shù)階傅立葉變換模值最大值所對(duì)應(yīng)的位置，um1＝f1·sin α1，其中α1＝-arccot μ1；(5)對(duì)步驟(3)和步驟(4)所求得的兩個(gè)模值進(jìn)行比大判決，輸出碼元信息。
全文摘要
本發(fā)明屬于信號(hào)處理領(lǐng)域，用于Chirp擴(kuò)頻技術(shù)的解調(diào)，該非相干解調(diào)方法可以降低相移誤差、多徑時(shí)延誤差和多普勒頻移的影響，在多徑衰落信道及IEEE802.15.4a的S-V標(biāo)準(zhǔn)信道下具有更好的性能。其基本原理是利用了一個(gè)Chirp信號(hào)在適當(dāng)?shù)姆謹(jǐn)?shù)階傅立葉域中表現(xiàn)為一個(gè)沖激函數(shù)，即分?jǐn)?shù)階傅立葉變換對(duì)CCS系統(tǒng)發(fā)射的Chirp信號(hào)具有良好的聚焦性。利用分?jǐn)?shù)階傅立葉變換處理Chirp信號(hào)的優(yōu)勢(shì)，可以在CSS擴(kuò)頻技術(shù)中利用分?jǐn)?shù)階傅立葉變換實(shí)現(xiàn)不同調(diào)頻率的Chirp信號(hào)解調(diào)。在CSS系統(tǒng)中，通過對(duì)接收的基帶數(shù)據(jù)進(jìn)行分?jǐn)?shù)階傅立葉變換，檢測(cè)聚焦階次的峰值來進(jìn)行碼元判決，完成CCS系統(tǒng)解調(diào)，該方法降低了對(duì)頻率同步的要求，不需要進(jìn)行相位同步，在多徑頻率選擇性衰落信道下具有較好性能。
文檔編號(hào)H04L25/03GK101388877SQ200810226068
公開日2009年3月18日 申請(qǐng)日期2008年11月5日 優(yōu)先權(quán)日2008年11月5日
發(fā)明者王自宇, 然 陶, 黃克武 申請(qǐng)人:北京理工大學(xué)