專利名稱：一種無線通信定時同步方法及小區(qū)搜索方法和系統(tǒng)的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及無線移動通信技術，特別是涉及一種長期演進無線通信系統(tǒng)LTE，尤其特別是涉及長期演進無線通信系統(tǒng)LTE中基于主同步信號的定時同步方法及使用該方法的小區(qū)搜索方法及系統(tǒng)。
背景技術：
小區(qū)搜索是指用戶設備(UserEquipment，簡稱UE)從開機至搜索到合適小區(qū)的過程。在3GPP Release 8規(guī)定的長期演進系統(tǒng)(Long Term Evolution，簡稱LTE)中，用戶設備UE在上電后，需要搜尋可能存在的小區(qū)，然后選擇合適的小區(qū)登錄，用戶設備UE只有在登錄到小區(qū)后，才能獲取本小區(qū)和臨近小區(qū)的信息，并進一步監(jiān)聽網(wǎng)絡上的尋呼或發(fā)起呼叫建立連接。
圖1、2示出的是3GPP TS 36.211(R8)中規(guī)定的LTE系統(tǒng)的幀結構示意圖。圖1示出的是幀結構類型1，適用于頻分雙工(Frequency Division Duplex，F(xiàn)DD)方式。每無線幀長度10ms，對應307200個系統(tǒng)最小時間單位Ts(Ts＝1/(15000×2048)s)，包含時間長度分別為0.5ms的20個時隙(對應標號0～19)，且每2個時隙順序組合為一個1ms子幀。圖2示出的是幀結構類型2(5ms上下行轉(zhuǎn)換周期)，適用于時分雙工(Time Division Duplex，簡稱TDD)方式。無線幀長度仍然為10ms，對應307200Ts。每個無線幀又進一步劃分為兩個5ms的半幀，且每個半幀包含5個1ms子幀。若系統(tǒng)上下行轉(zhuǎn)換點周期為5ms，則各半幀中的第二個子幀為特殊子幀，順序包含下行導頻時隙(Downlink Pilot Time Slot，簡稱DwPTS)、主保護間隔(Main Guard Period，簡稱GP)、上行導頻時隙(Uplink Pilot Time Slot，簡稱UpPTS)。所述下行導頻時隙DwPTS、主保護間隔GP、上行導頻時隙UpPTS作用與現(xiàn)有時分-同步碼分多址系統(tǒng)(Time Division-Synchronous CDMA，簡稱TD-SCDMA)的對應內(nèi)容類似，分別用于小區(qū)標識和初始同步建立、提供上下行保護間隔及上行同步。若系統(tǒng)上下行轉(zhuǎn)換點周期為10ms，則特殊子幀僅存在于無線幀中的首個半幀。各半幀中，5個子幀除特殊子幀外，還包含常規(guī)子幀，各常規(guī)子幀中又包含兩個0.5ms時隙。無線幀中各子幀標號i＝0～9，各常規(guī)子幀所轄時隙標號分別為2i，2i+1。其中，子幀0、5、下行導頻時隙DwPTS始終用于下行傳輸，而特殊子幀后緊接的常規(guī)子幀與上行導頻時隙UpPTS始終用于上行傳輸。
由標準3GPP TS 36.213(R8)可知，長期演進系統(tǒng)LTE的小區(qū)搜索是指用戶設備UE獲取與服務小區(qū)定時與頻率同步的同時，檢測所述小區(qū)物理層小區(qū)標識的過程。而用于實施小區(qū)搜索的可利用的系統(tǒng)特征為長期演進系統(tǒng)LTE中的主、次同步信號。物理層小區(qū)標識
由小區(qū)標識組
與小區(qū)組內(nèi)標識
共同確定， 現(xiàn)有3GPP TS 36.211(R8)對主、次同步信號的序列生成、資源映射等信息進行了明確規(guī)定。主、次同步頻域序列由與小區(qū)標識有關(主同步信號序列生成僅與小區(qū)組內(nèi)標識有關；次同步信號序列生成由小區(qū)標識組與小區(qū)組內(nèi)標識共同確定)的公知方式生成，并映射至直流載波兩側各31個子載波位置，對稱增加預留保護子載波后，經(jīng)正交頻分復用(Orthogonal FrequencyDivision Multiplex，簡稱OFDM)調(diào)制生成OFDM時域符號。主、次同步信號資源映射后的頻譜資源為長期演進系統(tǒng)LTE中可支持的最小帶寬—1.4MHz。主、次同步信號OFDM時域符號所在幀結構的位置如下 幀結構類型1，主同步信號位于時隙0、10的最后一個OFDM符號上；次同步信號位于主同步信號的前一個OFDM符號上； 幀結構類型2，主同步信號位于子幀1、6的第二個OFDM符號(DwPTS的第二個OFDM符號)上；次同步信號位于子幀0、5的最后一個OFDM符號上。
長期演進系統(tǒng)LTE時域OFDM符號如圖3所示。由圖3可知，時域OFDM符號由數(shù)據(jù)部分與循環(huán)前綴(Cyclic Prefix，簡稱CP)構成。其中數(shù)據(jù)部分固定長度2048Ts，循環(huán)前綴CP的長度依據(jù)循環(huán)前綴類型、子載波間隔及OFDM符號所處時隙中的位置等可選取值160、144、512、1024，單位Ts。
現(xiàn)有技術中，長期演進系統(tǒng)中實現(xiàn)小區(qū)搜索的下行定時同步通?；谥魍叫盘?，核心原因為系統(tǒng)中候選基本主同步信號數(shù)量(數(shù)量為3)遠低于次同步信號(數(shù)量為168)，利于控制處理復雜度。
傳統(tǒng)的實現(xiàn)小區(qū)搜索中基于主同步信號的下行定時同步方法首先是將所有本地基本主同步時域重構信號分別與接收信號進行逐樣點滑動相關，然后再搜索相關峰值對應的主同步信號標識(對應系統(tǒng)的小區(qū)組內(nèi)標識)及其相關峰值位置作為輸出。該位置雖然可達到理論上最優(yōu)的“最大似然”檢測性能，但其復雜度卻很高，這意味著將消耗較多的處理器資源及更多的功耗?；谠摶舅枷?，又可發(fā)展出接收數(shù)據(jù)分段、計算簡化、存儲空間簡化等改進策略，但無論如何也需要增加硬件資源消耗。進一步的，該類方法在面對系統(tǒng)內(nèi)強干擾時還需要較完備的糾錯策略，并不能保證獲得理想的性能。
為克服以上不利因素，又出現(xiàn)了將下行定時同步分為兩步執(zhí)行的思想。該思想首先通過將主同步信號的時域特征特殊化為時域重復性，對接收信號實施差分相關，實現(xiàn)無需本地基本主同步信號即達到下行定時同步的目的；然后，再基于已實現(xiàn)定時同步的前提下檢測小區(qū)組內(nèi)標識。所述思想由于有效避免了多個本地基本主同步信號的滑動相關，計算復雜度有了一定改善，但仍然要求逐樣點滑動，且對主同步信號的序列生成有了嚴格要求，仍然沒有克服現(xiàn)有技術的缺陷。
此外，還有功率檢測方法的主同步信號檢測策略，但該策略性能易受信道衰落與功控影響，無法適用。
縱上所述，現(xiàn)有基于主同步信號的定時同步方法普遍存在以下問題 (一)處理復雜度過高 以最新演進系統(tǒng)為例，最小接收帶寬1.4MHz實施信號接收并利用其對應采樣率1.92MHz獲取基帶數(shù)據(jù)，5ms數(shù)據(jù)對應樣點數(shù)9600，3個本地基本主同步信號數(shù)據(jù)部分樣點數(shù)128，則傳統(tǒng)滑動相關定時同步方案5ms數(shù)據(jù)處理復雜度為9600×128×3＝3686400次復乘加；顯然，無論設備處理能力是否能夠承受，所述龐大的處理復雜度至少將帶來功耗增加問題，對終端保持較長待機時間不利。
(二)當存在強干擾時，定時同步性能不佳 由于在實際網(wǎng)絡中不可避免的存在用戶設備UE在進行小區(qū)搜索時受到大信號干擾的情況，如旁邊有其它用戶設備UE通話和進行數(shù)據(jù)業(yè)務，或用戶設備UE處于基站波束賦形的強增益方向上且基站正在進行賦形等?，F(xiàn)有定時同步方法極可能造成強干擾位置的相關值掩蓋正確位置相關值，導致定時同步失敗及小區(qū)組內(nèi)標識誤檢。
發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的一個目的在于提供一種無線通信的定時同步方法，其基于主同步信號，能夠快速、準確地，特別是在低信干噪比環(huán)境中快速、準確地實現(xiàn)在長期演進無線通信系統(tǒng)LTE中下行定時同步的目的。
本發(fā)明的另一個目的在于提供一種無線通信的小區(qū)搜索方法，其使用基于主同步信號的定時同步方法，能夠快速、準確地，特別是在低信干噪比環(huán)境中快速、準確地實現(xiàn)長期演進無線通信系統(tǒng)中小區(qū)搜索的目的。
本發(fā)明的再一個目的在于提供一種長期演進無線通信系統(tǒng)LTE的小區(qū)搜索系統(tǒng)，其能夠快速、準確地實現(xiàn)小區(qū)搜索，特別是在低信干噪比環(huán)境中快速、準確地實現(xiàn)小區(qū)搜索的目的。
為實現(xiàn)本發(fā)明所述目的而提供的一種無線通信的定時同步方法，包括如下步驟 步驟A，在無線通信的高層指示進入頻點的小區(qū)搜索時，進行定時粗同步，獲取基于主同步信號數(shù)據(jù)部分的下行粗略同步； 步驟B，根據(jù)下行粗略同步的結果，執(zhí)行定時精同步，進行小區(qū)組內(nèi)標識識別； 步驟C，根據(jù)定時精同步的結果，進行整數(shù)倍頻偏糾正； 步驟D，根據(jù)頻偏糾正結果，第二次定時精同步，獲取高采樣率樣點級定時精同步。
所述步驟A包括如下步驟 步驟A1，根據(jù)長期演進無線通信系統(tǒng)LTE的高層指示進入頻點的小區(qū)搜索； 步驟A2，初始化歸一化相關模值或功率值積累數(shù)組為全零數(shù)組； 步驟A3，以長期演進無線通信系統(tǒng)最小帶寬等級接收信號，在接收起點處，獲取樣點級的一無線幀數(shù)據(jù)； 步驟A4，將接收數(shù)據(jù)重疊劃分為兩5ms數(shù)據(jù)； 步驟A5，按預定的滑動步長，依次計算所述兩數(shù)據(jù)相應位置128樣點的歸一化時域相關模值或功率值； 步驟A6，歸一化相關模值或功率值序列對位疊加積累于所述積累數(shù)組； 步驟A7，重復步驟A3至A6，遍歷預定數(shù)量的無線幀； 步驟A8，搜索所述積累數(shù)組的極大值，調(diào)整接收起點完成定時粗同步。
所述步驟A5包括下列步驟 步驟A51，分別從所述兩數(shù)據(jù)起點處開始按滑動步長進行滑動并獲取歸一化相關處理所需的128樣點數(shù)據(jù)； 步驟A52，計算歸一化相關模值或功率值； 步驟A53，重復步驟A51至A52直至遍歷接收數(shù)據(jù)的所有位置點，獲得歸一化相關模值或功率值序列。
所述步驟B包括下列步驟 步驟B1，初始化歸一化分段相關模值或功率值積累矩陣初值為全零矩陣； 步驟B2，本地重構128樣點長度的候選基本主同步時域OFDM符號數(shù)據(jù)部分； 步驟B3，以系統(tǒng)最小帶寬等級接收信號，在接收起點的前n樣點處獲取樣點級的接收數(shù)據(jù)，其中，n取值范圍為20-50； 步驟B4，接收數(shù)據(jù)分別與本地候選基本主同步信號實施逐樣點滑動歸一化分段相關，獲取歸一化分段相關模值或功率值矩陣； 步驟B5，所述歸一化分段相關模值或功率值矩陣對位積累于所述積累矩陣； 步驟B6，重復步驟B3至步驟B5共fn次，其中，fn取值范圍為2-5； 步驟B7，搜索所述積累矩陣的極大值，該極大值所在行即對應小區(qū)組內(nèi)標識編號，調(diào)整接收起點完成第一次定時精同步。
為實現(xiàn)本發(fā)明目的還提供一種無線通信的小區(qū)搜索方法，包括下列步驟 步驟A’，根據(jù)高層指示進入頻點的小區(qū)搜索，利用無線通信的定時同步方法，基于主同步信號的下行定時同步，識別小區(qū)組內(nèi)標識； 步驟B’，利用主同步時域OFDM符號，實施頻率粗調(diào)； 步驟C’，循環(huán)前綴類型盲估計，識別小區(qū)標識組，實現(xiàn)無線幀同步； 步驟D’，同時利用主、次同步時域OFDM符號，實施頻率精調(diào)； 步驟E’，用戶設備UE讀取系統(tǒng)廣播信息，完成小區(qū)搜索。
所述無線通信的定時同步方法，包括如下步驟 步驟A1’，在無線通信的高層指示進入頻點的小區(qū)搜索時，進行定時粗同步，獲取基于主同步信號數(shù)據(jù)部分的下行粗略同步； 步驟A2’，根據(jù)下行粗略同步的結果，執(zhí)行定時精同步，進行小區(qū)組內(nèi)標識識別。
所述無線通信的定時同步方法，還包括如下步驟 步驟A3’，根據(jù)定時精同步的結果，進行整數(shù)倍頻偏糾正； 步驟A4’，根據(jù)頻偏糾正結果，第二次定時精同步，獲取高采樣率樣點級定時精同步。
為實現(xiàn)本發(fā)明的目的，進一步還提供一種LTE的小區(qū)搜索系統(tǒng)，包括第一識別模塊，頻率粗調(diào)模塊，第二識別模塊，和頻率精調(diào)模塊，其中所述第一識別模塊用于根據(jù)高層指示進入頻點的小區(qū)搜索，基于主同步信號的下行定時同步，識別小區(qū)組內(nèi)標識；所述頻率粗調(diào)模塊，用于利用主同步時域OFDM符號，實施頻率粗調(diào)；所述第二識別模塊，用于循環(huán)前綴類型盲估計，識別小區(qū)標識組，實現(xiàn)無線幀同步；所述頻率精調(diào)模塊，用于同時利用主、次同步時域OFDM符號，實施頻率精調(diào)。
所述第一識別模塊，包括定時粗同步模塊，第一定時精同步模塊，其中 所述定時粗同步模塊，用于在無線通信的高層指示進入頻點的小區(qū)搜索時，進行定時粗同步，獲取基于主同步信號數(shù)據(jù)部分的下行粗略同步； 所述第一定時精同步模塊，用于根據(jù)所述定時粗同步模塊的下行粗略同步的結果，執(zhí)行第一次定時精同步，進行小區(qū)組內(nèi)標識識別。
所述第一識別模塊，還包括頻偏糾正模塊和第二定時精同步模塊，其中 所述頻偏糾正模塊，用于根據(jù)所述第一定時精同步模塊定時精同步的結果，進行整數(shù)倍頻偏糾正； 所述第二定時精同步模塊，用于根據(jù)所述頻偏糾正模塊的頻偏糾正結果，獲取高采樣率樣點級定時精同步。
本發(fā)明的有益效果是本發(fā)明的長期演進無線通信系統(tǒng)LTE中基于主同步信號的定時同步方法及使用該方法的小區(qū)搜索方法及系統(tǒng)，利用長期演進無線通信系統(tǒng)LTE中主同步信號特有的以5ms為周期的時域重復性，使用預定步長的時域滑動互相關，實現(xiàn)下行定時粗略同步的盲估計，較現(xiàn)有技術顯著節(jié)省處理復雜度；且利用歸一化時域相關處理有效抵御系統(tǒng)內(nèi)強干擾對定時同步性能的影響；且利用分段相關策略抵御接收機可能的強剩余頻偏對定時同步性能的影響；且利用頻域序列子載波偏移效果糾正接收機整數(shù)倍頻偏。從而能夠快速、準確、簡便地，特別是在低信干噪比環(huán)境中快速、準確、簡便地實現(xiàn)長期演進無線通信系統(tǒng)LTE中基于主同步信號的下行定時同步，進而實現(xiàn)小區(qū)搜索的目的。
圖1為現(xiàn)有技術中LTE系統(tǒng)幀結構類型1； 圖2為現(xiàn)有技術中LTE系統(tǒng)幀結構類型2(5ms上下行轉(zhuǎn)換周期)； 圖3為現(xiàn)有技術中OFDM符號時域結構； 圖4為本發(fā)明無線通信的定時同步方法流程圖； 圖5為本發(fā)明無線通信的小區(qū)搜索方法流程圖； 圖6為未使用歸一化處理的定時粗略同步獲得的CorrPwrAccu示意圖； 圖7為使用歸一化處理的定時粗略同步獲得的CorrPwrAccu示意圖； 圖8為第一次定時精同步獲得的CorrPwrMatrixAccu3，2n+1示意圖； 圖9為第二次定時精同步獲得的CorrPwrSegAccu示意圖； 圖10為本發(fā)明在各信噪比點處的同步性能示意圖。
具體實施例方式 為了使本發(fā)明的目的、技術方案及優(yōu)點更加清楚明白，以下結合附圖及實施例，對本發(fā)明的一種長期演進無線通信系統(tǒng)LTE中基于主同步信號的定時同步方法及使用該方法的小區(qū)搜索方法及系統(tǒng)進行進一步詳細說明。應當理解，此處所描述的具體實施例僅僅用以解釋本發(fā)明，并不用于限定本發(fā)明。
本發(fā)明的一種長期演進無線通信系統(tǒng)LTE中基于主同步信號的定時同步方法及使用該方法的小區(qū)搜索方法及系統(tǒng)，其實現(xiàn)在低信干噪比環(huán)境中，快速、準確地實現(xiàn)小區(qū)搜索中下行定時同步。本發(fā)明充分利用主同步信號在5ms周期內(nèi)的時域重復性，首先采用預定步長滑動時域互相關實現(xiàn)低復雜度的無需本地同步信號重構的盲定時粗同步，同時使用歸一化相關處理抵御強干擾，最終在實現(xiàn)高精度的定時精同步的同時糾正接收機整數(shù)倍剩余頻偏，從而能夠快速、準確地實現(xiàn)小區(qū)搜索。本發(fā)明能夠在信號質(zhì)量處于終端接收機靈敏度處及強干擾環(huán)境中，實現(xiàn)準確的下行定時同步。
本發(fā)明提供一種無線通信的定時同步方法，如圖4所示，其包括如下步驟 步驟S100，在無線通信的高層指示進入頻點的小區(qū)搜索時，進行定時粗同步，獲取基于主同步信號數(shù)據(jù)部分的下行粗略同步。
在步驟S100中，無需本地同步信號重構，獲取基于主同步信號數(shù)據(jù)部分的下行粗略同步。同步精度為滑動步長的1/2； 具體地，所述步驟S100包括下列步驟 步驟S110，根據(jù)長期演進無線通信系統(tǒng)LTE的高層指示進入頻點的小區(qū)搜索； 所述的高層指示的內(nèi)容可以為告知用戶設備UE物理層在特定頻點實施小區(qū)搜索，其核心信息為頻點信息。
步驟S120，初始化歸一化相關模值或功率值積累數(shù)組CorrPwrAccu為全零數(shù)組； 步驟S130，以長期演進無線通信系統(tǒng)最小帶寬等級(1.4MHz)接收信號，在接收起點處，獲取1.92MHz采樣率樣點級的一無線幀(10ms)數(shù)據(jù)，長度為19200+Δ樣點； 其中，較佳地，所述Δ取值為128，目的是確保完整的主同步時域信號數(shù)據(jù)部分能包含在接收數(shù)據(jù)中，同時利于數(shù)字信號處理器(Digital SignalProcessor，簡稱DSP)數(shù)據(jù)存取及處理。
步驟S140，將接收數(shù)據(jù)重疊劃分為兩5ms數(shù)據(jù)halfFrame1、halfFrame2；其中，數(shù)據(jù)halfFrame1對應接收數(shù)據(jù)的第1～9858樣點；數(shù)據(jù)halfFrame2對應接收數(shù)據(jù)的第9601～19328樣點； 較佳地，作為一種可實施方式，當非首次執(zhí)行步驟S140時，數(shù)據(jù)halfFrame1、halfFrame2中的任一可不更新，沿用前次使用數(shù)據(jù)。
步驟S150，按預定的滑動步長glide，依次計算數(shù)據(jù)halfFrame1、halfFrame2相應位置128樣點的歸一化時域相關模值或功率值； 較佳地，所述滑動步長glide候選值為16、24、32、64，對應獲得的歸一化相關模值或功率值序列CorrPwr長度為9600/glide。
具體地，所述步驟S150包括下列步驟 步驟S151，分別從數(shù)據(jù)halfFrame1、halfFrame2起點處開始按滑動步長glide進行滑動并獲取歸一化相關處理所需的128樣點數(shù)據(jù)data1、data2； 其中，data1、data2各元素分別來自數(shù)據(jù)halfFrame1、halfFrame2中滑動點開始計數(shù)的第1～128樣點(包含滑動起點)。
步驟S152，計算歸一化相關模值或功率值； 所述計算歸一化相關模值或功率值的處理方式為互相關模值或功率值除以歸一化值； 較佳地，作為一種可實施方式，歸一化值可為data1、data2的樣點模值或功率值的均值或總和，或者為data1、data2的模值或功率值的峰值。
其中，作為一種可實施方式，歸一化值為data1、data2的樣點模值總和時的歸一化相關模值計算公式如下 其中()*為復共軛操作，||為取模操作； 其中，作為另一種可實施方式，歸一化值為data1、data2的功率峰值時的歸一化相關功率計算公式如下 其中()*為復共軛操作，||2為取功率操作，max{}為取序列極大值操作。
步驟S153，重復步驟S151至S152直至遍歷接收數(shù)據(jù)的所有位置點，獲得歸一化相關模值或功率值序列CorrPwr。
步驟S160，歸一化相關模值或功率值序列CorrPwr對位疊加積累于積累數(shù)組CorrPwrAccu； 步驟S170，重復步驟S130至S160，遍歷所有的RadioFn無線幀； 其中，較佳地，所述RadioFn取值范圍2～5。
步驟S180，搜索積累數(shù)組CorrPwrAccu的極大值，將其所在位置記為PosMaxRude，調(diào)整接收起點完成定時粗同步，調(diào)整量為-(PosMaxRude-1)*glide，單位16Ts； 其中，所述PosMaxRude初始計數(shù)為1。
步驟S200，根據(jù)下行粗略同步的結果，執(zhí)行第一次定時精同步，進行小區(qū)組內(nèi)標識識別。
在步驟S200中，獲取1.92MHz采樣率樣點級定時精同步，并檢測小區(qū)組內(nèi)標識。
具體地，所述步驟S200包括下列步驟 步驟S210，初始化歸一化分段相關模值或功率值積累矩陣CorrPwrMatrixAccu3，2n+1初值為全零矩陣； 其中n為粗同步誤差保護常量，n取值范圍20～50。
步驟S220，本地重構128樣點長度的候選基本主同步時域OFDM符號數(shù)據(jù)部分； 其中，基本主同步時域OFDM符號數(shù)據(jù)部分重構為公知技術，依據(jù)3GPP TS36.211明確規(guī)定的主同步時域信號生成方式獲得，因此，在本發(fā)明中不再一一詳細描述。
步驟S230，以系統(tǒng)最小帶寬等級(1.4MHz)接收信號，在接收起點的 前n樣點處獲取1.92MHz采樣率樣點級的長度為2n+129樣點的接收數(shù)據(jù)； 其中，n為粗同步誤差保護常量，取值范圍20～50。
步驟S240，接收數(shù)據(jù)分別與本地候選基本主同步信號實施逐樣點滑動歸一化分段相關，獲取歸一化分段相關模值或功率值矩陣CorrPwrMatrix3，2n+1； 其中，較佳地，所述矩陣的分段段數(shù)SegNum＝1～4；單段數(shù)據(jù)長度128/SegNum。
在步驟S240中，滑動起點開始的128樣點接收數(shù)據(jù)與本地候選基本主同步信號同時均分為SegNum段，對應各段歸一化相關模值和或功率值和，作為該滑動樣點、該本地候選主同步信號的相關模值或功率值，填入矩陣CorrPwrMatrix3，2n+1的對應位置中；歸一化處理方式與步驟S152一致，但本地基本主同步信號無需計算歸一化值。
步驟S250，矩陣CorrPwrMatrix3，2n+1對位積累于積累矩陣CorrPwrMatrixAccu3，2n+1； 步驟S260，重復步驟S230至步驟S250共fn次； 其中，重復fn次的目的為平滑噪聲影響，提升處理性能。
較佳地，考慮到綜合處理復雜度、處理效率與方案性能；隨fn的增加，噪聲平滑能力越強，方案性能越優(yōu)異；隨fn增加，處理復雜度提升，處理效率降低，因此，本發(fā)明實施例中，所述fn取值范圍2～5。
步驟S270，搜索矩陣CorrPwrMatrixAccu3，2n+1的極大值，該極大值所在行即對應小區(qū)組內(nèi)標識編號；所在列記為PosMaxRow；調(diào)整接收起點完成第一次定時精同步，調(diào)整量為PosMaxRow-(n+1)，單位16Ts。
其中，所述標識編號從0開始計數(shù)。
步驟S300，根據(jù)定時精同步的結果，進行整數(shù)倍頻偏糾正。
在步驟S300中，將接收機剩余絕對頻偏控制在半個子載波間隔7.5kHz內(nèi)。
具體地，所述步驟S300包括下列步驟 步驟S310，初始化頻域相關模值或功率值積累數(shù)組CorrPwrFreqAccu； 步驟S320，本地重構步驟S200識別的65個子載波(包含DC載波)長度的主同步信號頻域序列； 步驟S330，以系統(tǒng)最小帶寬等級(1.4MHz)接收信號，在接收起點接收時域信號并轉(zhuǎn)換至頻域，拋棄保護子載波保留65個有效子載波長度(包含DC載波)的頻域序列； 步驟S340，計算接收頻域序列與本地重構頻域序列延遲分別為-1，0，1子載波的相關模值或功率值，獲得數(shù)組CorrPwrFreq； 令接收頻域序列為reci，i＝1，2，L，65，本地重構頻域序列l(wèi)ocali，i＝1，2，L，65，則 所述相關模值CorrPwrFreq獲取方式如下 其中，localj＝0， 步驟S350，數(shù)組CorrPwrFreq對位積累于積累數(shù)組CorrPwrFreqAccu； 步驟S360，重復步驟S330至步驟S350共fn1次； 取值fn1的有益效果與fn相同。
其中，較佳地，fn1取值范圍5～15，優(yōu)選為10。
步驟S370，搜索積累數(shù)組CorrPwrFreqAccu的極大值，將其所在位置記為PosMaxFreq；然后進行接收機本振修正，修正量為(PosMaxFreq-2)*7500Hz； 其中，PosMaxFreq從1開始計數(shù)。
步驟S400，根據(jù)頻偏糾正結果，第二次定時精同步，獲取高采樣率樣點級定時精同步。
在步驟S400中，獲取30.72MHz采樣率樣點級定時精同步。
具體地，所述步驟S400包括下列步驟 步驟S410，初始化分段歸一化相關模值或功率值積累數(shù)組CorrPwrSegAccu； 步驟S420，對應30.72MHz采樣率樣點級，本地重構步驟S200識別的2048樣點長度的基本主同步時域OFDM符號數(shù)據(jù)部分； 步驟S430，以系統(tǒng)最小帶寬等級(1.4MHz)接收信號，在接收起點的前16樣點處獲取30.72MHz采樣率樣點級的長度為16×2+2049樣點的接收數(shù)據(jù)； 步驟S440，接收數(shù)據(jù)與本地抽頭主同步信號實施歸一化分段滑動相關，獲得歸一化分段相關模值或功率值矩陣CorrPwrSeg； 其中，所述矩陣的分段段數(shù)SegNum＝1～4；單段數(shù)據(jù)長度2048/SegNum。
在步驟S420中，滑動起點開始的2048樣點接收數(shù)據(jù)與本地基本主同步信號同時均分為SegNum段，對應各段歸一化相關模值和或功率值和，作為該滑動樣點、該本地候選主同步信號的相關模值或功率值，填入矩陣CorrPwrSeg的對應位置中；歸一化處理方式與步驟S240一致。
步驟S450，矩陣CorrPwrSeg對位積累于積累矩陣CorrPwrSegAccu； 步驟S460，重復步驟S430至步驟S450共fn2次。
其中，較佳地，fn2取值范圍20～30； 步驟S470，搜索積累矩陣CorrPwrSegAccu的極大值，將其所在位置記為PosMaxPrecise；然后調(diào)整接收起點完成第二次定時精同步，調(diào)整量為PosMaxPrecise-17，單位Ts。
其中，PosMaxPrecise從1開始計數(shù)。
本發(fā)明的一種無線通信的定時同步方法，基于主同步信號，能夠快速、準確地，特別是在低信干噪比環(huán)境中快速、準確地實現(xiàn)在長期演進無線通信系統(tǒng)LTE中下行定時同步的目的。
本發(fā)明還提供一種使用本發(fā)明的無線通信的定時同步方法，而實現(xiàn)的無線通信的小區(qū)搜索方法，如圖5所示，其包括如下步驟 步驟S1000，根據(jù)高層指示進入頻點的小區(qū)搜索，利用無線通信的定時同步方法，基于主同步信號的下行定時同步，識別小區(qū)組內(nèi)標識； 本發(fā)明的小區(qū)搜索過程中，利用本實施所述的基于主同步信號的無線通信的定時同步方法，包括步驟S100-S400，基于主同步信號的下行定時同步，識別小區(qū)組內(nèi)標識。
因所述基于主同步信號的無線通信的定時同步方法已經(jīng)在本實施例的前一部分描述，因此，這一部分中不再重復描述。
步驟S2000，利用主同步時域OFDM符號，實施頻率粗調(diào)； 步驟S2000中，其針對主同步時域OFDM符號，利用極大似然次優(yōu)估計方案實施頻率粗調(diào)，其是一種現(xiàn)有技術，為本領域技術人員所熟知，因此，在本發(fā)明實施例中不再一一詳細描述。
步驟S3000，循環(huán)前綴類型盲估計，識別小區(qū)標識組，實現(xiàn)無線幀同步； 本步驟是現(xiàn)有技術，為本領域技術人員所熟知，因此，在本發(fā)明實施例中不再一一詳細描述。
可選的，作為一種可實施方式，循環(huán)前綴盲估計可利用循環(huán)前綴與OFDM符號數(shù)據(jù)部分末尾區(qū)域的重復性特征實施；小區(qū)標識組識別可在循環(huán)前綴估計完成后，使用時域相關檢測策略完成； 可選的，作為另一種可實施方式，循環(huán)前綴盲估計可與小區(qū)標識組識別步驟利用次同步信號位置的假定判決方式同時完成；小區(qū)標識組識別完成的同時即可依據(jù)檢測到的次同步信號所處時隙位置獲得無線幀同步。
步驟S4000，同時利用主、次同步時域OFDM符號，實施頻率精調(diào)； 本步驟是同時利用主、次同步時域OFDM符號，利用極大似然次優(yōu)估計方案實施頻率精調(diào)，其是一種現(xiàn)有技術，為本領域技術人員所熟知，因此，在本發(fā)明中不再一一詳細描述。
步驟S5000，用戶設備UE讀取系統(tǒng)廣播信息，完成小區(qū)搜索。
本步驟中廣播信息讀取為用戶設備UE基本技術，即下行物理信道信息解析，完成小區(qū)搜索，是現(xiàn)有技術，為本領域技術人員所熟知，因此，在本發(fā)明中不再一一詳細描述。
本發(fā)明的無線通信的小區(qū)搜索方法，其使用基于主同步信號的定時同步方法，能夠快速、準確地，特別是在低信干噪比環(huán)境中快速、準確地實現(xiàn)長期演進無線通信系統(tǒng)中小區(qū)搜索的目的。
相應地，本發(fā)明還提供一種LTE的小區(qū)搜索系統(tǒng)，其包括第一識別模塊，頻率粗調(diào)模塊，第二識別模塊，頻率精調(diào)模塊，其中 第一識別模塊，用于根據(jù)高層指示進入頻點的小區(qū)搜索，基于主同步信號的下行定時同步，識別小區(qū)組內(nèi)標識。
頻率粗調(diào)模塊，用于利用主同步時域OFDM符號，實施頻率粗調(diào)。
第二識別模塊，用于循環(huán)前綴類型盲估計，識別小區(qū)標識組，實現(xiàn)無線幀同步。
頻率精調(diào)模塊，用于同時利用主、次同步時域OFDM符號，實施頻率精調(diào)。
其中，所述第一識別模塊，進一步包括定時粗同步模塊，第一定時精同步模塊，頻偏糾正模塊和第二定時精同步模塊，其中 定時粗同步模塊，用于在無線通信的高層指示進入頻點的小區(qū)搜索時，進行定時粗同步，獲取基于主同步信號數(shù)據(jù)部分的下行粗略同步。
第一定時精同步模塊，用于根據(jù)定時粗同步模塊的下行粗略同步的結果，執(zhí)行第一次定時精同步，進行小區(qū)組內(nèi)標識識別。
頻偏糾正模塊，用于根據(jù)第一定時精同步模塊定時精同步的結果，進行整數(shù)倍頻偏糾正。
第二定時精同步模塊，用于根據(jù)頻偏糾正模塊的頻偏糾正結果，獲取高采樣率樣點級定時精同步。
本發(fā)明實施例的LTE的小區(qū)搜索系統(tǒng)，以與本發(fā)明的無線通信的小區(qū)搜索方法及無線通信的定時同步方法相同的方法過程完成LTE小區(qū)搜索的過程，因此，在本發(fā)明實施例中，不再對本發(fā)明的LTE的小區(qū)搜索系統(tǒng)的工作過程進行一一詳細描述。
以下通過實驗仿真數(shù)據(jù)說明本發(fā)明長期演進無線通信系統(tǒng)LTE中基于主同步信號的定時同步方法及使用該方法的小區(qū)搜索方法及系統(tǒng)的有益效果。
(一)LTE FDD系統(tǒng) 本實施例中，LTE FDD系統(tǒng)，小區(qū)組內(nèi)標識(0開始計數(shù))，基站與用戶設備UE間頻率偏差為14kHz，信道環(huán)境為標準3GPP TS 36.101(R8)規(guī)定的EPA信道，樣點級信噪比-6dB；gilde＝24；實際主同步信號數(shù)據(jù)部分起點位于一個虛5ms數(shù)據(jù)長度中的第48998樣點(30.72MHz采樣率樣點級，對應1.92MHz采樣率樣點級第3062樣點)；子幀0、5功率相當，其余各上下行子幀功率在子幀0、5功率的1～5倍內(nèi)均勻分布。
在定時粗同步的步驟，經(jīng)過RadioFn＝3無線幀處理后獲得的CorrPwrAccu，獲得的PosMaxRude＝129； 如圖6所示，為未使用歸一化處理的定時粗略同步獲得的CorrPwrAccu。
其中，橫坐標對應CorrPwrAccu各元素，縱坐標為各元素歸一化相關值。如圖7所示，為使用歸一化處理的定時粗略同步獲得的CorrPwrAccu。
其中，橫坐標對應CorrPwrAccu各元素，縱坐標為各元素歸一化相關值。
比較圖6、圖7可知，歸一化相關處理有效抵御了系統(tǒng)內(nèi)強干擾對定時同步位置識別的影響。本實施例中歸一化處理中歸一化值使用相關對象的樣點模值均值。
由圖7可知，下行粗略同步調(diào)整量估計為-(129-1)*glide＝-3072，接收起點調(diào)整后與實際主同步信號位置僅相差10樣點。
在第一次定時精同步及小區(qū)組內(nèi)標識識別的步驟中，n取值40；SegNum＝4，單段數(shù)據(jù)長度128/SegNum；fn取值3；獲得的CorrPwrMatrixAccu3，2n+1如圖8所示； 其中，將CorrPwrMatrixAccu3，2n+1各行同時繪制，橫坐標對應CorrPwrMatrixAccu3，2n+1各列元素，縱坐標為各列元素歸一化相關值。
CorrPwrMatrixAccu3，2n+1極大值所在行指示小區(qū)組內(nèi)標識，與實際吻合；所在列PosMaxRow＝31，則定時精同步調(diào)整量為PosMaxRow-(n+1)＝-10，與實際位置恰好吻合。
在整數(shù)倍頻偏糾正步驟中，fn1＝10獲得的CorrPwrFreqAccu極大值PosMaxFreq＝3，則接收機本振修正量為(PosMaxFreq-2)*7500Hz＝7500Hz，剩余頻偏6500Hz，達到預期要求。
在第二次定時精同步中，SegNum＝4，單段數(shù)據(jù)長度512，fn取值25；獲得的CorrPwrSegAccu如圖9所示。
其中，橫坐標對應CorrPwrSegAccu各元素，縱坐標為各元素歸一化分段相關值。
由圖9可知，PosMaxPrecise＝11，即第二次精同步位置PosMaxPrecise-17＝-6，根據(jù)各步驟的接收起點調(diào)整量共同推算，定時同步樣點調(diào)整量為(-(PosMaxRude-1)*gl ide+PosMaxRow-(n+1))*16+(PosMaxPreci se-17)＝-48998，準確完成基于主同步信號數(shù)據(jù)部分的下行定時同步。
針對本較佳實施例，定時粗同步步驟單位時間(無線幀)處理復雜度(不含歸一化處理)統(tǒng)計為9600/24×128＝51200次復乘加。第一次定時精同步及小區(qū)組內(nèi)標識識別步驟單位時間(5ms)處理復雜度(不含歸一化處理)統(tǒng)計為81×128×3＝31104次復乘加。因此，實現(xiàn)第一次定時精同步單位時間(統(tǒng)一為無線幀，設第一次定時精同步及小區(qū)組內(nèi)標識識別步驟在一無線幀時間內(nèi)僅完成5ms的處理)處理復雜度為82304次復乘加。而現(xiàn)有的滑動相關定時同步方法實現(xiàn)所述相同功能的無線幀處理復雜度為3686400次復乘加。可見，本發(fā)明的低代價簡化定時同步方案的處理復雜度為常規(guī)滑動相關方案的約1/45，顯著降低接收機處理負擔。
為不失一般性，本發(fā)明在以下參數(shù)設置下，在各樣點級信噪比點處進行了500次mento-carlo仿真，仿真獲得的各信噪比點下行定時同步誤差在±Ts內(nèi)、小區(qū)組內(nèi)標識正確識別且整數(shù)倍頻偏正確糾正的概率如圖10所示。
仿真條件LTE TDD系統(tǒng)，5ms轉(zhuǎn)換點周期；基站與UE間初始頻率偏差在[8k，15k]Hz內(nèi)均勻分布，信道環(huán)境為標準3GPP TS 36.101(R8)規(guī)定的EPA、EVA、ETU信道及AWGN信道，時域樣點信噪比-10～0dB。無線幀中除子幀0、1、5、6功率相當外，AGC調(diào)整完成后，其余子幀功率與主同步OFDM符號功率比值在1～10內(nèi)均勻分布，UpPTS為空；接收起點位置隨機，位置分辨率Ts；各步驟參數(shù)設置如下
步驟A，gilde＝24；RadioFn＝3；歸一化處理中歸一化值使用相關對象的功率峰值
步驟B，n＝30；SegNum＝4，單段數(shù)據(jù)長度128/SegNum＝32；fn＝3；歸一化策略同步驟A，但本地基本信號無需處理；
步驟C，fn1＝15
步驟D，SegNum＝4，單段數(shù)據(jù)長度2048/SegNum＝512；fn＝20；歸一化策略同步驟B 其結果如圖10所示，其中，橫坐標對應各樣點級信噪比點，縱坐標為在該樣點級信噪比點上獲得的定時同步正確率。
大量試驗證明，本發(fā)明的下行定時同步方法能夠在各信道環(huán)境的工作點處獲得99.9％的正確率。
本發(fā)明的一種長期演進無線通信系統(tǒng)LTE中基于主同步信號的定時同步方法及使用該方法的小區(qū)搜索方法及系統(tǒng)，利用長期演進系統(tǒng)LTE中主同步信號特有的以5ms為周期的時域重復性，使用預定步長的時域滑動互相關，實現(xiàn)下行定時粗略同步的盲估計，較常規(guī)方案顯著節(jié)省處理復雜度；同時利用歸一化時域相關處理有效抵御系統(tǒng)內(nèi)強干擾對定時同步性能的影響；進一步利用分段相關策略抵御接收機可能的強剩余頻偏對定時同步性能的影響；更利用頻域序列子載波偏移效果糾正接收機整數(shù)倍頻偏。其在解決現(xiàn)有技術中存在的問題，能夠在低信噪比、存在強信號干擾的情況下，快速、準確地實現(xiàn)下行定時同步，將下行同步偏差控制在±Ts內(nèi)。
通過結合附圖對本發(fā)明具體實施例的描述，本發(fā)明的其它方面及特征對本領域的技術人員而言是顯而易見的。
本領域技術人員顯然清楚并且理解，本發(fā)明系統(tǒng)和方法所舉的以上實施例僅用于說明本發(fā)明，而并不用于限制本發(fā)明。雖然通過實施例有效描述了本發(fā)明，本領域技術人員知道，本發(fā)明存在許多變化而不脫離本發(fā)明的精神。在不背離本發(fā)明的精神及其實質(zhì)的情況下，本領域技術人員當可根據(jù)本發(fā)明方法做出各種相應的改變或變形，但這些相應的改變或變形均屬于本發(fā)明的權利要求保護范圍。
權利要求
1、一種無線通信定時同步方法，其特征在于，包括如下步驟
步驟A，在無線通信的高層指示進入頻點的小區(qū)搜索時，進行定時粗同步，獲取基于主同步信號數(shù)據(jù)部分的下行粗略同步；
步驟B，根據(jù)下行粗略同步的結果，執(zhí)行定時精同步，進行小區(qū)組內(nèi)標識識別；
步驟C，根據(jù)定時精同步的結果，進行整數(shù)倍頻偏糾正；
步驟D，根據(jù)頻偏糾正結果，第二次定時精同步，獲取高采樣率樣點級定時精同步。
2、根據(jù)權利要求1所述的無線通信定時同步方法，其特征在于，所述步驟A包括如下步驟
步驟A1，根據(jù)長期演進無線通信系統(tǒng)LTE的高層指示進入頻點的小區(qū)搜索；
步驟A2，初始化歸一化相關模值或功率值積累數(shù)組為全零數(shù)組；
步驟A3，以長期演進無線通信系統(tǒng)最小帶寬等級接收信號，在接收起點處，獲取樣點級的一無線幀數(shù)據(jù)；
步驟A4，將接收數(shù)據(jù)重疊劃分為兩5ms數(shù)據(jù)；
步驟A5，按預定的滑動步長，依次計算所述兩數(shù)據(jù)相應位置128樣點的歸一化時域相關模值或功率值；
步驟A6，歸一化相關模值或功率值序列對位疊加積累于所述積累數(shù)組；
步驟A7，重復步驟A3至A6，遍歷預定數(shù)量的無線幀；
步驟A8，搜索所述積累數(shù)組的極大值，調(diào)整接收起點完成定時粗同步。
3、根據(jù)權利要求2所述的無線通信定時同步方法，其特征在于，所述步驟A5包括下列步驟
步驟A51，分別從所述兩數(shù)據(jù)起點處開始按滑動步長進行滑動并獲取歸一化相關處理所需的128樣點數(shù)據(jù)；
步驟A52，計算歸一化相關模值或功率值；
步驟A53，重復步驟A51至A52直至遍歷接收數(shù)據(jù)的所有位置點，獲得歸一化相關模值或功率值序列。
4、根據(jù)權利要求1所述的無線通信定時同步方法，其特征在于，所述步驟B包括下列步驟
步驟B1，初始化歸一化分段相關模值或功率值積累矩陣初值為全零矩陣；
步驟B2，本地重構128樣點長度的候選基本主同步時域OFDM符號數(shù)據(jù)部分；
步驟B3，以系統(tǒng)最小帶寬等級接收信號，在接收起點的前n樣點處獲取樣點級的接收數(shù)據(jù)，其中，n取值范圍為20-50；
步驟B4，接收數(shù)據(jù)分別與本地候選基本主同步信號實施逐樣點滑動歸一化分段相關，獲取歸一化分段相關模值或功率值矩陣；
步驟B5，所述歸一化分段相關模值或功率值矩陣對位積累于所述積累矩陣；
步驟B6，重復步驟B3至步驟B5共fn次，其中，fn取值范圍為2-5；
步驟B7，搜索所述積累矩陣的極大值，該極大值所在行即對應小區(qū)組內(nèi)標識編號，調(diào)整接收起點完成第一次定時精同步。
5、一種無線通信小區(qū)搜索方法，其特征在于，包括下列步驟
步驟A’，根據(jù)高層指示進入頻點的小區(qū)搜索，利用無線通信的定時同步方法，基于主同步信號的下行定時同步，識別小區(qū)組內(nèi)標識；
步驟B’，利用主同步時域OFDM符號，實施頻率粗調(diào)；
步驟C’，循環(huán)前綴類型盲估計，識別小區(qū)標識組，實現(xiàn)無線幀同步；
步驟D’，同時利用主、次同步時域OFDM符號，實施頻率精調(diào)；
步驟E’，用戶設備UE讀取系統(tǒng)廣播信息，完成小區(qū)搜索。
6、根據(jù)權利要求5所述的無線通信小區(qū)搜索方法，其特征在于，所述無線通信的定時同步方法，包括如下步驟
步驟A1’，在無線通信的高層指示進入頻點的小區(qū)搜索時，進行定時粗同步，獲取基于主同步信號數(shù)據(jù)部分的下行粗略同步；
步驟A2’，根據(jù)下行粗略同步的結果，執(zhí)行定時精同步，進行小區(qū)組內(nèi)標識識別。
7、根據(jù)權利要求6所述的無線通信的小區(qū)搜索方法，其特征在于，所述無線通信的定時同步方法，還包括如下步驟
步驟A3’，根據(jù)定時精同步的結果，進行整數(shù)倍頻偏糾正；
步驟A4’，根據(jù)頻偏糾正結果，第二次定時精同步，獲取高采樣率樣點級定時精同步。
8、一種LTE的小區(qū)搜索系統(tǒng)，其特征在于，包括第一識別模塊，頻率粗調(diào)模塊，第二識別模塊，和頻率精調(diào)模塊，其中所述第一識別模塊用于根據(jù)高層指示進入頻點的小區(qū)搜索，基于主同步信號的下行定時同步，識別小區(qū)組內(nèi)標識；所述頻率粗調(diào)模塊，用于利用主同步時域OFDM符號，實施頻率粗調(diào)；所述第二識別模塊，用于循環(huán)前綴類型盲估計，識別小區(qū)標識組，實現(xiàn)無線幀同步；所述頻率精調(diào)模塊，用于同時利用主、次同步時域OFDM符號，實施頻率精調(diào)。
9、根據(jù)權利要求8所述的小區(qū)搜索系統(tǒng)，其特征在于，所述第一識別模塊，包括定時粗同步模塊，第一定時精同步模塊，其中
所述定時粗同步模塊，用于在無線通信的高層指示進入頻點的小區(qū)搜索時，進行定時粗同步，獲取基于主同步信號數(shù)據(jù)部分的下行粗略同步；
所述第一定時精同步模塊，用于根據(jù)所述定時粗同步模塊的下行粗略同步的結果，執(zhí)行第一次定時精同步，進行小區(qū)組內(nèi)標識識別。
10、根據(jù)權利要求9所述的小區(qū)搜索系統(tǒng)，其特征在于，所述第一識別模塊，還包括頻偏糾正模塊和第二定時精同步模塊，其中
所述頻偏糾正模塊，用于根據(jù)所述第一定時精同步模塊定時精同步的結果，進行整數(shù)倍頻偏糾正；
所述第二定時精同步模塊，用于根據(jù)所述頻偏糾正模塊的頻偏糾正結果，獲取高采樣率樣點級定時精同步。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種無線通信定時同步方法及小區(qū)搜索方法和系統(tǒng)。本發(fā)明充分利用主同步信號在5ms周期內(nèi)的時域重復性，首先采用預定步長滑動時域互相關實現(xiàn)低復雜度的無需本地同步信號重構的盲定時粗同步，同時使用歸一化相關處理抵御強干擾，最終在實現(xiàn)高精度的定時精同步的同時糾正接收機整數(shù)倍剩余頻偏。其能夠快速、準確地，特別是在低信干噪比環(huán)境中快速、準確地實現(xiàn)定時同步，進而實現(xiàn)長期演進無線通信系統(tǒng)中小區(qū)搜索。特別是能夠在信號質(zhì)量處于終端接收機靈敏度處及強干擾環(huán)境中，實現(xiàn)準確的下行定時同步。
文檔編號H04B1/707GK101388723SQ20081023293
公開日2009年3月18日 申請日期2008年10月28日 優(yōu)先權日2008年10月28日
發(fā)明者舒 譚, 敏 申, 王茜竹, 鄭建宏 申請人:重慶重郵信科通信技術有限公司